JP2014209720A - 送受信システム - Google Patents

Abstract

【課題】Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックに求められるジッタを緩和するとともに、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性を緩和することができる送受信システムを提供すること。【解決手段】送信装置は、ＲＦ信号を第１中間周波数信号にダウンコンバートするダウンコンバート手段と、第１中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、を有し、受信装置は、受信されたデジタル信号をアップサンプリングするアップサンプリング手段と、所定の次数のエイリアシング信号をデジタルフィルタによって抽出する抽出手段と、エイリアシング信号を、第１中間周波数信号の高次エイリアシング周波数に変換するデジタル／アナログ変換手段と、第２中間周波数信号をもとのＲＦ信号にアップコンバートするアップコンバート手段と、を有する。【選択図】図３

Description

本発明は、送受信システムに関するものである。

ＣＡＴＶシステムや、移動体通信における地下街、ビルの高層階などの電波不感地帯での通信を補うための技術の一つに、ＲｏＦ（Radio on Fiber）と呼ばれるアナログ光伝送技術が知られている（例えば、非特許文献１参照）。このＲｏＦ伝送方式は、ＲＦ信号で光の強度変調信号を生成し、光ファイバで信号を伝送する方式であり、比較的簡易な構成でシステムを構築できる。ＲＦ信号としては、短波からミリ波に渡る利用が多数報告されている。このＲｏＦ伝送方式はアナログでの伝送方式であるため、システムとして高い線形性、低い雑音特性が要求される。特に、半導体レーザのような光デバイスなどによって構成される光伝送装置部に対しては、高い線形性、低い雑音特性が要求される。また、ＲｏＦ伝送方式では、伝送する信号の搬送波周波数で光を強度変調するため、高速応答特性も要求される。

そこで、従来、図１０に示す光伝送システムのように、送信装置が、入力端子から入力されたＲＦ信号を、混合器および低域通過フィルタを有する第１周波数変換部において変換したＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器にてサンプリングし、デジタル信号にしてから、Ｅ／Ｏ変換器で光信号に変換してから光ファイバで光伝送する方式（Digitized RoF：ＤＲｏＦ伝送方式）も提案されている（たとえば、特許文献１参照）。受信装置では、光ファイバで伝送された光信号をそれぞれＯ／Ｅ変換器で電気信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器において再生されたＩＦ信号は、第２周波数変換部における増幅回路で増幅されてから、混合器に入力された局部信号と周波数混合され、帯域通過フィルタによるフィルタリングによってＲＦ信号として選別されて出力端子から出力される。このＤＲｏＦ伝送方式によれば、ＲｏＦ伝送方式で大きな問題となる光デバイスへの高直線性や低雑音特性、高速応答特性等の要求仕様が大幅に緩和される。

福家、他「光伝送ブースタ」，ＮＴＴ ＤＯＣＯＭＯテクニカルジャーナル、Ｖｏｌ.５，Ｎｏ.１，ＰＰ.２９−３２，１９９７

特開２００１−１９７０１２号公報

特許文献１に示す方式においては、信号帯域幅の２倍以上の周波数がＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数として選定され、アンダーサンプリング（あるいはバンドパスサンプリング等）と呼ばれる、信号の搬送波周波数よりも低い周波数でのサンプリング処理が施される。その後、信号処理部にてダウンサンプリングやパラレル／シリアル変換処理により十分に低速なシリアル信号に変換された後、光信号として出力される。

近年の移動体通信システムは、ユーザ当たりのスループットを向上させるために、２ＧＨｚを超えるような高い搬送波周波数や、数十ＭＨｚから１００ＭＨｚにまで及ぶ広い信号帯域幅などが適用されようとしている。このような無線通信信号に対して特許文献１の方式を適用すると、Ａ／Ｄ変換器に入力される搬送波周波数が高くなるため、次式で与えられるＡ／Ｄ変換器のサンプリングクロックジッタによるＳＮＲ特性が劣化し、例えば携帯電話のような、広いダイナミックレンジを必要とするシステムでは所望の性能を確保することが非常に困難となる。

ＳＮＲ［ｄＢ］＝−２０ｌｏｇ（２π・ｆｉｎ・σｊ）
ここで、
ｆｉｎ：Ａ／Ｄ変換器の入力信号周波数、
σｊ：サンプリングクロックＪｉｔｔｅｒの標準偏差（Ａ／Ｄ変換器が持つＡｐｐｅｒｔｕｒｅ Ｊｉｔｔｅｒを含む）
である。

上式より、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックジッタによる雑音の影響を最小限に抑える（ＳＮＲ特性を改善する）には、Ａ／Ｄ変換器の入力信号周波数を低く設定することが有効であるため、ＲＦ信号を、ＤＣ付近の低いＩＦ信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器にてオーバーサンプリングをすることで、前述したＳＮＲ特性という点では性能向上を見込むことができる。

しかしながら、このようにＤＣ付近のＩＦ信号をオーバーサンプリングする方式では、対移動局中継装置内のＤ／Ａ変換器から出力されるＩＦ信号もＤＣに近い周波数の信号であるため、ミキサにて周波数変換し、ＲＦ信号を再生した後のＢＰＦには非常に急峻な遮断特性が要求され、大型で高コストなＢＰＦが必要となる、という問題が発生する。すなわち、高い搬送波周波数、広い信号帯域幅、広いダイナミックレンジを要する無線通信信号をＤＲｏＦ方式で伝送するには、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックに求められるジッタと、ＲＦ再生後のＢＰＦ遮断特性に求められる性能がトレードオフの関係を生じるという問題点がある。

そこで、本発明は、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックに求められるジッタを緩和するとともに、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性を緩和することができる送受信システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、送信装置と受信装置を有する送受信システムにおいて、前記送信装置は、第１周波数の信号を用いてＲＦ信号を第１中間周波数信号にダウンコンバートするダウンコンバート手段と、前記第１中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記デジタル信号を前記受信装置に対して送信する送信手段と、を有し、前記受信装置は、前記デジタル信号を受信する受信手段と、前記受信手段によって受信された前記デジタル信号を、前記アナログ／デジタル変換手段のサンプリング周波数よりも高いサンプリング周波数にアップサンプリングするアップサンプリング手段と、前記アップサンプリング手段によってアップサンプリングされたデジタル信号に含まれている所定の次数のエイリアシング信号をデジタルフィルタによって抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって抽出された前記所定の次数のエイリアシング信号を、前記第１中間周波数信号の高次エイリアシング周波数に該当する第２中間周波数信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と、前記第２中間周波数信号をもとの前記ＲＦ信号にアップコンバートするアップコンバート手段と、を有する。
このような構成によれば、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックに求められるジッタを緩和するとともに、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性を緩和することができる。また、各チャネル信号をベースバンドまでダウンコンバートすることなく中間周波数帯域で一括伝送するため、信号処理部で発生する遅延量を小さく抑えることが可能となる。さらに、デジタルダウンコンバート、デジタルアップコンバート等の信号処理部での周波数変換を行わないため、数値制御型発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）等も不要となり、信号処理部の回路規模を縮小することが可能となる。また、全てＲｅａｌ ＩＦ領域で処理をするため、ＲＦ再生時の直交変調器等が不要となり、アナログ部の回路規模を縮小することが可能になる。

また、本発明の一側面は、前記送信装置の前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をオーバーサンプリングし、前記受信装置の前記抽出手段は、前記第１中間周波数信号の高次エイリアシング周波数に該当する第２中間周波数信号を抽出することを特徴とする。
このような構成によれば、第１中間周波数信号の周波数をＤＣ付近までの低い周波数に設定できるので、サンプリングクロックジッタの要件を最も緩和することができる。

また、本発明の一側面は、前記受信装置のアップサンプリング手段は、２^Ｎ（Ｎは２以上の整数）倍のサンプリング周波数に変換することを特徴とする。
このような構成によれば、エイリアシング信号を容易に抽出することができる。

また、本発明の一側面は、前記送信装置の前記ダウンコンバート手段は、前記第１中間周波数信号を用いて前記ＲＦ信号を第１ナイキストゾーンの第１中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をオーバーサンプリングし、前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、４倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は、第２次から第４次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、ＤＣから離れた第２中間周波数信号を抽出することを可能とし、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性を緩和することができる。

また、本発明の一側面は、前記送信装置の前記ダウンコンバート手段は、前記第１中間周波数信号を用いて前記ＲＦ信号を第１ナイキストゾーンの第１中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をオーバーサンプリングし、前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、８倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は、第２次から第８次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、抽出する信号の帯域を拡張し、よりＤＣから離れた第２中間周波数信号を抽出することを可能とし、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性をより緩和することができる。

また、本発明の一側面は、前記送信装置の前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、前記受信装置の抽出手段は、前記第１中間周波数信号の高次エイリアシング信号としての前記第２中間周波数信号を抽出する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、第１中間周波数信号を前記信号の帯域幅分以上ＤＣから離れる帯域にダウンコンバートしても、アンダーサンプリングによりサンプリングレートを低減することができるので、伝送に必要なビットレートを低減することができる。

また、本発明の一側面は、前記受信装置のアップサンプリング手段は、２^Ｎ（Ｎは２以上の整数）倍のサンプリング周波数に変換することを特徴とする。
このような構成によれば、エイリアシング信号を容易に抽出することができる。

また、本発明の一側面は、前記送信装置の前記第１中間周波数の信号を用いて前記ＲＦ信号を第３ナイキストゾーンの第１中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、４倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は前記第４次のナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、ＤＣから離れた第２中間周波数信号を抽出することを可能とし、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性を緩和することができる。

また、本発明の一側面は、前記送信装置のダウンコンバート手段は、前記第１中間周波数信号を用いて前記ＲＦ信号を第３ナイキストゾーンの第1中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、８倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は、第４次から第８次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出することを特徴とする。
このような構成によれば、抽出する第２中間周波数信号の帯域を拡張し、よりＤＣから離れた第２中間周波数信号を抽出することを可能とし、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性をより緩和することができる。

また、本発明の一側面は、前記送信装置の前記第１中間周波数の信号を用いて前記ＲＦ信号を第２ナイキストゾーンの第１中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、４倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は前記第３次または第４次のナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、第１次ナイキストゾーンに発生する電源雑音やクロック雑音を回避しつつ、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックに求められるジッタを緩和し、さらに、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性を緩和することができる。

また、本発明の一側面は、前記送信装置のダウンコンバート手段は、前記第１中間周波数信号を用いて前記ＲＦ信号を第２ナイキストゾーンの第1中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、８倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は、第３次から第８次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、抽出する第２中間周波数信号の帯域を拡張し、よりＤＣから離れた第２中間周波数信号を抽出することを可能とし、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性をより緩和することができる。

本発明によれば、本発明は、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックに求められるジッタを緩和するとともに、ＲＦ再生後のＢＰＦの遮断特性を緩和することができる送受信システムを提供することが可能になる。また、各チャネル信号をベースバンドまでダウンコンバートすることなく中間周波数帯域で一括伝送するため、信号処理部で発生する遅延量を小さく抑えることが可能となる。また、デジタルダウンコンバート、デジタルアップコンバート等の信号処理部での周波数変換を行わないため、数値制御型発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）等も不要となり、信号処理部の回路規模を縮小することが可能となる。また、本発明によれば、全てＲｅａｌ ＩＦ領域で処理をするため、ＲＦ再生時の直交変調器等が不要となり、アナログ部の回路規模を縮小することが可能となる。

本発明の本実施形態に係る送受信システムの構成例を示す図である。 図１に示す送信装置の構成例を示す図である。 図１に示す受信装置の構成例を示す図である。 図２に示す送信装置の動作を説明するための図である。 送信装置のローパスフィルタから出力される信号の一例を示す図である。 パラレルシリアル変換部から出力される信号の一例を示す図である。 バンドパスフィルタの特性を説明するための図である。 受信装置のローパスフィルタから出力される信号の一例を示す図である。 図３に示す受信装置の動作を説明するための図である。 従来技術の構成を説明する図である。

次に、本発明の実施形態について説明する。

（Ａ）本発明の実施形態の構成の説明
図１は、本発明の実施形態に係る送受信システムの概略の構成例を示す図である。この図に示すように、送受信システム１は、送信装置１０、光ファイバ３０、および、受信装置２０を主要な構成要素としている。図１に示す本実施形態は、携帯電話の基地局からの電波が届きにくい電波不感地帯に電波を供給するシステムとして構成されている。

ここで、送信装置１０は、図示しない基地局からの電波を受信可能な場所に配置され、基地局からの電波をアンテナ１１によって捕捉する。そして、送信装置１０は、受信信号（ＲＦ信号）をダウンコンバートしてデジタル化した後、光信号に変換して光ファイバ３０を介して受信装置２０に伝送する。また、送信装置１０は、受信装置２０から光ファイバ３０を介して受信した光信号を電気信号に変換してアナログ信号に変換した後、アップコンバートして元のＲＦ信号に復元し、アンテナ１１を介して電波として基地局に向けて送信する。なお、図１の例では、送信装置１０と基地局とは無線で情報を授受するようにしているが、これらが有線で情報を授受するようにしてもよい。

受信装置２０は、基地局からの電波が届きにくい電波不感地帯に配置され、送信装置１０から光ファイバ３０を介して伝送された光信号を受信する。そして、受信装置２０は、受信した光信号を電気信号に変換してアナログ信号に変換した後、アップコンバートして元のＲＦ信号に復元し、アンテナ２１を介して電波不感地帯に電波を送信する。また、受信装置２０は、携帯電話から受信した電波をアンテナ２１によって受信し、受信信号（ＲＦ信号）をダウンコンバートしてデジタル化した後、光信号に変換して光ファイバ３０を介して送信装置１０に供給する。なお、受信装置２０は、実際には、電波不感帯の面積等に応じて複数個接続されているが、図１では図面を簡略化するために１台だけ接続された状態を示している。

以上のような構成により、携帯電話を有するユーザが電波不感帯に位置している場合であっても、携帯電話と基地局との間で、本実施形態の送受信システム１を介して電波の授受が可能になるので、通話または通信を実行することができる。

図２は、図１に示す送信装置１０の構成例を示す図である。なお、図２の例では、図面を簡略化するために、下り方向（基地局から受信した電波を受信装置２０に送信する方向）に関するブロック図のみを示している。図２に示すように、送信装置１０は、ミキサ１０１、ローパスフィルタ１０２、増幅部１０３、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１０４、信号処理部１０５、光送信部１０８、光分配部１０９、クロック部１１０、分配部（ＤＩＶ）１１１、ＰＬＬシンセサイザ（ＰＬＬＳＹＮ）１１２、および、発振部１１３を有している。

ここで、ミキサ１０１は、アンテナ１１を介して供給されるＲＦ信号と、発振部１１３から供給される局発信号とをミキシングし、中間周波数信号を出力する。

ローパスフィルタ１０２は、ミキサ１０１で生成された中間周波数信号を通過させ、それ以外の帯域成分を減衰させるフィルタである。増幅部１０３は、ローパスフィルタ１０２を通過した中間周波数信号を所定のゲインで増幅して出力する。ＡＤＣ１０４は、増幅部１０３によって増幅された中間周波数信号を分配部１１１から供給されるクロック信号に同期してサンプリングし、デジタル信号に変換して出力する。

信号処理部１０５は、パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１０６、および、送信部（ＴＸＤ）１０７を有しており、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等によって構成され、ＡＤＣ１０４から出力されるデジタル信号に対してパラレルシリアル変換その他のエンコード処理を施して出力する。ここで、パラレルシリアル変換部１０６は、分配部１１１から出力されるクロック信号に基づいて、ＡＤＣ１０４から出力されるパラレル信号をシリアル信号に変換して出力する。送信部１０７は、パラレルシリアル変換部１０６から供給されるシリアル信号を、例えば、８ｂ／１０ｂ変換してクロック信号を重畳して送信信号を生成した後、出力する。

光送信部１０８は、送信部１０７から供給される電気信号を対応する光信号に変換して出力する。光分配部１０９では、光送信部１０８から出力される光信号が各光ファイバ３０に対して分配される。

クロック部１１０は、クロック信号を生成して出力する。分配部１１１は、クロック部１１０から供給されたクロック信号を、ＡＤＣ１０４、パラレルシリアル変換部１０６、送信部１０７、および、ＰＬＬシンセサイザ１１２に分配する。

ＰＬＬシンセサイザ１１２は、分配部１１１から供給されるクロック信号に基づいて発振部１１３から出力される局発信号が所定の周波数になるように制御する。発振部１１３は、ＰＬＬシンセサイザ１１２から供給される制御電圧に対応した周波数の正弦波信号を発生する電圧制御発振回路（ＶＣＯ：Voltage Control Oscillator）である。

図３は、図１に示す受信装置２０の詳細な構成例を示す図である。なお、図３の例では、図面を簡略化するために、図２と同様に、下り方向（基地局から受信した電波を受信装置２０に送信する方向）に関するブロック図のみを示している。図３に示すように、受信装置２０は、光受信部（ＲＸ）２０１、信号処理部２０２、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）２０７、ローパスフィルタ２０８、ミキサ２０９、バンドパスフィルタ２１０、波形整形部（Cleaner）２１１、ＰＬＬシンセサイザ（ＰＬＬＳＹＮ）２１２、および、発振部２１３を有している。

ここで、光受信部２０１は、光ファイバ３０を介して送信装置１０から伝送されてきた光信号を電気信号に変換して信号処理部２０２に供給する。

信号処理部２０２は、受信部（ＲＸＤ）２０３、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２０４、アップサンプリング部（×４）２０５、および、バンドパスフィルタ２０６を有しており、例えば、ＦＰＧＡ等によって構成され、光受信部２０１から出力されるシリアル信号をパラレル信号に変換した後にアップサンプリングおよびフィルタリング処理してＤＡＣ２０７に供給するとともに、クロック信号を抽出して波形整形部２１１に供給する。ここで、受信部２０３は、光受信部２０１から供給される電気信号から主信号であるデジタル信号を抽出してシリアルパラレル変換部２０４に供給するとともに、クロック信号を抽出して波形整形部２１１に供給する。シリアルパラレル変換部２０４は、受信部２０３から供給されるシリアル信号を波形整形部２１１から供給されるクロック信号に基づいてパラレル信号に変換し、アップサンプリング部２０５に供給する。アップサンプリング部２０５は、パラレル信号のサンプリング周波数を４倍にアップサンプリングして出力する。バンドパスフィルタ２０６は、アップサンプリング部２０５から出力される信号から、例えば、第３次のエイリアス信号（送信装置１０のローパスフィルタ１０２から出力される中間周波数信号の第３次のエイリアス信号に対応する信号）をデジタルフィルタリング処理によって抽出してＤＡＣ２０７に供給する。

ＤＡＣ２０７は、バンドパスフィルタ２０６から供給されるデジタル信号を波形整形部２１１から供給されるクロック信号に同期してアナログ信号に変換して出力する。ローパスフィルタ２０８は、ＤＡＣ２０７から出力されるアナログ信号から第３次のエイリアシング信号をアナログフィルタによって抽出して出力する。

波形整形部２１１は、受信部２０３によって抽出されたクロック信号を整形して、シリアルパラレル変換部２０４、ＤＡＣ２０７、および、ＰＬＬシンセサイザ２１２に供給する。ＰＬＬシンセサイザ２１２は、波形整形部２１１から供給されるクロック信号に基づいて発振部２１３から出力される局発信号が所定の周波数になるように制御する。発振部２１３は、ＰＬＬシンセサイザ２１２から供給される制御電圧に対応した周波数の正弦波信号を発生する電圧制御発振回路である。なお、この例では、局発信号としては、送信装置１０の局発信号よりも低い周波数が出力される。

ミキサ２０９は、ローパスフィルタ２０８から出力される第３次のエイリアシング信号と、発振部２１３から供給される局発信号とをミキシングすることでアップコンバートを実行し、元のＲＦ信号を生成して出力する。バンドパスフィルタ２１０は、ミキサ２０９から出力される信号に含まれているＲＦ信号を通過させ、それ以外の周波数成分を減衰して出力する。

（Ｂ）本実施形態の動作の説明
つぎに、本実施形態の動作について説明する。図示しない基地局から送信された電波は、送信装置１０のアンテナ１１によって捕捉され、ＲＦ信号としてミキサ１０１に供給される。ミキサ１０１は、発振部１１３から供給される局発信号とＲＦ信号とをミキシングして出力する。図４（Ａ）はミキサ１０１に入力されるＲＦ信号（台形形状の信号）と局発信号（矢印形状の信号）との関係を示す図である。なお、この図の横軸は周波数を示し、縦軸は振幅を示している。図４（Ａ）に示すように、局発信号はＲＦ信号より低い周波数に設定されている。このような２つの信号をミキサ１０１によってミキシングすることにより、図４（Ｂ）に示すように、これらの周波数の差分に対応する周波数を有する、ダウンコンバートされたＩＦ（中間周波数）信号（図中実線で示す信号）が得られる。ここで、ＲＦ信号の中心周波数ＦｃをＡ［ＭＨｚ］とし、帯域幅ＢＷをＢ［ＭＨｚ］とした場合、局発信号の周波数Ｌｏ１は、Ｌｏ１＝Ａ−Ｂ／２−Ｃ［ＭＨｚ］で表される。なお、Ｃは、設計上の定数であり、ＡＤＣ１０４の種類および周辺回路部品の周波数特性の下限値に依存して決まり、これらを下回らない範囲で極力小さい値とすることが望ましい値である。Ｃの値を小さく設定することで、ＡＤＣ１０４のサンプリングクロックジッタの雑音を最小限に抑えることができる。

ミキサ１０１から出力されたＩＦ信号は、ローパスフィルタ１０２に供給され、そこで、ＩＦ信号以外の周波数成分が減衰されて増幅部１０３に出力される。図５はローパスフィルタ１０２から出力される信号の一例を示す図である。この例では、横軸は、周波数を示し、縦軸は振幅を示している。また、「Ｆｓ」はＡＤＣ１０４のサンプリング周波数を示している。増幅部１０３では、ローパスフィルタ１０２から出力されたＩＦ信号が所定のゲインで増幅されて出力される。

ＡＤＣ１０４は、増幅部１０３から供給されるＩＦ信号を、分配部１１１から供給されるクロック信号に同期してサンプリングして量子化し、デジタル信号に変換する。図４（Ｂ）に示すように、ＩＦ信号は帯域幅ＢＷがＢ［ＭＨｚ］であり、ＩＦ信号の上限周波数の２倍以上のサンプリング周波数Ｆｓによってオーバーサンプリングが実行され、デジタル信号に変換された後、信号処理部１０５に出力される。

信号処理部１０５のパラレルシリアル変換部１０６は、ＡＤＣ１０４から出力されたデジタル信号を分配部１１１から供給されるクロック信号に基づいてシリアル信号に変換して送信部１０７に出力する。送信部１０７は、パラレルシリアル変換部１０６から供給されるシリアル信号を、例えば、８ｂ／１０ｂ変換してクロック信号を重畳した後に、光送信部１０８に出力する。図６はデジタル信号に含まれている周波数成分を示す図である。この図６において横軸は、周波数を示し、縦軸は振幅を示している。また、実線の曲線は、ＡＤＣ１０４のナイキスト周波数を示している。ここで、標本化定理で知られるように、サンプリング周波数の１／２未満の周波数（周波数０〜０．５Ｆｓ）の信号をサンプリングして復元した場合、図６に示すように、原信号以外の信号（エイリアシング信号）が現れる。すなわち、図６では原信号（図５に示す信号）以外にも、２〜８次の信号が示されている。なお、奇数次の信号と、偶数次の信号では、周波数関係が反転している。

光送信部１０８は、送信部１０７から供給される電気信号を対応する光信号に変換し、光分配部１０９および光ファイバ３０を介して受信装置２０に送信する。

以上の動作により、アンテナ１１によって捕捉された基地局からの電波が、局発信号によってダウンコンバートされた後にデジタル化される。そして、デジタル化された信号は、シリアル信号に変換されて光信号に変換され、光ファイバ３０に送出される。

送信装置１０から送信された光信号は、受信装置２０の光受信部２０１によって受信され、対応する電気信号に変換された後、信号処理部２０２に出力される。信号処理部２０２の受信部２０３は、光受信部２０１から供給される信号に含まれているクロック信号を抽出して波形整形部２１１に供給するとともに、主信号であるデジタル信号をシリアルパラレル変換部２０４に供給する。シリアルパラレル変換部２０４は、受信部２０３から供給されるデジタル信号（シリアル信号）を、波形整形部２１１から供給されるクロック信号に基づいてパラレル信号に変換し、アップサンプリング部２０５に出力する。

アップサンプリング部２０５は、シリアルパラレル変換部２０４から出力されるデジタル信号のサンプリング周波数が、例えば、４倍（＝４Ｆｓ）になるようにアップサンプリングする。

バンドパスフィルタ２０６は、例えば、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）またはＦＩＲ（Finite Impulse Response）等のデジタルフィルタによって構成され、アップサンプリング部２０５から出力されるデジタル信号に対してデジタルフィルタリング処理を施し、第３次のエイリアス信号を抽出して出力する。図７の太い実線は、バンドパスフィルタ２０６の特性を示している。この図７に示すように、バンドパスフィルタ２０６は、帯域Ｆｓ〜３／２Ｆｓを通過帯域としている。ここで、Ｆｓはアップサンプリング前のクロック周波数であり、帯域Ｆｓ〜３／２Ｆｓの信号は、図６に示す第３次のエイリアシング信号に対応している。なお、バンドパスフィルタの特性は複素共役の関係で２Ｆｓを中心として折り返されるので、帯域５／２Ｆｓ〜３Ｆｓも通過域となる。

ＤＡＣ２０７は、バンドパスフィルタ２０６から出力されるデジタル信号を、波形整形部２１１から供給されるクロック信号に同期してアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ２０８に出力する。ローパスフィルタ２０８は、ＤＡＣ２０７から出力される信号から第３次のエイリアシング信号を抽出する。図８はローパスフィルタ２０８から出力される信号を説明する図である。ローパスフィルタ２０８では、図８に示す第３次のエイリアシング信号が抽出されて、ミキサ２０９に供給される。

ミキサ２０９は、発振部２１３から供給される局発信号と、バンドパスフィルタ２０６から供給される信号をミキシングして出力する。図９はローパスフィルタ２０８とミキサ２０９の動作を説明するための図である。図９（Ａ）はローパスフィルタ２０８によって抽出される信号を示している。この図に示すように、ローパスフィルタ２０８では、サンプリング周波数Ｆｓの右側に実線で示す第３次のエイリアシング信号を抽出する。なお、第３次のエイリアシング信号の中心周波数をＦｃとし、帯域幅ＢＷをＢ［ＭＨｚ］とし、サンプリング周波数をＦｓとした場合、これらの間にはＦｃ＝Ｂ／２＋Ｃ＋Ｆｓの関係が成立する。つぎに、ミキサ２０９は、図９（Ｂ）に示すように、ローパスフィルタ２０８から出力される第３次のエイリアシング信号と、発振部２１３から供給される局発信号とをミキシングし、アップコンバートすることにより、元のＲＦ信号（実線で示す信号）を得る。ここで、局発信号の周波数をＬｏ２とし、サンプリング周波数をＦｓとすると、これらの間にはＬｏ２＝Ａ−Ｂ／２−Ｃ−Ｆｓの関係が成立する。このようにして得られたＲＦ信号は、バンドパスフィルタ２１０によってＲＦ信号以外の成分が減衰された後、アンテナ２１を介して電波として送信される。受信装置２０の通信エリア内に存在している携帯電話では、基地局から送信されたものと同じ電波を受信することができる。

なお、受信装置２０は、ローパスフィルタ２０８とバンドパスフィルタ２１０を有しているが、ローパスフィルタ２０８は通過帯域がＩＦ帯のものであるので、簡易かつ低コストで構成することができる。一方、バンドパスフィルタ２１０は、局発信号Ｌｏ２と、所望のＲＦ信号との間隔が広いため、図９（Ｂ）に一点鎖線で示すような遮断特性が緩やかなバンドパスフィルタを用いることができる。このため、設計を簡略化するとともに、装置のコストを抑えることができる。

以上に説明したように、本発明の本実施形態によれば、送信装置１０において第１周波数の信号を用いてダウンコンバートされてデジタル化された信号を光信号に変換して送信し、受信装置２０において、電気信号に変換した後にアップサンプリングしてデジタルフィルタであるバンドパスフィルタ２０６によって第３次のエイリアシング信号を抽出するようにし、ミキサにて元のＲＦ信号へアップコンバートするようにした。デジタルフィルタは、フィルタ定数を調整することにより、急峻な特性を簡単に実現することができ、隣接する不要なエイリアシング成分を十分に抑圧することができる。したがって、ＤＣから離れた、高次のＩＦ信号をアップコンバートすることができるため、アナログフィルタであるバンドパスフィルタ２１０として緩やかな遮断特性のフィルタを用いることができ、装置の構成を簡略化するとともに設計を簡易化することができる。

また、本実施形態では、送信装置１０において第１ナイキストゾーンの中間周波数信号をオーバーサンプリングするようにしたので、ＡＤＣ１０４におけるジッタ雑音の発生を最小限に抑えることができる。なお、ローパスフィルタ２０８では第３次のエイリアシング信号を抽出しているが、この第３次のエイリアシング信号は第１ナイキストゾーン信号の高次成分であるので、第３次のエイリアシング信号が有するジッタ雑音は、第１ナイキストゾーン信号が有するジッタ雑音に等しい。このため、ジッタ雑音を増加させることなく、高次の信号を抽出することが可能となる。

また、本実施形態では、送信装置１０と受信装置２０において、異なる周波数の局発信号に基づいてダウンコンバートおよびアップコンバートを実行しているが、これらはクロック部１１０によって発生された同じ周波数のクロック信号に基づいて生成されていることから、異なる周波数によってコンバートを行った場合であっても、復元されるＲＦ信号の周波数偏差を抑えることが可能になる。

また、各チャネル信号をベースバンドまでダウンコンバートすることなく中間周波数帯域で一括伝送するため、信号処理部で発生する遅延量を小さく抑えることが可能となる。

また、デジタルダウンコンバート、デジタルアップコンバート等の信号処理部での周波数変換を行わないため、数値制御型発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）等が不要となり、信号処理部の回路規模を縮小することが可能となる。

また、ＲＦ入力からＲＦ出力までを全てＲｅａｌ ＩＦ領域で処理をするため、ＲＦ再生時の直交変調器等が不要となり、アナログ部の回路規模を縮小することが可能となる。

（Ｃ）変形実施形態の説明
以上の実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、以上の各実施形態では、図１に示すように送信装置１０はアンテナ１１にて基地局との間で無線にて情報を授受するようにしたが、基地局と有線接続して情報を授受するようにしてもよい。また、図１では、受信装置２０は１台だけとしたが、電波不感帯のエリアサイズに応じて複数の受信装置２０を接続するようにしてもよい。

また、以上の各実施形態では、簡略化のために下り方向（送信装置１０から受信装置２０への方向）の構成のみを示したが、上り方向（受信装置２０から送信装置１０への方向）の構成として、図２，３と同様の構成を付加するようにしてもよい。

また、以上の実施形態では、アップサンプリング部２０５によるアップサンプリングは４倍としたが、これ以外にも、例えば、２^Ｎ（Ｎは２以上の自然数）であればよい。

また、以上の実施形態では、第３次のエイリアシング信号を抽出するようにしたが、これ以外の次数のエイリアシング信号を用いることも可能である。例えば、抽出するエイリアシング信号の次数をＳ（Ｓは３以上の奇数）とし、サンプリング周波数をＦｓとし、発振部１１３の局発信号の周波数をＦｄとし、発振部２１３の局発信号の周波数をＦｕとした場合、これらの間に以下の関係が成立するように各パラメータを設定すればよい。
Ｆｕ＝Ｆｄ−Ｆｓ×（Ｓ−１）／２ ・・・（１）

また、以上の実施形態では、バンドパスフィルタ２０６およびローパスフィルタ２０８で抽出するエイリアシング成分は高次の奇数次のエイリアシング信号を抽出するようにしたが、２〜２^Ｎ次のいずれかの次数のエイリアシング成分を抽出できるようにしても良い。例えば、送信装置１０では、中間周波数信号が第１ナイキストゾーンに収まるように構成し、受信装置２０では、アップサンプリング部２０５において８倍のアップサンプリングを行い、バンドパスフィルタ２０６は、第２次から第８次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出するようにしてもよい。偶数次のエイリアシング信号は、奇数次のエイリアシング信号に対して周波数が反転する関係にあるが、デジタルバンドパスフィルタの特性から、通過帯域はナイキスト周波数に対して必ず対の関係で発生する。よって、ＤＡＣ２０７出力段のローパスフィルタ２０８をバンドパスフィルタ等に変更することで、デジタルバンドパスフィルタとＩＦ帯アナログフィルタの組み合わせにより、同じ周波数関係にある奇数次の高次エイリアシング信号を抽出することが可能となる。

また、以上の実施形態では、受信装置２０におけるミキサ２０９にて元のＲＦ信号へアップコンバートする局発信号２１３はＬｏｗｅｒローカルとなるように構成したが、Ｕｐｐｅｒローカルとなるように構成してもよい。これにより、バンドパスフィルタ２０６およびローパスフィルタ２０８にて偶数次の高次エイリアシング信号を抽出しても、元のＲＦ信号を再生することが可能となる。

また、以上の実施形態では、送信装置１０では、中間周波数信号が第１ナイキストゾーン内に収まるように構成したが、例えば、第３または第５ナイキストゾーンに収まるように構成し、アンダーサンプリングをしてもよい。例えば、ＡＤＣ１０４の入力信号周波数のナイキストゾーンの次数をＴ（Ｔは正の奇数）とし、ＤＡＣ２０７の出力信号周波数のナイキストゾーンの次数をＳ（Ｔ＜Ｓ）とすると、前述した式（１）は以下の式（２）のように拡張することができる。
Ｆｕ＝Ｆｄ−Ｆｓ×（Ｓ−Ｔ）／２ ・・・（２）

また、以上の実施形態では、奇数次の第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、バンドパスフィルタ２０６およびローパスフィルタ２０８で抽出するエイリアシング成分は高次の奇数次のエイリアシング信号を抽出するようにしたが、前述のように、抽出するエイリアシング信号は偶数次の高次エイリアシング信号としてもよい。

また、以上の実施形態では、送信装置１０でアンダーサンプリングする場合の第１中間周波数信号は奇数次のナイキストゾーンの信号となる構成としたが、偶数次のナイキストゾーンとなるようダウンコンバートし、偶数次あるいは奇数次の高次エイリアシングを抽出してもよい。

また、以上の実施形態では、送信装置１０でのダウンコンバートは局発信号１１３でＬｏｗｅｒローカルとなるよう構成したが、Ｕｐｐｅｒローカルとなるような構成としてもよい。送信装置１０でのダウンコンバート用局発信号１１３および、受信装置２０でのアップコンバート用局発信号２１３の配置（Ｌｏｗｅｒ／Ｕｐｐｅｒローカル）は、入力ＲＦ信号を再生し、出力させられれば、任意の組合せが適用可能である。

また、以上の各実施形態では、送信装置と受信装置とを光ファイバで接続するようにしたが、これ以外の伝送媒体（例えば、伝送ケーブル）等によって接続するようにしてもよいことは言うまでもない。

１０ 送信装置
１１ アンテナ
２０ 受信装置
２１ アンテナ
３０ 光ファイバ
１０１ ミキサ（ダウンコンバート手段）
１０２ ローパスフィルタ
１０３ 増幅部
１０４ ＡＤＣ（アナログ／デジタル変換手段）
１０５ 信号処理部
１０６ パラレルシリアル変換部
１０７ 送信部（送信手段）
１０８ 光送信部
１０９ 光分配部
１１０ クロック部
１１１ 分配部
１１２ ＰＬＬシンセサイザ
１１３ 発振部
２０１ 光受信部
２０２ 信号処理部
２０３ 受信部（受信手段）
２０４ シリアルパラレル変換部
２０５ アップサンプリング部（アップサンプリング手段）
２０６ バンドパスフィルタ（抽出手段）
２０７ ＤＡＣ（デジタル／アナログ変換手段）
２０８ ローパスフィルタ
２０９ ミキサ（アップコンバート手段）
２１０ バンドパスフィルタ
２１１ 波形整形部
２１２ ＰＬＬシンセサイザ
２１３ 発振部

Claims (11)

1. 送信装置と受信装置を有する送受信システムにおいて、
   前記送信装置は、
   第１周波数の信号を用いてＲＦ信号を第１中間周波数信号にダウンコンバートするダウンコンバート手段と、
   前記第１中間周波数信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
   前記デジタル信号を前記受信装置に対して送信する送信手段と、を有し、
   前記受信装置は、
   前記デジタル信号を受信する受信手段と、
   前記受信手段によって受信された前記デジタル信号を、前記アナログ／デジタル変換手段のサンプリング周波数よりも高いサンプリング周波数にアップサンプリングするアップサンプリング手段と、
   前記アップサンプリング手段によってアップサンプリングされたデジタル信号に含まれている所定の次数のエイリアシング信号をデジタルフィルタによって抽出する抽出手段と、
   前記抽出手段によって抽出された前記所定の次数のエイリアシング信号を、前記第１中間周波数信号の高次エイリアシング周波数に該当する第２中間周波数信号に変換するデジタル／アナログ変換手段と、
   前記第２中間周波数信号をもとの前記ＲＦ信号にアップコンバートするアップコンバート手段と、
   を有することを特徴とする送受信システム。
2. 前記送信装置の前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をオーバーサンプリングし、
   前記受信装置の前記抽出手段は、前記第１中間周波数信号の高次エイリアシング周波数に該当する第２中間周波数信号を抽出することを特徴とする請求項１に記載の送受信システム。
3. 前記受信装置のアップサンプリング手段は、２^Ｎ（Ｎは２以上の整数）倍のサンプリング周波数に変換することを特徴とする請求項２に記載の送受信システム。
4. 前記送信装置の前記ダウンコンバート手段は、前記第１中間周波数信号を用いて前記ＲＦ信号を第１ナイキストゾーンの第１中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をオーバーサンプリングし、
   前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、４倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は、第２次から第４次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の送受信システム。
5. 前記送信装置の前記ダウンコンバート手段は、前記第１中間周波数信号を用いて前記ＲＦ信号を第１ナイキストゾーンの第１中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をオーバーサンプリングし、
   前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、８倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は、第２次から第８次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の送受信システム
6. 前記送信装置の前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、
   前記受信装置の抽出手段は、前記第１中間周波数信号の高次エイリアシング信号としての前記第２中間周波数信号を抽出する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の送受信システム。
7. 前記受信装置のアップサンプリング手段は、２^Ｎ（Ｎは２以上の整数）倍のサンプリング周波数に変換することを特徴とする請求項６に記載の送受信システム。
8. 前記送信装置の前記第１中間周波数の信号を用いて前記ＲＦ信号を第３ナイキストゾーンの第１中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、
   前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、４倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は前記第４次のナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、
   ことを特徴とする請求項７に記載の送受信システム。
9. 前記送信装置のダウンコンバート手段は、前記第１中間周波数信号を用いて前記ＲＦ信号を第３ナイキストゾーンの第1中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、
   前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、８倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は、第４次から第８次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、
   ことを特徴とする請求項７に記載の送受信システム。
10. 前記送信装置の前記第１中間周波数の信号を用いて前記ＲＦ信号を第２ナイキストゾーンの第１中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、
    前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、４倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は前記第３次または４次のナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、
    ことを特徴とする請求項７に記載の送受信システム。
11. 前記送信装置のダウンコンバート手段は、前記第１中間周波数信号を用いて前記ＲＦ信号を第２ナイキストゾーンの第1中間周波数信号にダウンコンバートするとともに、前記アナログ／デジタル変換手段は、前記第１中間周波数信号をアンダーサンプリングし、
    前記受信装置の前記アップサンプリング手段は、８倍のアップサンプリングを行うとともに、前記抽出手段は、第３次から第８次のいずれかのナイキストゾーンのエイリアシング信号を抽出する、
    ことを特徴とする請求項７に記載の送受信システム。

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