JP2007258985A - デジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換システム - Google Patents
デジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換システム Download PDFInfo
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Abstract
【課題】I,Q成分への直交変換と周波数変換とを含んだデジタル信号処理部において、
回路規模の小さいデジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換システムを提供する。
【解決手段】デジタルIF信号S2をヒルベルト変換回路103に入力し、I成分S3I
とQ成分S3Qに分離する。ヒルベルト変換回路103は、遅延回路とFIRフィルタで
構成されており、FIRフィルタによって位相を90度シフトさせQ成分を得るとともに
、I成分側は、入力信号にFIRフィルタの遅延段数と同数の遅延を行う。I信号S3I
,Q信号S3Q共に、デシメーション演算を行う。ダウンコンバート処理がなされたI信
号S4IおよびQ信号S4Qが出力される。I信号S4IおよびQ信号S4Qは、送信手
段として、シリアライザによってシリアル信号に変換されたのち、光ファイバを経路とし
てアップコンバート側に送信される。
【選択図】図1
回路規模の小さいデジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換システムを提供する。
【解決手段】デジタルIF信号S2をヒルベルト変換回路103に入力し、I成分S3I
とQ成分S3Qに分離する。ヒルベルト変換回路103は、遅延回路とFIRフィルタで
構成されており、FIRフィルタによって位相を90度シフトさせQ成分を得るとともに
、I成分側は、入力信号にFIRフィルタの遅延段数と同数の遅延を行う。I信号S3I
,Q信号S3Q共に、デシメーション演算を行う。ダウンコンバート処理がなされたI信
号S4IおよびQ信号S4Qが出力される。I信号S4IおよびQ信号S4Qは、送信手
段として、シリアライザによってシリアル信号に変換されたのち、光ファイバを経路とし
てアップコンバート側に送信される。
【選択図】図1
Description
本発明は、無線信号などのデジタル信号を送受信する際に、周波数変換を伴う周波数変
換装置または周波数変換システムに関する。
換装置または周波数変換システムに関する。
現在、光ファイバの広帯域かつ低損失な特徴を活かして、無線信号を光ファイバで伝送
する技術であるROF(Radio On Fibersystem)が注目を集めてい
る。ROFは、電波干渉の影響を受けずに一本の光ファイバで大容量の無線信号を好きな
場所へ伝送することが可能なため、ITS(Intelligent Transpor
t Systems)など移動体通信への応用が期待されており、また地下街、ビルの屋
内への電波再送信など、いわゆるラストワンマイルを実現するデータ通信サービスとして
も注目されている。
する技術であるROF(Radio On Fibersystem)が注目を集めてい
る。ROFは、電波干渉の影響を受けずに一本の光ファイバで大容量の無線信号を好きな
場所へ伝送することが可能なため、ITS(Intelligent Transpor
t Systems)など移動体通信への応用が期待されており、また地下街、ビルの屋
内への電波再送信など、いわゆるラストワンマイルを実現するデータ通信サービスとして
も注目されている。
ROFなどの変調を伴う伝送経路において、情報の圧縮、ノイズの低減、処理の効率化
などのために、ダウンコンバートまたはアップコンバートの周波数変換、I,Q成分への
分離および結合が、従来から行われている。従来の処理を行う信号処理部のブロック図を
、図5に示す。
などのために、ダウンコンバートまたはアップコンバートの周波数変換、I,Q成分への
分離および結合が、従来から行われている。従来の処理を行う信号処理部のブロック図を
、図5に示す。
ダウンコンバート側の入力であるアナログIF信号S11を、まずA/Dコンバータ5
01により、デジタルIF信号S12に変換する。デジタルIF信号S12をNCO(N
umerically Controlled Oscillator)503を用いて
sin波、cos波とミキシングしてダウンコンバートしたI,Q成分S13I,S13
Qを出力する。出力したI,Q成分には、ダウンコンバート時に発生したイメージ信号が
含まれているので、各々の出力をLPF(Low Pass Filter)504、5
05に通し、高域除去を行う。ダウンコンバート後のI,Q成分S15I,S15Qを、
アップコンバート側に送信する。アップコンバート側では、S15I,S15Qをインタ
ポレータ508,509に入力し、I,Q各々で発生したイメージ信号をLPF510、
511で除去し、アップコンバートする。NCO512によりI,Q加算を行い、デジタ
ルIF信号S12に相当するデジタルIF信号S18を得る。デジタルIF信号S18を
D/AコンバータによりアナログIF信号S19として出力する。
01により、デジタルIF信号S12に変換する。デジタルIF信号S12をNCO(N
umerically Controlled Oscillator)503を用いて
sin波、cos波とミキシングしてダウンコンバートしたI,Q成分S13I,S13
Qを出力する。出力したI,Q成分には、ダウンコンバート時に発生したイメージ信号が
含まれているので、各々の出力をLPF(Low Pass Filter)504、5
05に通し、高域除去を行う。ダウンコンバート後のI,Q成分S15I,S15Qを、
アップコンバート側に送信する。アップコンバート側では、S15I,S15Qをインタ
ポレータ508,509に入力し、I,Q各々で発生したイメージ信号をLPF510、
511で除去し、アップコンバートする。NCO512によりI,Q加算を行い、デジタ
ルIF信号S12に相当するデジタルIF信号S18を得る。デジタルIF信号S18を
D/AコンバータによりアナログIF信号S19として出力する。
一方、小型化及び低消費電力化に対する要求は、通信端末だけでなく、通信システムを
構成する機器に対しても厳しくなっている。その為に機器において、個々の回路について
の効率化や見直しが行われている。こうした要求を解決するために、I,Q成分を入力と
したフィルタ演算を行う場合に、ヒルベルト変換を利用したフィルタを用いて演算量を削
減した無線機が提案されている。(例えば特許文献1参照)。
特開2004−72532公報
構成する機器に対しても厳しくなっている。その為に機器において、個々の回路について
の効率化や見直しが行われている。こうした要求を解決するために、I,Q成分を入力と
したフィルタ演算を行う場合に、ヒルベルト変換を利用したフィルタを用いて演算量を削
減した無線機が提案されている。(例えば特許文献1参照)。
ROF装置においても同様に、個々の回路について回路規模を小さくすると共に、複数
の機能を1つのPLD(プログラマブルロジックデバイス)にまとめるといったニーズが
生じている。しかしながら、周波数変換を含む前記信号処理部に注目した場合、前記信号
処理部はNCOに加えて、I,Q成分各々にLPFが必要であり、その回路規模は小さく
ない。
の機能を1つのPLD(プログラマブルロジックデバイス)にまとめるといったニーズが
生じている。しかしながら、周波数変換を含む前記信号処理部に注目した場合、前記信号
処理部はNCOに加えて、I,Q成分各々にLPFが必要であり、その回路規模は小さく
ない。
本発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、回路規模の小さいデジタル周
波数変換装置及びデジタル周波数変換システムを提供することを目的とする。
波数変換装置及びデジタル周波数変換システムを提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明のデジタル周波数変換装置は、入力されたアナログ
信号をデジタル信号に変換するA/D変換器と、前記デジタル信号をヒルベルト変換し、
直交するI、Q成分信号に分離して出力するヒルベルト変換回路と、前記I、Q成分信号
をデシメーションによりサンプリング周波数を低減させて出力するデシメータと、前記デ
シメータの出力であるI,Q成分信号を送信する送信手段とを備えたことを特徴とする。
信号をデジタル信号に変換するA/D変換器と、前記デジタル信号をヒルベルト変換し、
直交するI、Q成分信号に分離して出力するヒルベルト変換回路と、前記I、Q成分信号
をデシメーションによりサンプリング周波数を低減させて出力するデシメータと、前記デ
シメータの出力であるI,Q成分信号を送信する送信手段とを備えたことを特徴とする。
本発明によれば、I,Q成分への直交変換と周波数変換とを含んだデジタル信号処理部
において、ヒルベルト変換を用いることにより、従来存在したイメージ信号除去のための
フィルタを削減し、回路規模の小さいデジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換シ
ステムを提供することができる。
において、ヒルベルト変換を用いることにより、従来存在したイメージ信号除去のための
フィルタを削減し、回路規模の小さいデジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換シ
ステムを提供することができる。
図4は、ROFの基本的な利用例を表す図である。携帯電話やデジタル放送といった通
信サービスを提供する通信事業者網451側に存在する基地局401と、契約者網452
側に存在するアンテナ402の間では、高周波数帯の無線信号であるRF信号が送受信さ
れている。契約者網452側には、さらに地下フロアや屋内など、電波の届かない範囲で
ある契約者網(電波未到達エリア)453が存在し、単にアンテナ402と同等の受信設
備を設けるだけでは通信端末413は通信サービスを授受できない。通信サービスを提供
するために、ROFインターフェース(I/F)402a、403aにより、アップコン
バートまたはダウンコンバート、アナログデジタル相互変換、シリアルパラレル相互変換
などを介して光ファイバ内を中継可能な信号に変換し、光ファイバを用いて中継を行う。
信サービスを提供する通信事業者網451側に存在する基地局401と、契約者網452
側に存在するアンテナ402の間では、高周波数帯の無線信号であるRF信号が送受信さ
れている。契約者網452側には、さらに地下フロアや屋内など、電波の届かない範囲で
ある契約者網(電波未到達エリア)453が存在し、単にアンテナ402と同等の受信設
備を設けるだけでは通信端末413は通信サービスを授受できない。通信サービスを提供
するために、ROFインターフェース(I/F)402a、403aにより、アップコン
バートまたはダウンコンバート、アナログデジタル相互変換、シリアルパラレル相互変換
などを介して光ファイバ内を中継可能な信号に変換し、光ファイバを用いて中継を行う。
図1は、本発明の一実施例に係るデジタル周波数変換装置のブロック図であり、図4の
ROFインターフェース402a、403a内の一部に相当する。図1で示す信号処理部
の入力は、RF信号が機器の入力部でダウンコンバートされた、アナログIF信号S1で
ある。アナログIF信号S1はA/Dコンバータ101により、デジタル化されたのち、
帯域外信号を含む場合にはそれを除去するためのBPF(Band Pass Filt
er)102に入力し、所望の帯域幅の信号S2とする。アナログIF信号S1が帯域外
信号を含まない場合においては、BPF102は不要である。デジタルIF信号S2をヒ
ルベルト変換回路103に入力し、I成分S3IとQ成分S3Qに分離する。ヒルベルト
変換回路103は、遅延回路とFIRフィルタで構成されており、FIRフィルタによっ
て位相を90度シフトさせQ成分を得るとともに、I成分側は、入力信号にFIRフィル
タの遅延段数と同数の遅延を行う。I信号S3I,Q信号S3Q共に、S2のサンプリン
グ周波数fs×nの1/nの周波数(nは2以上の整数)でリサンプリングしてサンプル
を間引く、デシメーション演算を行う。以上のブロックにより、ダウンコンバート処理が
なされてサンプリング周波数がfsとなったI信号S4IおよびQ信号S4Qが出力され
る。I信号S4IおよびQ信号S4Qは、送信手段として、シリアライザによってシリア
ル信号に変換されたのち、光ファイバを経路としてアップコンバート側に送信される。
ROFインターフェース402a、403a内の一部に相当する。図1で示す信号処理部
の入力は、RF信号が機器の入力部でダウンコンバートされた、アナログIF信号S1で
ある。アナログIF信号S1はA/Dコンバータ101により、デジタル化されたのち、
帯域外信号を含む場合にはそれを除去するためのBPF(Band Pass Filt
er)102に入力し、所望の帯域幅の信号S2とする。アナログIF信号S1が帯域外
信号を含まない場合においては、BPF102は不要である。デジタルIF信号S2をヒ
ルベルト変換回路103に入力し、I成分S3IとQ成分S3Qに分離する。ヒルベルト
変換回路103は、遅延回路とFIRフィルタで構成されており、FIRフィルタによっ
て位相を90度シフトさせQ成分を得るとともに、I成分側は、入力信号にFIRフィル
タの遅延段数と同数の遅延を行う。I信号S3I,Q信号S3Q共に、S2のサンプリン
グ周波数fs×nの1/nの周波数(nは2以上の整数)でリサンプリングしてサンプル
を間引く、デシメーション演算を行う。以上のブロックにより、ダウンコンバート処理が
なされてサンプリング周波数がfsとなったI信号S4IおよびQ信号S4Qが出力され
る。I信号S4IおよびQ信号S4Qは、送信手段として、シリアライザによってシリア
ル信号に変換されたのち、光ファイバを経路としてアップコンバート側に送信される。
アップコンバータ側では、受信手段として、デシリアライザによってパラレル信号に変
換されたI信号S4IおよびQ信号S4Qを受信する。S4I、S4Qはインタポレータ
114により、0挿入を行って、再びサンプリング周波数をfs×nとする。得られたI
信号S5IおよびQ信号S5Qを、ヒルベルト変換回路113に入力し、I信号S5Iを
90度シフトさせると共に、Q信号S5Qは、I信号の処理と同等の遅延を行う。処理後
のI,Q成分信号を加算し振幅調整を行い、さらにインタポレータ114によって発生し
たイメージ信号を除去するためにBPF112を通して不要なイメージを除去することに
より、デジタルIF信号S6を得る。アップコンバート処理により得られたデジタルIF
信号S6をD/Aコンバータ111に入力し、アナログIF信号S7に変換して、最終的
に入力であるS1信号が復調される。
換されたI信号S4IおよびQ信号S4Qを受信する。S4I、S4Qはインタポレータ
114により、0挿入を行って、再びサンプリング周波数をfs×nとする。得られたI
信号S5IおよびQ信号S5Qを、ヒルベルト変換回路113に入力し、I信号S5Iを
90度シフトさせると共に、Q信号S5Qは、I信号の処理と同等の遅延を行う。処理後
のI,Q成分信号を加算し振幅調整を行い、さらにインタポレータ114によって発生し
たイメージ信号を除去するためにBPF112を通して不要なイメージを除去することに
より、デジタルIF信号S6を得る。アップコンバート処理により得られたデジタルIF
信号S6をD/Aコンバータ111に入力し、アナログIF信号S7に変換して、最終的
に入力であるS1信号が復調される。
次にこれらの信号を順に追っていくこととする。ダウンコンバート側で、サンプリング
周波数fs×n(nは2以上の整数)の元信号を、1/n倍であるfsにデシメーションし、アッ
プコンバート側でm(mは2以上の整数)倍し、m=nとしてサンプリング周波数fs×nに戻す場
合について考える。
周波数fs×n(nは2以上の整数)の元信号を、1/n倍であるfsにデシメーションし、アッ
プコンバート側でm(mは2以上の整数)倍し、m=nとしてサンプリング周波数fs×nに戻す場
合について考える。
まず、ダウンコンバート側では、所望の信号
COS(fs×n+fH)+COS(fs×n-fL)・・・(1)
を得る為にBPFでフィルタリングを行う。ただし、A/D変換の前で充分に所望の信号
以外が除去出来ている場合は、この限りではない。
COS(fs×n+fH)+COS(fs×n-fL)・・・(1)
を得る為にBPFでフィルタリングを行う。ただし、A/D変換の前で充分に所望の信号
以外が除去出来ている場合は、この限りではない。
そして得られた信号をIQ分離する。I成分信号は(1)式と同様であり、(1)式の
ヒルベルト変換(SIN→-COS、COS→SINと変換される)を行うことで(2)式のQ成分信号
を得る。
ヒルベルト変換(SIN→-COS、COS→SINと変換される)を行うことで(2)式のQ成分信号
を得る。
sin(fs×n+fH)+sin(fs×n-fL)・・・(2)
I,Q成分信号にデシメーションを行ってサンプリング周波数をfsに落とし、ダウンコ
ンバートする。また式変形により、得られたベースバンド信号Idc,Qdcはそれぞれ以下
の(3)、(4)式のように表せる。
I,Q成分信号にデシメーションを行ってサンプリング周波数をfsに落とし、ダウンコ
ンバートする。また式変形により、得られたベースバンド信号Idc,Qdcはそれぞれ以下
の(3)、(4)式のように表せる。
Idc(fs,fH,fL)
=COS(fH)+COS(-fL)
=COS(fH)+COS( fL)・・・(3)
Qdc(fs,fH,fL)
=sin(fH)+sin(-fL)
=sin(fH)-sin( fL)・・(4)
次にアップコンバート側では、(3)、(4)式をそれぞれインタポレーションし、Iuc
、Qucを得る。
=COS(fH)+COS(-fL)
=COS(fH)+COS( fL)・・・(3)
Qdc(fs,fH,fL)
=sin(fH)+sin(-fL)
=sin(fH)-sin( fL)・・(4)
次にアップコンバート側では、(3)、(4)式をそれぞれインタポレーションし、Iuc
、Qucを得る。
Iuc(fs,fH,fL)
=COS( fH)+COS( +fL)
+COS(fs×1+fH)+COS(fs×1+fL)+COS(fs×1-fH)+COS(fs×1-fL)
+COS(fs×2+fH)+COS(fs×2+fL)+COS(fs×2-fH)+COS(fs×2-fL)
・・・・
+COS(fs×m+fH)+COS(fs×m+fL)+COS(fs×m-fH)+COS(fs×m-fL)
=COS( fH)+COS( +fL)
+COS(fs×1+fH)+COS(fs×1+fL)+COS(fs×1-fH)+COS(fs×1-fL)
+COS(fs×2+fH)+COS(fs×2+fL)+COS(fs×2-fH)+COS(fs×2-fL)
・・・・
+COS(fs×m+fH)+COS(fs×m+fL)+COS(fs×m-fH)+COS(fs×m-fL)
また
Quc(fs,fH,fL)
=sin( fH)-sin( +fL)
+sin(fs×1+fH)-sin(fs×1+fL)-sin(fs×1-fH)+sin(fs×1-fL)
+sin(fs×2+fH)-sin(fs×2+fL)-sin(fs×2-fH)+sin(fs×2-fL)
・・・・
+sin(fs×m+fH)-sin(fs×m+fL)-sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
上式のようにIuc、Qucはイメージ信号を含むため、バンドパスフィルタで所望の周波数成
分だけ抽出し、結果としてI成分信号は、(5)式のように求められる。
Quc(fs,fH,fL)
=sin( fH)-sin( +fL)
+sin(fs×1+fH)-sin(fs×1+fL)-sin(fs×1-fH)+sin(fs×1-fL)
+sin(fs×2+fH)-sin(fs×2+fL)-sin(fs×2-fH)+sin(fs×2-fL)
・・・・
+sin(fs×m+fH)-sin(fs×m+fL)-sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
上式のようにIuc、Qucはイメージ信号を含むため、バンドパスフィルタで所望の周波数成
分だけ抽出し、結果としてI成分信号は、(5)式のように求められる。
COS(fs×m+fH)+COS(fs×m+fL)+COS(fs×m-fH)+COS(fs×m-fL)・・・(5)
同様にQ成分信号は(6)式のように求められる。
同様にQ成分信号は(6)式のように求められる。
sin(fs×m+fH)-sin(fs×m+fL)-sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)・・・(6)
I,Q合成を行うために(5)式をヒルベルト変換する。
I,Q合成を行うために(5)式をヒルベルト変換する。
sin(fs×m+fH)+sin(fs×m+fL)+sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)・・・(7)
(6)式と(7)式を加算して
sin(fs×m+fH)+sin(fs×m+fL)+sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
+sin(fs×m+fH)-sin(fs×m+fL)-sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
=2{sin(fs×m+fH)+sin(fs×m-fL)}
これを1/2して
=sin(fs×m+fH)+sin(fs×m-fL)・・・(8)
として、アップコンバートが完了する。
(6)式と(7)式を加算して
sin(fs×m+fH)+sin(fs×m+fL)+sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
+sin(fs×m+fH)-sin(fs×m+fL)-sin(fs×m-fH)+sin(fs×m-fL)
=2{sin(fs×m+fH)+sin(fs×m-fL)}
これを1/2して
=sin(fs×m+fH)+sin(fs×m-fL)・・・(8)
として、アップコンバートが完了する。
入力信号のQ成分信号(2)式と(8)式の出力信号を比較すると、m=nとした場合に
は、周波数及び変調波の位相状態が変化していないことが確認できる。
は、周波数及び変調波の位相状態が変化していないことが確認できる。
また本実施例における周波数領域でのスペクトル表現を、図2に示す。図2の各信号の
スペクトルは、図1における各信号S1〜S7と対応づけられる。また信号のI,Q成分
信号は便宜上、重ねて表示している。
スペクトルは、図1における各信号S1〜S7と対応づけられる。また信号のI,Q成分
信号は便宜上、重ねて表示している。
このときパラメータは、以下のように設定されているのものとする。
サンプリング周波数:fs=80MHz
デシメーションの新しいサンプリング周波数:fs/n=80/4=20MHz
A/Dコンバータ101の入力変調波:中心周波数fc=20.5MHz、変調帯域幅B
W=15MHz
BPF102、103:低域の遮断帯域のエッジ(f0)=7.5MHz 、通過帯域の
下端(f1)=12.5MHz、通過帯域の上端(f2)=27.5MHz、高域の遮断
帯域(f3)=37.5MHz
ダウンコンバート側において、まずfc=20.5MHzを中心に、BW15MHzの
なかに、上下2波の変調波をA/Dコンバータにて80Mspsでサンプリングを行うこ
とにより得られたのが、デジタルIF信号S2である。元信号にBW15MHz外の信号
がある場合にはBPFを設けてS2aを得る。デジタルIF信号S2またはS2aのいず
れかを入力とし、ヒルベルト変換を用いて、直交する2成分信号I,Qに分離し出力した
ものが、S3I,S3Qである。変換後の2成分信号S3I,S3Qは、重なり合う位置
に現れる。S3I,S3Qをそれぞれ20MHzでデシメーションしたものが、S4I,
S4Qである。
サンプリング周波数:fs=80MHz
デシメーションの新しいサンプリング周波数:fs/n=80/4=20MHz
A/Dコンバータ101の入力変調波:中心周波数fc=20.5MHz、変調帯域幅B
W=15MHz
BPF102、103:低域の遮断帯域のエッジ(f0)=7.5MHz 、通過帯域の
下端(f1)=12.5MHz、通過帯域の上端(f2)=27.5MHz、高域の遮断
帯域(f3)=37.5MHz
ダウンコンバート側において、まずfc=20.5MHzを中心に、BW15MHzの
なかに、上下2波の変調波をA/Dコンバータにて80Mspsでサンプリングを行うこ
とにより得られたのが、デジタルIF信号S2である。元信号にBW15MHz外の信号
がある場合にはBPFを設けてS2aを得る。デジタルIF信号S2またはS2aのいず
れかを入力とし、ヒルベルト変換を用いて、直交する2成分信号I,Qに分離し出力した
ものが、S3I,S3Qである。変換後の2成分信号S3I,S3Qは、重なり合う位置
に現れる。S3I,S3Qをそれぞれ20MHzでデシメーションしたものが、S4I,
S4Qである。
次にアップコンバート側において、S4I,S4Qを80MHzでインタポレーション
を行う。得られたS5I,S5Qでは、元信号の帯域外にインタポレーションにより発生
したイメージ信号が現れる。BPFによりイメージ信号を除去し、I,Q成分を加算する
ことによって得られたデジタルIF信号S6の周波数特性は、デジタルIF信号S2と同
様であることが確認される。
を行う。得られたS5I,S5Qでは、元信号の帯域外にインタポレーションにより発生
したイメージ信号が現れる。BPFによりイメージ信号を除去し、I,Q成分を加算する
ことによって得られたデジタルIF信号S6の周波数特性は、デジタルIF信号S2と同
様であることが確認される。
本発明と従来例との比較のため、図5に示される従来の信号処理部における周波数領域
でのスペクトル表現を図3に示す。従来例においては、S13I、S13Qに示されるよ
うに、ダウンコンバート時にイメージ信号が発生しており、これを除去する必要が生じる
。また、S16I,S16Qに示されるように、I,Q成分信号それぞれにおいてアップ
コンバート時に発生したイメージを除去する必要が生じている。これらの処理は本発明で
は不要である。
でのスペクトル表現を図3に示す。従来例においては、S13I、S13Qに示されるよ
うに、ダウンコンバート時にイメージ信号が発生しており、これを除去する必要が生じる
。また、S16I,S16Qに示されるように、I,Q成分信号それぞれにおいてアップ
コンバート時に発生したイメージを除去する必要が生じている。これらの処理は本発明で
は不要である。
本発明では周波数変換及びIQ分離に関する処理を簡素化することにより、回路規模の
縮小を行う。同時に、従来の回路にくらべて消費電力を下げることができる。また、PL
Dで実現する場合、回路自体が小さく実装に必要な配線が短くなるので、動作速度におい
ても優位性を持つ。
縮小を行う。同時に、従来の回路にくらべて消費電力を下げることができる。また、PL
Dで実現する場合、回路自体が小さく実装に必要な配線が短くなるので、動作速度におい
ても優位性を持つ。
101・・・A/Dコンバータ、111・・・D/Aコンバータ、102、112・・・
BPF,103、113・・・ヒルベルト変換回路、104・・・デシメータ、114・
・・インタポレータ、401・・・基地局、402・・・アンテナ、403・・・再送受
信アンテナ、402a、403a・・・ROF I/F、通信端末・・・413〜416
、通信事業者網・・・451、契約者網・・・452、契約者網(電波未到達エリア)・
・・453、501・・・A/Dコンバータ、502・・・BPF、503、512・・
・NCO,504,505、510,511・・・LPF,506,507・・・デシメ
ータ、508、509・・・インタポレータ、513・・・D/Aコンバータ
BPF,103、113・・・ヒルベルト変換回路、104・・・デシメータ、114・
・・インタポレータ、401・・・基地局、402・・・アンテナ、403・・・再送受
信アンテナ、402a、403a・・・ROF I/F、通信端末・・・413〜416
、通信事業者網・・・451、契約者網・・・452、契約者網(電波未到達エリア)・
・・453、501・・・A/Dコンバータ、502・・・BPF、503、512・・
・NCO,504,505、510,511・・・LPF,506,507・・・デシメ
ータ、508、509・・・インタポレータ、513・・・D/Aコンバータ
Claims (3)
- 入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換器と、
前記デジタル信号をヒルベルト変換し、直交するI、Q成分信号に分離して出力するヒ
ルベルト変換回路と、
前記I、Q成分信号をデシメーションによりサンプリング周波数を低減させて出力するデ
シメータと、
前記デシメータの出力であるI,Q成分信号を送信する送信手段と
を備えたことを特徴とするデジタル周波数変換装置。 - 直交するI,Q成分信号を受信する受信手段と、
前記I,Q成分信号を入力とし、インタポレーションによりサンプリング周波数を増加さ
せて出力するインタポレータと、
前記インタポレータの出力であるI、Q成分信号をヒルベルト変換し、加算してデジタル
信号を出力するヒルベルト変換回路と、
前記デジタル信号をアナログ信号に変換して出力するD/A変換器と
を備えたことを特徴とするデジタル周波数変換装置。 - 請求項1記載のデジタル周波数変換装置と、請求項2記載のデジタル周波数変換装置間
を光ファイバで接続したことを特徴とするデジタル周波数変換システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006079662A JP2007258985A (ja) | 2006-03-22 | 2006-03-22 | デジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006079662A JP2007258985A (ja) | 2006-03-22 | 2006-03-22 | デジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換システム |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007258985A true JP2007258985A (ja) | 2007-10-04 |
Family
ID=38632786
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006079662A Pending JP2007258985A (ja) | 2006-03-22 | 2006-03-22 | デジタル周波数変換装置及びデジタル周波数変換システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2007258985A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010283426A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ディジタル伝送装置 |
US8964107B2 (en) | 2010-08-20 | 2015-02-24 | Canon Kabushiki Kaisha | Electrochromic light control element and image pickup apparatus |
CN115425907A (zh) * | 2022-09-15 | 2022-12-02 | 大庆恒驰电气有限公司 | 智能变频器 |
-
2006
- 2006-03-22 JP JP2006079662A patent/JP2007258985A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010283426A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ディジタル伝送装置 |
US8964107B2 (en) | 2010-08-20 | 2015-02-24 | Canon Kabushiki Kaisha | Electrochromic light control element and image pickup apparatus |
CN115425907A (zh) * | 2022-09-15 | 2022-12-02 | 大庆恒驰电气有限公司 | 智能变频器 |
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