JP2014195156A - 受信装置、受信方法、送受信装置、及び、送受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】IQ位相誤差を、容易に補正する。
【解決手段】信号取得部は、直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得する。位相制御部は、復調信号に基づいて、受信側キャリアの位相を調整する。本技術は、例えば、直交変調及び直交復調を行う搬送波通信方式での通信において、I成分とQ成分との位相差の、90度からのずれであるIQ位相誤差を補正する場合等に適用することができる。
【選択図】図４

Description

本技術は、受信装置、受信方法、送受信装置、及び、送受信方法に関し、特に、直交復調で用いられる受信側キャリアの位相誤差を、容易に補正することができるようにする受信装置、受信方法、送受信装置、及び、送受信方法に関する。

近年、オフィスや家庭等で用いられる無線通信技術として、例えば、IEEE802.11系の規格に基づいた無線Local Area Network(LAN)通信や、ワイヤレスUniversal Serial Bus(USB)規格に基づいた無線Personal Area Network(PAN)通信等が実用化され、様々な製品が市場に出ている。

これらの無線通信技術は、搬送波通信方式を用いて実現されている。また、搬送波通信方式は、無線に限らず、例えば、光通信等の有線による通信方式においても用いられている。

搬送波通信方式は、有線及び無線のいずれでも、直交変復調（直交変調、及び、直交復調）を用いた方式が多い。特に、搬送波通信方式を用いた多値変調では、ほぼすべての場合において、直交変復調が行われている。

搬送波通信方式における無線通信の送信機では、同相（I）成分及び直交（Q）成分を有するベースバンド(Baseband(BB))信号が、局部発振器(Local Oscillator(LO))からの送信側キャリアを用いて直交変調され、I成分及びQ成分を有するRadio Frequency(RF)信号に周波数変換（アップコンバート）される。RF信号は、増幅器やアンテナ等を介し、電波として空間へ送信された後、受信機において、BB信号へ周波数変換（ダウンコンバート）される。

高周波数帯のキャリアを用いて直交変換を行う直交変調器は、アナログ回路によって実現される場合が多い。

アップコンバートやダウンコンバートの方式としては、例えば、ダイレクトコンバージョン方式やスーパーヘテロダイン方式がある。

ダイレクトコンバージョン方式では、BB信号とRF信号との間の変換が、一度の周波数変換で行われるが、スーパーヘテロダイン方式では、BB信号とRF号との間の変換が、一度の周波数変換では行われずに、一旦、中間周波数への周波数変換が行われる。

スーパーヘテロダイン方式では、中間周波数への周波数変換を行うために、イメージ除去フィルタや中間周波数用のバンドパスフィルタ等の高周波部品が必要となる。

一方、ダイレクトコンバージョン方式では、スーパーヘテロダイン方式で必要となる高周波部品が不要であり、小型化、低消費電力化、低コスト化に向いている。

しかしながら、ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置の直交変調器が、アナログ回路で実現されている場合、温度や、製造ばらつき、経年・経時変化に起因して、I成分信号とQ成分信号と間の誤差（IQ誤差）や、I成分とQ成分それぞれのDirect current(DC)オフセットが生じるときがある。

ここで、IQ誤差には、I成分とQ成分との利得の差であるIQ利得誤差、I成分とQ成分との位相差の、90度からのずれであるIQ位相誤差がある。

IQ誤差がある直交変調器を用いて、BB信号をアップコンバートした場合、直交変換で用いられる送信側キャリアの周波数を中心として対称となる周波数成分であるイメージ信号が発生し、本来の送信RF信号に干渉する。

イメージ信号による干渉は、受信信号の信号対雑音比(signal-to-npose ratio(SNR))やbit-error rate(BER)などの通信品質を劣化させるが、その劣化の程度は一般的に、送信BB信号の多値度が大きくなればなるほど大きくなる。

このため、近年では通信の高速化に伴い、IQ誤差によるイメージ信号の抑圧の要求レベルが上昇している。

しかしながら、ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置の構成、プロセスの低電圧化に起因する回路構成上の制約、低コストを目的としたプロセス制約等により、IQ位相誤差は、むしろ劣化する傾向にある。

したがって、IQ誤差によるイメージ信号の抑圧の要求レベルを満たすためには、IQ位相誤差を検出し、そのIQ位相誤差を補正する機能を無線機に搭載することが強く要求される。

そこで、直交復調を行う直交復調器におけるIQ位相誤差（以下、受信側IQ位相誤差ともいう）を補正する方法として、例えば、送信側の直交変調器において、単一トーンの基準信号からRF信号を生成して、直交復調器に供給し、直交復調器から出力されるアナログのBB信号のI成分とQ成分を、A/D変換器により量子化して、ディジタル信号に変換し、そのディジタル信号のI成分とQ成分の積和平均をとって、その積和平均値が0に近づくように、直交復調器におけるIQ位相誤差である受信側IQ位相誤差を補正する補正パラメータを調整する方法が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。

特開2010-283589号公報

特許文献１に記載の方法では、送信側の直交変調器のIQ位相誤差（以下、送信側IQ位相誤差ともいう）がある場合、受信側IQ位相誤差を0になるように補正しても、実際には、受信側IQ位相誤差として、送信側IQ位相誤差に相当するIQ位相誤差が残存する。

そのため、特許文献１に記載の方法でIQ位相誤差を高精度で調整するためには、前提条件として、送信側の直交変調器のIQ位相誤差（送信側IQ位相誤差）が非常に小さいことが重要である。

そして、送信側IQ位相誤差を0に近い値とするには、送信側IQ位相誤差を検出する必要があり、そのための回路（送信側IQ位相誤差を検出する回路）として、RF信号のパワーを検出するパワーディテクタ回路、並びに、そのパワーディテクタ回路に対して、直交変調器から出力されたRF信号を供給するための迂回経路及びスイッチが、RF信号が送信される信号線の途中に必要になる。

しかしながら、スイッチが、RF信号の信号線上に設けられる場合には、特に、ミリ波等の高周波数帯では、スイッチでのRF信号の減衰による信号品質の劣化が無視できないレベルとなる。

一方、IQ位相誤差は、製造ばらつきによってばらつく他、例えば、温度や経年（経時）劣化によって変動する。

したがって、IQ位相誤差については、ビルトインセルフテスト(Built in self test)で、容易に補正することができることが望ましい。

本技術は、このような状況に鑑みてなされたものであり、IQ位相誤差を、容易に補正することができるようにするものである。

本技術の受信装置は、直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得する信号取得部と、前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する位相制御部とを備える受信装置である。

本技術の受信方法は、直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得し、前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整するステップを含む受信方法である。

本技術の送受信装置は、直交変調を行う直交変調部と、直交復調を行う直交復調部と、直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得する信号取得部と、前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する位相制御部とを備える送受信装置である。

本技術の送受信方法は、直交変調を行う直交変調部と、直交復調を行う直交復調部とを備える送受信装置が、直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得し、前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整するステップを含む送受信方法である。

本技術においては、直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号が取得され、前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相が調整される。

なお、受信装置、及び、送受信装置は、独立した装置であっても良いし、１つの装置を構成している内部ブロックであっても良い。

本技術によれば、受信側キャリアのIQ位相誤差を、容易に補正することができる。

本技術を適用した電子機器システムの一実施の形態の構成例を示すブロック図である。 電子機器１１及び１２の構成例を示すブロック図である。 送信部２１及び受信部２２の構成例を示すブロック図である。 誤差補正部８０の構成例を示すブロック図である。 IQ誤差を補正する誤差補正処理を説明するフローチャートである。 ステップＳ１２で行われる受信側位相調整の詳細を説明するフローチャートである。 ステップＳ１４で行われる送信側オフセット調整の詳細を説明するフローチャートである。 ステップＳ１６で行われる送信側位相調整の詳細を説明するフローチャートである。 本技術を適用したコンピュータの一実施の形態の構成例を示すブロック図である。

＜本技術を適用した電子機器システムの一実施の形態＞

図１は、本技術を適用した電子機器システムの一実施の形態の構成例を示すブロック図である。

図１において、電子機器システムは、電子機器１１及び１２を有する。

電子機器１１及び１２は、例えば、レコーダや、ディジタルカメラ、テレビジョン受像機（TV）、携帯電話機やタブレット端末等の携帯端末、その他の電子機器であり、例えば、IEEE802.11系の規格その他の搬送波通信方式による通信機能を有している。

したがって、電子機器１１と１２との間では、通信を行うことができる。

電子機器１１として、例えば、ディジタルカメラを採用するとともに、電子機器１２として、例えば、TVを採用した場合、ディジタルカメラとしての電子機器１１から、そのディジタルカメラで撮影したコンテンツを、TVに送信することにより、TVとしての電子機器１２では、電子機器１１からのコンテンツを受信して提示すること、例えば画像を表示し、音声を出力することができる。

＜電子機器１１及び１２の構成例＞

図２は、図１の電子機器１１及び１２の構成例を示すブロック図である。

図２Ａは、電子機器１１及び１２の第１の構成例を示している。

電子機器１１は、通信部２０を有し、電子機器１２は、通信部３０を有する。

通信部２０は、送信部２１及び受信部２２を有する。

送信部２１は、例えば、ミリ波帯や光、その他の周波数帯の信号をキャリアとして用いる搬送波通信方式で、信号を送信する。

受信部２２は、搬送波通信方式で送信されてくる信号を受信する。なお、受信部２２は、その受信部２２を有する電子機器１１以外の電子機器である、例えば、電子機器１２から、搬送波通信方式で送信されてくる信号を受信する他、電子機器１１が有する送信部２１が送信する信号をも受信することができる。

通信部３０は、送信部３１及び受信部３２を有する。

送信部３１は、例えば、送信部２１と同様の周波数帯の信号をキャリアとして用いる搬送波通信方式で、信号を送信する。

受信部３２は、受信部２２と同様に、搬送波通信方式で送信されてくる信号を受信する。受信部３２は、受信部２２と同様に、受信部３２を有する電子機器１２以外の電子機器である、例えば、電子機器１１から、搬送波通信方式で送信されてくる信号を受信する他、電子機器１２が有する送信部３１が送信する信号をも受信することができる。

以上のように、電子機器１１の通信部２０が、送信部２１及び受信部２２を有するとともに、電子機器１２の通信部３０が、送信部３１及び受信部３２を有する場合には、電子機器１１と１２との間では、双方向の通信を行うことができる。

図２Ｂは、電子機器１１及び１２の第２の構成例を示している。

なお、図中、図２Ａの場合と対応する部分については、同一の符号を付してあり、以下では、その説明は、適宜省略する。

図２Ｂでは、電子機器１１の通信部２０が、送信部２１及び受信部２２の両方ではなく、例えば、受信部２２だけを有し、電子機器１２の通信部３０が、送信部３１及び受信部３２の両方ではなく、例えば、送信部３１だけを有している。

以上のように、電子機器１１の通信部２０が、受信部２２だけを有し、電子機器１２の通信部３０が、送信部３１だけを有している場合には、電子機器１２から電子機器１１に向かう方向に信号を送信する片方向の通信を行うことができる。

＜送信部２１及び受信部２２の構成例＞

図３は、図２の送信部２１及び受信部２２の構成例を示すブロック図である。

なお、図２の送信部３１は、送信部２１と同様に構成され、図２の受信部３２は、受信部２２と同様に構成される。

図３において、送信部２１は、DBB(Digital Base Band)変調部５１、DA(Digital Analog)部５２、フィルタ部５３、直交変調部５４、PA(Power Amplifier)５５、アンテナ５６、局部発振器５７、及び、位相シフタ５８を有する。

DBB変調部５１は、送信対象のデータを、I成分及びQ成分を有するディジタルのBB信号に変調し、DA部５２に供給する。

なお、DBB変調部５１は、いわゆるユーザデータ（ペイロード）の他、後述する誤差補正部８０の制御に従ったデータを、ディジタルのBB信号に変調し、DA部５２、ひいては、後段の直交変調部５４に供給することができる。

DA部５２は、Digital Analog Converter(DAC)５２Ｉ及び５２Ｑを有する。

DAC５２Ｉは、DBB変調部５１からDA部５２に供給されるBB信号のI成分をDA変換し、その結果得られるアナログのBB信号のI成分を、フィルタ部５３に供給する。

DAC５２Ｑは、DBB変調部５１からDA部５２に供給されるBB信号のQ成分をDA変換し、その結果得られるアナログのBB信号のQ成分を、フィルタ部５３に供給する。

フィルタ部５３は、Low Pass Filter(LPF)５３Ｉ及び５３Ｑを有する。

LPF５３Ｉは、DAC５２Ｉからフィルタ部５３に供給されるBB信号のI成分をフィルタリングすることにより、DAC５２Ｉに起因するイメージ信号を除去して、直交変調部５４に供給する。

LPF５３Ｑは、DAC５２Ｑからフィルタ部５３に供給されるBB信号のQ成分をフィルタリングすることにより、DAC５２Ｑに起因するイメージ信号を除去して、直交変調部５４に供給する。

直交変調部５４は、ミキサ５４Ｉ及び５４Ｑを有し、局部発振器５７及び位相シフタ５８から供給されるキャリア（送信側キャリア）を用いて、LPF５３ＩからのBB信号のI成分、及び、LPF５３ＱからのBB信号のQ成分を、変調信号としてのRF信号に直交変調する。

すなわち、ミキサ５４Ｉには、LPF５３ＩからBB信号のI成分が供給されるとともに、局部発振器５７から、ミリ波帯その他の周波数帯のキャリアが、直交変調に用いる送信側キャリアとして供給される。

ミキサ５４Ｉは、LPF５３ＩからのBB信号のI成分と、局部発振器５７からの送信側キャリアとを乗算することにより、BB信号のI成分を、RF信号のI成分にアップコンバートして出力する。

ミキサ５４Ｑには、LPF５３ＱからBB信号のQ成分が供給されるとともに、位相シフタ５８から、局部発振器５７が出力するキャリアの位相を、90度だけ回転した（進めた、又は、遅らせた）信号が、直交変調に用いる送信側キャリアとして供給される。

ここで、位相シフタ５８が出力する送信側キャリア、すなわち、局部発振器５７が出力するキャリアの位相を90度だけ回転した信号を、以下、移相送信側キャリアともいう。

ミキサ５４Ｑは、LPF５３ＱからのBB信号のI成分と、位相シフタ５８からの移相送信側キャリアとを乗算することにより、BB信号のQ成分を、RF信号のQ成分に変換して出力する。

ミキサ５４Ｉが出力するRF信号のI成分と、ミキサ５４Ｑが出力するRF信号のQ成分とは、混合され、その混合後のRF信号が、PA５５に供給される。

なお、直交変調部５４では、後述する誤差補正部８０の制御に従って、ミキサ５４Ｉが出力するRF信号のI成分、及び、ミキサ５４Ｑが出力するRF信号のQ成分のそれぞれのゲインやDCオフセットを調整することができる。

PA５５は、直交変調部５４からの、ミキサ５４Ｉが出力するRF信号のI成分とミキサ５４Ｑが出力するRF信号のQ成分とを混合したRF信号を増幅し、アンテナ５６に供給する。

アンテナ５６は、PA５５からのRF信号を、電波として、空気中その他の媒体に出力（放射）する。

局部発振器５７は、所定の周波数の信号を発振し、送信側キャリアとして、直交変調部５４のミキサ５４Ｉ、及び、位相シフタ５８に供給(出力）する。

なお、局部発振器５７では、後述する誤差補正部８０の制御に従って、局部発振器５７の発振周波数、すなわち、送信側キャリアの周波数を調整又は設定することができる。

位相シフタ５８は、局部発振器５７からのキャリア（送信側キャリア）の位相を90度だけ回転させ、その結果得られる移相送信側キャリアを、直交変調部５４のミキサ５４Ｑに供給（出力）する。

なお、位相シフタ５８では、後述する誤差補正部８０の制御に従って、送信側キャリアの位相を回転させる回転量、すなわち、移相送信側キャリアの位相を調整又は設定することができる。

ここで、送信部２１において、DA部５２の後段のフィルタ部５３、直交変調部５４、PA５５、及び、アンテナ５６が、アナログ信号を扱うアナログ部を構成する。

一方、図３において、受信部２２は、アンテナ７１、Low Noise Amplifier(LNA)７２、直交復調部７３、アンプ部７４、フィルタ部７５、Analog Digital(AD)部７６、DBB復調部７７、局部発振器７８、位相シフタ７９、及び、誤差補正部８０を有する。

アンテナ７１は、送信部２１のアンテナ５６や、電子機器１２の送信部３１から送信されてくる電波を受信し、その結果得られるRF信号を、LNA７２に供給する。

LNA７２は、アンテナ７１からのRF信号を増幅し、直交復調部７３に供給する。

直交復調部７３は、ミキサ７３Ｉ及び７３Ｑを有し、局部発振器７８及び位相シフタ７９から供給される受信側キャリアを用いて、LNA７２からのRF信号を、復調信号としてのBB信号に直交復調する。

すなわち、ミキサ７３Ｉには、LNA７２からRF信号が供給されるとともに、局部発振器７８から、送信側キャリアと同一の周波数、又は、異なる周波数のキャリアが、直交復調に用いる受信側キャリアとして供給される。

ミキサ７３Ｉは、LNA７２からのRF信号と、局部発振器７８からの受信側キャリアとを乗算することにより、RF信号を、BB信号のI成分にダウンコンバートして出力する。

ミキサ７３Ｑには、LNA７２からRF信号が供給されるとともに、位相シフタ７９から、局部発振器７８が出力するキャリアの位相を、90度だけ回転した信号が、直交復調に用いる受信側キャリアとして供給される。

ここで、位相シフタ７９が出力する受信側キャリア、すなわち、局部発振器７８が出力するキャリアの位相を90度だけ回転した信号を、以下、移相受信側キャリアともいう。

ミキサ７３Ｑは、LNA７２からのRF信号と、位相シフタ７９からの移相受信側キャリアとを乗算することにより、RF信号を、BB信号のQ成分に変換して出力する。

ミキサ７３Ｉが出力するRF信号のI成分、及び、ミキサ７３Ｑが出力するRF信号のQ成分は、アンプ部７４に供給される。

アンプ部７４は、Variable Gain Amplifier(VGA)７４Ｉ及び７４Ｑを有する。

VGA７４Ｉは、直交復調部７３からアンプ部７４に供給されるBB信号をのI成分を、プログラマブルに電力増幅し、フィルタ部７５に供給する。

VGA７４Ｑは、直交復調部７３からアンプ部７４に供給されるBB信号をのQ成分を、プログラマブルに電力増幅し、フィルタ部７５に供給する。

ここで、アンプ部７４では、誤差補正部８０の制御に従って、VGA７４Ｉが出力するBB信号のI成分、及び、VGA７４Ｑが出力するBB信号のQ成分のそれぞれのゲインやDCオフセットを調整することができる。

なお、BB信号のI成分及びQ成分のそれぞれのゲインやオフセットの調整は、アンプ部７４で行う他、直交復調部７３（のミキサ７３Ｉ及び７３Ｑの出力段）で行うことができる。

フィルタ部７５は、LPF７５Ｉ及び７５Ｑを有する。

LPF７５Ｉは、アンプ部７４からフィルタ部７５に供給されるBB信号のI成分をフィルタリングすることにより、倍周波数以上の信号を除去するアンチエイリアシングを行い、フィルタリング後のBB信号のI成分を、AD部７６に供給する。

LPF７５Ｑは、アンプ部７４からフィルタ部７５に供給されるBB信号のQ成分をフィルタリングすることにより、アンチエイリアシングを行い、フィルタリング後のBB信号のQ成分を、AD部７６に供給する。

ここで、以上の、AD部７６の前段のアンテナ７１、LNA７２、直交復調部７３、アンプ部７４、及び、フィルタ部７５が、受信部２２において、アナログ信号を扱うアナログ部を構成する。

AD部７６は、Analog Digital Converter(ADC)７６Ｉ及び７６Ｑを有する。

ADC７６Ｉは、フィルタ部７５から供給されるBB信号のI成分をAD変換し、その結果得られるディジタルのBB信号のI成分を、DBB復調部７７、及び、誤差補正部８０に供給する。

ADC７６Ｑは、フィルタ部７５から供給されるBB信号のQ成分をAD変換し、その結果得られるディジタルのBB信号のQ成分を、DBB復調部７７、及び、誤差補正部８０に供給する。

DBB復調部７７は、AD部７６のADC７６Ｉ及び７６ＱからのBB信号のI成分及びQ成分を元のデータに復調して出力する。

局部発振器７８は、所定の周波数の信号を発振し、受信側キャリアとして、直交復調部７３のミキサ７３Ｉ、及び、位相シフタ７９に供給(出力）する。

なお、局部発振器７８では、誤差補正部８０の制御に従って、局部発振器７８の発振周波数、すなわち、受信側キャリアの周波数を調整又は設定することができる。

位相シフタ７９は、局部発振器７８からの受信側キャリアの位相を90度だけ回転させ、その結果得られる移相受信側キャリアを、直交復調部７３のミキサ７３Ｑに供給（出力）する。

なお、位相シフタ７９では、誤差補正部８０の制御に従って、受信側キャリアの位相を回転させる回転量、すなわち、移相受信側キャリアの位相を調整又は設定することができる。

誤差補正部８０は、DBB変調部５１、局部発振器５７及び７８を制御し、さらに、AD部７６のADC７６Ｉ及び７６ＱからのBB信号のI成分及びQ成分に基づいて、IQ誤差に対応する物理量を検出し、直交変調部５４、位相シフタ５８、アンプ部７４、及び、位相シフタ７９を制御することにより、IQ誤差を補正する。

ここで、以上のように構成される送信部２１及び受信部２２において、送信部２１のDBB変調部５１、DA部５２、及び、フィルタ部５３、並びに、受信部２２のアンプ部７４、フィルタ部７５、AD部７６、DBB復調部７７、及び、誤差補正部８０は、BB信号を扱うBB部を構成する。

また、送信部２１の直交復調部５４、PA５５、アンテナ５６、局部発振器５７、及び、位相シフタ５８、並びに、受信部２２のアンテナ７１、LNA７２、直交復調部７３、局部発振器７８、及び、位相シフタ７９は、RF信号を扱うRF部を構成する。

BB部とRF部とは、別個の半導体チップで構成することもできるし、1個の半導体チップ上に構成することもできる。

以上のように構成される送信部２１及び受信部２２では、送信部２１が、データを、直交変調を行うことにより送信し、受信部２２が、直交復調を行うことにより、データを受信する。

すなわち、DBB変調部５１には、送信対象のデータが供給される。DBB変調部５１は、送信対象のデータを、I成分及びQ成分を有するディジタルのBB信号に変調し、DA部５２に供給する。

DA部５２では、DBB変調部５１からのBB信号がDA変換され、フィルタ部５３を介して、直交変調部５４に供給される。

直交変調部５４では、局部発振器５７及び位相シフタ５８からの送信側キャリアを用いて、DA部５２からフィルタ部５３を介して供給されるBB信号が直交変調され、その結果得られるRF信号が、PA５５及びアンテナ５６を介して送信される。

一方、受信部２２では、アンテナ７１において、送信部２１や、電子機器１２の送信部３１からのRF信号が受信され、LNA７２を介して、直交復調部７３に供給される。

直交復調部７３では、局部発振器７８及び位相シフタ７９から供給される受信側キャリアを用いて、アンテナ７１からLNA７２を介して供給されるRF信号が、BB信号に直交復調され、アンプ部７４、及び、フィルタ部７５を介して、AD部７６に供給される。

AD部７６では、直交復調部７３から、アンプ部７４、及び、フィルタ部７５を介して供給されるBB信号がAD変換され、DBB復調部７７、及び、誤差補正部８０に供給される。

DBB復調部７７では、AD部７６からのBB信号が元のデータに復調されて出力される。

なお、送信部２１及び受信部２２の構成は、図３に示した構成に限定されない。

例えば、図３では、送信部２１のアンテナ５６と、受信部２２のアンテナ７１とが、別個に設けられているが、送信用のアンテナと受信用のアンテナとは、１つのアンテナで共用することができる。送信用のアンテナと受信用のアンテナとを、１つのアンテナで共用する場合には、送信部２１のPA５５からアンテナまでの送信経路、及び、そのアンテナからLNA７２までの受信経路のそれぞれと、アンテナとの接続の切り替えは、スイッチ等によって行うことができる。

また、RF信号の送受信は、アンテナ５６や７１を設けて、電波による無線通信で行う他、アンテナ５６及び７１に代えて、コネクタを設けて、ケーブル等を介した有線通信で行うことができる。

ところで、誤差補正部８０は、必要に応じて、DBB変調部５１、局部発振器５７及び７８を制御し、その制御の結果、AD部７６から供給されるBB信号に基づいて、IQ誤差を検出する。そして、誤差補正部８０は、直交変調部５４、位相シフタ５８、アンプ部７５、及び、位相シフタ７９を制御することにより、IQ誤差を補正する。

なお、IQ誤差としては、前述したように、I成分とQ成分との利得の差であるIQ利得誤差、及び、I成分とQ成分との位相差の90度からのずれであるIQ位相誤差があるが、本実施の形態では、IQ誤差には、さらに、I成分とQ成分に含まれるDC成分であるDCオフセットが含まれることとする。

直交変調部５４、及び、直交復調部７３で扱われるI成分とQ成分とについては、理想的には、IQ誤差がないこと、すなわち、位相差が90であること、利得（ゲイン）が等しいこと、及び、DCオフセットが0であることを前提とする。

しかしながら、実際には、製造ばらつきや、経年（経時）変化、温度特性等により、IQ誤差が生じ、かかるIQ誤差は、信号品質を劣化させる原因となる。

そこで、誤差補正部８０では、ビルトインセルフテストで、受信部２２のIQ誤差、さらには、送信部２１のIQ誤差を補正することができるようになっている。

ここで、IQ誤差の補正は、受信部２２において、そのIQ誤差の補正又は調整のためのRF信号である調整信号を受信することにより行われる。

電子機器１１が、図２Ａに示したように、送信部２１及び受信部２２の両方を有する場合、調整信号は、送信部２１から送信することができ、この場合、IQ誤差の補正は、電子機器１１単体で行うことができる。さらに、この場合、送信部２１及び受信部２２の両方のIQ誤差を補正することができる。

電子機器１１が、図２Ｂに示したように、送信部２１及び受信部２２の両方ではなく、受信部２２だけを有する場合、調整信号は、他の電子機器である、例えば、電子機器１２の送信部３１から送信することができる。

なお、電子機器１１が、図２Ａに示したように、送信部２１及び受信部２２の両方を有する場合であっても、調整信号は、他の電子機器である、例えば、電子機器１２の送信部３１から送信することができる。

調整信号を、電子機器１１以外の電子機器から送信する場合、電子機器１１では、受信部２２のIQ誤差だけが補正される。

＜受信部２２のIQ位相誤差の補正＞

図３を参照して、誤差補正部８０による、受信部２２のIQ位相誤差の補正の原理について説明する。

誤差補正部８０は、局部発振器５７及び７８のうちの一方、又は、両方を制御することにより、局部発振器５７が出力する送信側キャリアの周波数と、局部発振器７８が出力する受信側キャリアの周波数との間に、ゼロでない所定の角周波数差△ωをもたせる。

ここで、送信側キャリアの角周波数（角速度）をω_tと表すとともに、受信側キャリアの角周波数をω_rと表すこととすると、送信側キャリアの周波数ω_tと受信キャリアの周波数ω_rとの関係は、式ω_t−ω_r＝△ωで表される。

送信側キャリアの周波数ω_tと受信側キャリアの周波数ω_rとに、所定の周波数差△ωをもたせた後、誤差補正部８０は、DBB変調部５１を制御することにより、非ゼロのBB信号を、直交変調部５４に供給させる。

DBB変調部５１は、誤差補正部８０の制御に従い、BB信号のI成分T^I _k、及び、Q成分T^Q _kを、DA部５２に供給する。ここで、T^I _k及びT^Q _kは、それぞれ、DBB変調部５１が出力するディジタルのBB信号のI成分及びQ成分のあるサンプルを先頭とするkサンプル目を表す。

DA部５２は、DBB変調部５１からのBB信号のI成分T^I _k、及び、Q成分T^Q _kをDA変換し、その結果得られる時間領域tのアナログ信号であるBB信号のI成分T_I(t)、及び、Q成分T_Q(t)を、フィルタ部５３を介して、直交変調部５４に供給する。

直交変調部５４は、DA部５２からフィルタ部５３を介して供給されるBB信号のI成分T_I(t)と、周波数ω_tの送信側キャリアとを乗算するとともに、BB信号のQ成分T_Q(t)と、周波数ω_tの移相送信側キャリアとを乗算することにより、直交変換を行う。

直交変換の結果得られるRF信号M_T(t)は、式（１）で表される。

・・・（１）

ここで、A_TI及びA_TQは、それぞれ、直交変調部５４のI成分及びQ成分の利得を表す。

φ_tは、直交変調部５４で用いられる送信側キャリアのIQ位相誤差、すなわち、位相シフタ５８が出力する（移相）送信側キャリアと、局部発振器５７が出力する送信側キャリアとの位相差の、90度からのずれを表す。

V_oTI及びV_oTQは、送信部２１の直交変調部５４が出力するRF信号のI成分及びQ成分のDCオフセットを表す。

また、T'_I(t)は、式T'_I(t)＝A_TIT_I(t)＋V_oTIで表され、T'_Q(t)は、式T'_Q(t)＝A_TQT_Q(t)＋V_oTQで表される。

なお、ここでは、上述したように、誤差補正部８０がDBB変調部５１を制御することにより、非ゼロのBB信号（T^I _K及びT^Q _k、ひいては、T_I(t)及びT_Q(t)）を、直交変調部５４に供給させることとしたが、直交変調部５４において、DCオフセットV_oTI及びV_oTQのうちの少なくとも一方として、非ゼロのDCオフセットを与える場合には、直交変調部５４に供給するBB信号としては、ゼロその他の任意の値のBB信号を採用することができる。

すなわち、受信部２２のIQ位相誤差の補正にあたっては、式（１）において、cosω_ttの項とsin(ω_tt＋φ_t)の項との少なくとも一方が存在する（消えない）RF信号M_T(t)が生成されればよく、その生成の方法は、特に限定されない。

いま、PA５５の利得の特性関数をA_PA()と、アンテナ５６の利得をG_aTと、アンテナ７１の利得をG_aRと、LNA７２の利得の特性関数をA_LNA()と、それぞれ表すこととする。

この場合、直交復調部５４から、PA５５及びアンテナ５６を介して送信され、さらに、アンテナ７１で受信され、LNA７２を介して、直交復調部７３に供給されるRF信号M_R(t)は、式（２）で表される。

・・・（２）

ここで、Lは、アンテナ５６からアンテナ７１までの間の自由空間での伝搬損失を表す。

PA５５及びLNA７２を、入出力特性が線形の線形領域で使用することとすると、関数A_PA(x)は、A_PAを定数として、式A_PA(x)≒A_PAxで近似することができ、関数A_LNA(x)は、A_LNAを定数として、式A_LNA(x)≒A_LNAxで近似することができる。

この場合、式（２）のRF信号M_R(t)は、式（３）で表される。

・・・（３）

なお、A_PATHは、式A_PATH＝A_PA×A_LNA×L×G_aT×G_aRで表される。

ここで、直交復調部７３のI成分及びQ成分の利得を、それぞれ、A_RI及びA_RQで表すこととする。

さらに、直交復調部７３で用いられる受信側キャリアのIQ位相誤差、すなわち、位相シフタ７９が出力する移相受信側キャリアと、局部発振器７８が出力する受信側キャリアとの位相差の、90度からのずれを、φ_rで表すこととする。

また、受信部２２の直交復調部７３が出力するBB信号のI成分及びQ成分のDCオフセットを、それぞれ、V_oRI及びV_oRQで表すこととする。

さらに、局部発振器５７が出力する送信側キャリアと、局部発振器７８が出力する受信側キャリアとの位相差を、θ_dで表すこととする。

この場合、直交復調部７３での直交復調の結果得られるBB信号のI成分R_I(t)は、式（４）で表される。

・・・（４）

式（４）に、式（３）のM_R(t)、さらには、式（１）のM_T(t)を代入すると、BB信号のI成分R_I(t)は、式（５）で表される。

・・・（５）

ここで、上述したように、誤差補正部８０が、局部発振器５７及び７８のうちの一方、又は、両方を制御することにより、式（５）において、角周波数差△ωは、ゼロでないことが保証されている。

また、式（５）において、A，B，C、及び、Dは、それぞれ、式（６）、式（７）、式（８）、及び、式（９）で表される。

・・・（６）

・・・（７）

・・・（８）

・・・（９）

BB信号のI成分R_I(t)は、直交復調部７３からアンプ部７４を介してフィルタ部７５に供給され、そのBB信号のI成分R_I(t)の周波数ω_t＋ω_r以上の高周波数成分が、フィルタ部７５でのフィルタリングにより除去される。

したがって、式（５）のBB信号のI成分R_I(t)の入力に対するフィルタ部７５の出力であるBB信号のI成分R^L _I(t)は、式（１０）で表される。

・・・（１０）

受信部２２のBB信号のQ成分も、I成分と同様に表される。

すなわち、式（３）のRF信号M_R(t)に対して、直交復調部７３での直交復調の結果得られるBB信号のQ成分R_Q(t)は、式（１１）で表される。

・・・（１１）

ここで、式（１１）において、A'，B'，C'、及び、D'は、それぞれ、式（１２）、式（１３）、式（１４）、及び、式（１５）で表される。

・・・（１２）

・・・（１３）

・・・（１４）

・・・（１５）

式（１１）のBB信号のQ成分R_Q(t)の入力に対するフィルタ部７５の出力であるBB信号のQ成分R^L _Q(t)は、式（１６）で表される。

・・・（１６）

BB信号のI成分R^L _I(t)、及び、Q成分R^L _Q(t)（式（５）及び式（１６））から、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rがゼロであるかどうかを評価する値を算出する評価値又は評価関数を導くため、式（５）及び式（１６）から、未知の値の送信側キャリアのIQ位相誤差φ_t、並びに、DCオフセットV_oTI，V_oTQ，V_oRI、及び、V_oRQを消去する。

なお、利得、A_TI，A_TQ，A_RI、及び、A_RQは、評価値による評価に影響しないこととする。

未知の値の送信側キャリアのIQ位相誤差φ_t、並びに、DCオフセットV_oTI，V_oTQ，V_oRI、及び、V_oRQを消去するため、式（５）のBB信号のI成分R^L _I(t)と、式（１６）のBB信号のQ成分R^L _Q(t)との積である積データを求めると、その積データR^L _I(t)R^L _Q(t)は、式（１７）で表される。

・・・（１７）

ここで、X(t)は、式（１８）で表される。

・・・（１８）

式（１８）のX(t)を2倍して変形すると、式（１９）を導くことができる。

・・・（１９）

ここで、式（１９）において、d(t,φ_t，φ_r)は、式d(t,φ_t，φ_r)＝{(A+D)(B'-C')-(B-C)(A'+D')}で表される。

積データR^L _I(t)R^L _Q(t)を表す式（１７）の右辺の第２項及び第３項、並びに、式（１９）の右辺の最終的な第１項及び第２項は、ゼロでない周波数差△ωに比例する値を角周波数とするalternating current(AC)成分である。

したがって、式（１７）の積データR^L _I(t)R^L _Q(t)において、周期成分を有しないDC成分を、E(t,φ_t，φ_r)と表すこととすると、DC成分E(t,φ_t，φ_r)は、式（１７）の積データR^L _I(t)R^L _Q(t)からAC成分を削除することにより、式（２０）で表すことができる。

・・・（２０）

式（２０）において、d(t,φ_t，φ_r)は、上述したように、式d(t,φ_t，φ_r)＝{(A+D)(B'-C')-(B-C)(A'+D')}で表される。したがって、d(t,φ_t，φ_r)を展開すると、式（２１）で表される。

・・・（２１）

ここで、P_Q(t,φ_t)は、式P_Q(t,φ_t)＝(T'_I(t)-T'_Q(t))²+(1-sinφ_t)×2T'_I(t)T'_Q(t)で表される。

式（２０）に、式（２１）を代入することにより、式（２０）の積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E(t,φ_t，φ_r)は、式（２２）で表すことができる。

・・・（２２）

式（２２）のV_oRIは、直交復調部７３が出力するBB信号のI成分R_I(t)又はR^L _I(t)のDCオフセットであり、そのI成分R^L _I(t)の平均をとることで求めることができる。

同様に、式（２２）のV_oRQは、直交復調部７３が出力するBB信号のQ成分R_Q(t)又はR^L _Q(t)のDCオフセットであり、そのQ成分R^L _Q(t)の平均をとることで求めることができる。

したがって、DCオフセットV_oRI及びV_oRQは、式（２２）から、容易に除去することができる。

すなわち、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)を計算するときに、その計算に用いるI成分R^L _I(t)から、そのI成分R^L _I(t)の平均値としてのDCオフセットV_oRIを減算すること、及び、Q成分R^L _Q(t)から、そのQ成分R^L _Q(t)の平均値としてのDCオフセットV_oRQを減算することの一方、又は、両方を行うことにより、式（２２）から、DCオフセットV_oRIとV_oRQとの積V_oRIV_oRQを消去することができる。

また、例えば、アンプ部７４のVGA７４Ｉ及び７４Ｑにおいて、BB信号のI成分R^L _I(t)やQ成分R^L _Q(t)をオフセットさせ、DCオフセットV_oRI及びV_oRQのうちの一方、又は、両方を0に調整し、その調整がされたオフセット後のI成分R^L _I(t)とQ成分R^L _Q(t)とを用いて、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)を計算することにより、DCオフセットV_oRIとV_oRQとの積V_oRIV_oRQが0になった式（２２）のDC成分E(t,φ_t，φ_r)を得ることができる。

いま、DCオフセットV_oRIとV_oRQとの積V_oRIV_oRQが0になった状態の式（２０）のDC成分E(t,φ_t，φ_r)を、E'(t,φ_t，φ_r)と表すこととする。DC成分E'(t,φ_t，φ_r)は、式（２２）の右辺のV_oRIV_oRQを消去した式（２３）で表される。

・・・（２３）

PA５５の利得A_PA、並びに、直交復調部７３のI成分及びQ成分の利得A_RI及びA_RQが、いずれも、非ゼロの一定であり、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tが一定値であるとすると、式（２３）のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)は、-sinφr×P_Q(t，φ_t)に比例し、したがって、式（２４）で表すことができる。

・・・（２４）

ここで、式（２１）で説明したように、P_Q(t,φ_t)は、式P_Q(t,φ_t)＝(T'_I(t)-T'_Q(t))²+(1-sinφ_t)×2T'_I(t)T'_Q(t)で表される。

送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tは、0に近い値であると仮定して問題なく、この場合、sinφ_tも、0に近い値となり、式P_Q(t,φ_t)＝(T'_I(t)-T'_Q(t))²+(1-sinφ_t)×2T'_I(t)T'_Q(t)で表されるP_Q(t,φ_t)は、式（２５）に示すように近似することができる。

・・・（２５）

式（２５）から、P_Q(t,φ_t)は正（P_Q(t,φ_t)＞0）であるので、式（２４）（及び式（２３）のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)が0になるのは、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rが0である場合だけである。

さらに、DC成分E'(t,φ_t，φ_r)が正（E'(t,φ_t，φ_r)＞0）になるのは、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rが負（φ_r＜0）である場合だけであり、DC成分E'(t,φ_t，φ_r)が負（E'(t,φ_t，φ_r)＜0）になるのは、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rが正（φ_r＞0）である場合だけである。

したがって、式（２４）及び式（２３）のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)によれば、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rが0であるかどうかを評価、判定することができ、さらに、IQ位相誤差φ_rが0でない場合には、IQ位相誤差φ_rの正負方向を評価、判定することができる。

以上から、DC成分E'(t,φ_t，φ_r)は、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rが0であるかどうかを評価する評価値として採用することができる。

誤差補正部８０は、フィルタ部７５から出力されるBB信号のI成分R^L _I(t)、及び、Q成分R^L _Q(t)、ひいては、そのBB信号のI成分R^L _I(t)、及び、Q成分R^L _Q(t)に対して、AD部７６を介して供給されるディジタルのBB信号のI成分R^I _k、及び、Q成分R^Q _kを用いて、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)を、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rを評価する評価値（以下、誤差評価値ともいう）として求め、その誤差評価値としてのDC成分E'(t,φ_t，φ_r)が0になるように、位相シフタ７９を制御することにより、位相シフタ７９において受信側キャリアの位相を回転させる回転量又は位相シフト量の設定値を調整する。

ここで、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)は、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)の平均とることによって求めることができる。

また、式（２２）で説明したように、誤差評価値としてのDC成分E'(t,φ_t，φ_r)を求めるにあたっては、直交復調部７３が出力するBB信号のI成分R_I(t)又はR^L _I(t)のDCオフセットV_oRI、及び、Q成分R_Q(t)又はR^L _Q(t)のDCオフセットV_oRQのうちの少なくとも一方を求める必要があるが、BB信号のI成分R^L _I(t)のDCオフセットV_oRI、及び、Q成分R^L _Q(t)のDCオフセットV_oRQは、I成分R^L _I(t)、及び、Q成分R^L _Q(t)のそれぞれの平均をとることで求めることができる。

したがって、BB信号のI成分R^L _I(t)のDCオフセットV_oRI、及び、Q成分R^L _Q(t)のDCオフセットV_oRQは、例えば、誤差補正部８０において、フィルタ部７５から、AD変換部７６を介して供給される、BB信号のI成分R^L _I(t)、及び、Q成分R^L _Q(t)のディジタル値R^I _k及びR^Q _kそれぞれの移動平均等を、ディジタルLPF等を用いて計算することにより、容易に求めることができる。

なお、一般には、受信側キャリアの周波数ω_rは、送信側キャリアの周波数ω_tに一致するように設定されるので、送信側キャリアの周波数ω_tと受信側キャリアの周波数ω_rとの周波数差△ωは、0になる。

これに対して、誤差補正部８０は、局部発振器５７及び７８のうちの一方、又は、両方を制御することにより、送信側キャリアの周波数ω_tと受信側キャリアの周波数ω_rとの周波数差△ωを、あえて、0でない所定の値にする。

周波数差△ωが0である場合、式（１７）の積データR^L _I(t)R^L _Q(t)の右辺におけるcos(△ωt)は、1となり、その結果、cos(△ωt)に乗算されている(A+D)や(B'-C')が、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分として残る。

(A+D)や(B'-C')には、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tが影響する値sinφ_tやcosφ_tが含まれるため、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分に、(A+D)や(B'-C')が含まれる、又は残っている場合には、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分が0になるように、移相受信側キャリアの位相を調整しても、実際の受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rは0にはならず、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tに起因する誤差が、実際の受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rとして残存する。

これに対して、誤差補正部８０では、IQ位相誤差φ_rの補正にあたって、送信側キャリアの周波数ω_tと受信側キャリアの周波数ω_rとの周波数差△ωが、0でない所定の値にされるため、式（１７）の積データR^L _I(t)R^L _Q(t)の右辺におけるcos(△ωt)を有する項は、AC成分となる。その結果、式（１７）の積データR^L _I(t)R^L _Q(t)の右辺におけるcos(△ωt)を有する項は、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分を求める平均をとるときに除去される。

これにより、誤差補正部８０では、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tの影響がない誤差評価値としての積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)（式（２３）、式（２４）)を求めることができる。

したがって、誤差評価値としての積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)を用いることにより、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tが不明、未知であっても、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rを、容易に補正することができる。

すなわち、従来においては、送信側キャリアと受信側キャリアとは、送信側キャリアの周波数ω_tと受信側キャリアの周波数ω_rとが一致するように設定される。

この場合、IQ位相誤差φ_tがある送信側キャリアを用いて、移相受信側キャリアの位相を調整するための調整信号としてのRF信号を生成する直交変調を行って、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rを求め、そのIQ位相誤差φ_rを0にするように、受信側キャリアの位相を調整しても、上述したように、実際の受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rには、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tに相当する誤差が残存する。

送信側キャリアの周波数ω_tと受信側キャリアの周波数ω_rとが一致している場合において、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tが不明であるときに、実際の受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rを0に補正するためには、別途、IQ位相誤差のない、I成分とQ成分が無相関の調整信号（以下、位相誤差なし調整信号ともいう）を用いて、受信側キャリアの位相を調整する必要がある。

位相誤差なし調整信号を用いて、受信側キャリアの位相を調整する場合には、例えば、専用の機器で、位相誤差なし調整信号を生成して送信する必要がある。

しかしながら、専用の機器で、位相誤差なし調整信号を生成するのでは、経年劣化や温度変化等に起因して、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rが変動した場合に対処することが困難であり、ビルトインセルフテストで、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rを補正することができない。

ビルトインセルフテストで、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rを補正するには、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tを検出し、そのIQ位相誤差φ_tを0にするように、移相送信側キャリアの位相を調整する必要がある。

そして、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tを検出するには、例えば、前述したように、そのIQ位相誤差φ_tを検出する回路として、送信側に、直交変調によって得られたRF信号のパワーを検出するパワーディテクタ回路、並びに、そのパワーディテクタ回路に対して、RF信号を供給するための迂回経路及びスイッチが、RF信号の信号線の途中に必要になる。

しかしながら、スイッチが、RF信号の信号線上に設けられる場合には、特に、ミリ波等の高周波数帯では、スイッチでのRF信号の減衰を無視することができないため、信号品質の劣化を招く。

これに対して、誤差補正部８０によれば、送信側キャリアのIQ位相誤差φ_tが不明、未知であっても、実際の受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rが0になるように、受信側キャリアの位相を調整することができるので、RF信号の減衰を招くスイッチを設けることなく、容易に、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rを補正することができる。

さらに、電子機器１１が、図２Ａに示したように、受信部２２の他、送信部２１を有する場合には、送信部２１から送信したRF信号を、受信部２２で受信するループバックによって、他の装置を用いることなく、電子機器１１単体で、受信側キャリアのIQ位相誤差φ_rを、さらには、後述するように、送信部２１側及び受信部２２側におけるその他のIQ誤差を補正することができる。

なお、電子機器１１において、IQ誤差の補正にあたり、RF信号を、送信部２１から受信部２２にループバックするパスについては、図３に示したように、PA５５やLNA７２等のアンプ、アンテナ５６及び７１等が存在しても問題はない。

また、電子機器１１において、受信部２２のIQ誤差を補正するにあたって、電子機器１１が有する送信部２１からのRF信号を用いる場合は勿論、他の電子機器である、例えば、電子機器１２からのRF信号を用いる場合であっても、RF信号を送信する送信側におけるI/Q位相誤差、I/Q利得誤差、DCオフセット、キャリアリークの有無は、受信部２２のIQ誤差の補正に影響しない。

＜誤差補正部８０の構成例＞

図４は、図３の誤差補正部８０の構成例を示すブロック図である。

図４において、誤差補正部８０は、信号取得部９１、周波数制御部９２、オフセット制御部９３、ゲイン制御部９４、位相制御部９５、供給制御部９６、及び、評価値算出部９７を有する。

信号取得部９１は、AD部７６（図３）から供給される、受信部２２側のBB信号（以下、受信側BB信号ともいう）のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kを取得する。

すなわち、信号取得部９１は、直交変調部５４で得られた、送信部２１側の式（１）のRF信号（以下、送信側RF信号ともいう）M_T(t)に対して、直交復調部７３に供給される、受信部２２側の式（３）のRF信号（以下、受信側RF信号ともいう）M_R(t)を、直交復調部７３で直交復調し、アンプ部７４及びフィルタ部７５で処理し、さらに、AD部７６でAD変換することにより得られるディジタルの受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kを取得する。

ここで、R^I _k及びR^Q _kは、それぞれ、直交復調部７３での直交復調により得られるアナログの受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)をAD変換することにより得られるディジタルの受信側BB信号のI成分及びQ成分のあるサンプルを先頭とするkサンプル目を表す。

周波数制御部９２は、局部発振器５７や７８を制御することにより、送信側キャリアの周波数ω_tや、受信側キャリアの周波数ω_rを制御する。

すなわち、周波数制御部９２は、受信側キャリアの位相の調整又は補正を行う場合等に、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとの周波数差△ωが、あらかじめ決められた、ゼロでない所定の周波数差になるように、送信側キャリアの周波数ω_t、及び、受信側キャリアの周波数ω_rのうちの一方、又は、両方を制御する。

また、周波数制御部９２は、受信側キャリアの位相の調整が行われた後、送信側キャリアの位相の調整を行う場合等に、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとが等しくなるように送信側キャリアの周波数ω_t、及び、受信側キャリアの周波数ω_rのうちの一方、又は、両方を制御する。

オフセット制御部９３は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kに基づいて、例えば、アンプ部７４を制御することにより、そのアンプ部７４から出力される受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)のそれぞれのDCオフセットを0にするように、BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)のそれぞれをオフセットさせる。これにより、オフセット制御部９３は、受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)のそれぞれのDCオフセットを0に補正する。

また、オフセット制御部９３は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kに基づいて、直交変調部５４を制御することにより、直交変調の対象の、送信部２１側のBB信号（以下、送信側BB信号ともいう）がゼロである場合の受信側RF信号M_R(t)のパワーが最小になるように、送信側RF信号M_T(t)のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットさせる。これにより、オフセット制御部９３は、送信側RF信号M_T(t)のI成分及びQ成分のそれぞれのDCオフセットを0に補正する。

ゲイン制御部９４は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kに基づいて、例えば、アンプ部７４（図３）を制御することにより、そのアンプ部７４から出力される受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)のそれぞれのパワーが等しくなるように、受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)のそれぞれの利得（ゲイン）を調整する。これにより、ゲイン制御部９４は、受信側BB信号のIQ利得誤差を0に補正する。

また、ゲイン制御部９４は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kに基づいて、直交変調部５４を制御することにより、送信側RF信号M_T(t)のI成分となる送信側BB信号のみを直交変調した場合の受信側BB信号のパワーと、送信側RF信号M_T(t)のQ成分となる送信側BB信号のみを直交変調した場合の受信側BB信号のパワーとが等しくなるように、送信側RF信号M_T(t)のI成分及びQ成分のそれぞれの利得を調整する。これにより、ゲイン制御部９４は、送信側RF信号M_T(t)のIQ利得誤差を0に補正する。

位相制御部９５は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kに基づいて、位相シフタ５８及び７９を制御することにより、移相送信側キャリアの位相、及び、移相受信側キャリアの位相を調整する。これにより、位相制御部９５は、送信側IQ位相誤差φ_t、及び受信側IQ位相誤差φ_rを0に補正する。

供給制御部９６は、DBB変調部５１を制御することにより、直交変調部５４での直交変調の対象となる送信側BB信号の、DA部５２及びフィルタ部５３を介しての直交変調部５４への供給を制御する。

評価値算出部９７は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kを用い、式（１）ないし式（２５）で説明したようにして、受信側IQ位相誤差φ_rが0であるかどうかを評価する誤差評価値を求める。

すなわち、評価値算出部９７は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kを用い、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)を求める。さらに、評価値算出部９７は、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)の平均とることによって、誤差評価値としての、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)（式（２３）、式（２４））を求める。

上述の位相制御部９５では、誤差評価値としてのDC成分E'(t,φ_t，φ_r)に基づいて、移相受信側キャリアの位相が調整される。

＜誤差補正処理＞

図５は、図４の誤差補正部８０が行う、IQ誤差を補正（キャリブレーション）する誤差補正処理を説明するフローチャートである。

なお、誤差補正処理では、送信部２１は、直交変調部５４で直交変調を行い、その結果得られる送信側RF信号M_T(t)を、常時送信していることとする。

また、受信部２２では、送信部２１からの送信側RF信号M_T(t)を受信し、その送信側RF信号M_T(t)を受信することにより得られる受信側RF信号M_R(t)を、直交復調部７３で直交復調していることとする。さらに、受信部２２では、直交復調部７３での直交復調に対して、AD部７６で得られる受信側BB信号が、信号取得部９１で取得され、誤差補正部８０を構成する必要なブロックに供給されていることとする。

ステップＳ１１において、誤差補正部８０は、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれのDCオフセットを0にするように、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれをオフセットする受信側オフセット調整を行う。

すなわち、受信側オフセット調整では、オフセット制御部９３が、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kに基づいて、そのI成分R^I _k及びR^Q _kそれぞれの、DC成分を得るのに十分な期間の平均値を、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれのDCオフセットV_oRI及びV_oRQ（式（２２）等）として求める。

そして、オフセット制御部９３は、アンプ部７４を制御することにより、受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)のそれぞれのDCオフセットV_oRI及びV_oRQを0にするように、受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)のそれぞれをオフセットさせる。

ステップＳ１１での受信側オフセット調整の後、処理は、ステップＳ１２に進み、誤差補正部８０は、受信側IQ位相誤差φ_rを0にするように、受信側キャリアの位相を調整する受信側位相調整を行う。受信側位相調整の詳細については、後述する。

ステップＳ１２での受信側位相調整の後、処理は、ステップＳ１３に進み、誤差補正部８０は、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれのパワーが等しくなるように、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれの利得を調整する受信側利得調整を行う。

すなわち、受信側利得調整では、ゲイン制御部９４が、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kに基づいて、所定の期間のI成分R^I _kの自乗和、及び、Q成分R^Q _kの自乗和を、I成分R^I _k及びQ成分R^Q _kのそれぞれのパワーとして求める。

そして、ゲイン制御部９４は、アンプ部７４を制御することにより、受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kのそれぞれのパワーが等しくなるように、アンプ部７４におけるI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)のそれぞれの利得を調整する。

ステップＳ１３での受信側利得調整の後、処理は、ステップＳ１４に進み、誤差補正部８０は、送信側RF信号M_T(t)のI成分及びQ成分のそれぞれのDCオフセットを0にするように、送信側RF信号M_T(t)のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットする送信側オフセット調整を行う。送信側オフセット調整の詳細については、後述する。

ステップＳ１４での送信側オフセット調整の後、処理は、ステップＳ１５に進み、誤差補正部８０は、送信側RF信号M_T(t)のIQ利得誤差を0に補正するように、送信側RF信号M_T(t)のI成分及びQ成分のそれぞれの利得を調整する送信側利得調整を行う。

すなわち、送信側利得調整では、供給制御部９６が、DBB変調部５１を制御し、DBB変調部５１から、DA部５２及びフィルタ部５３を介しての、直交変調部５４への送信側BB信号の供給を制御することで、所定の期間、送信側RF信号M_T(t)のI成分となる送信側BB信号のみを直交変調させる。

さらに、供給制御部９６は、同様にして、送信側RF信号M_T(t)のI成分となる送信側BB信号のみが直交変調される所定の期間と重ならない他の所定の期間、送信側RF信号M_T(t)のQ成分となる送信側BB信号のみを直交変調させる。

そして、ゲイン制御部９４は、送信側RF信号M_T(t)のI成分となる送信側BB信号のみが直交変調された場合の受信側BB信号のパワー（以下、I成分パワーともいう）と、送信側RF信号M_T(t)のQ成分となる送信側BB信号のみが直交変調された場合の受信側BB信号のパワー（以下、Q成分パワーともいう）とを、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _kとQ成分R^Q _kとから求める。

さらに、ゲイン制御部９４は、直交変調部５４を制御することにより、I成分パワーとQ成分パワーとが等しくなるように、送信側RF信号M_T(t)のI成分及びQ成分のそれぞれの利得を調整する。

ステップＳ１５での送信側利得調整の後、処理は、ステップＳ１６に進み、誤差補正部８０は、送信側IQ位相誤差φ_tを0にするように、（移相）送信側キャリアの位相を調整する送信側位相調整を行って、誤差補正処理を終了する。送信側位相調整の詳細については、後述する。

図６は、図５のステップＳ１２で行われる受信側位相調整の詳細を説明するフローチャートである。

受信側位相調整では、ステップＳ２１において、周波数制御部９２（図４）が、局部発振器５７及び７８のうちの一方、又は、両方を制御することにより、局部発振器５７が出力する送信側キャリアの周波数ω_tと、局部発振器７８が出力する受信側キャリアの周波数ω_rとの間に、ゼロでない所定の周波数差△ωをもたせ、処理は、ステップＳ２２に進む。

すなわち、あらかじめ決められた、直交変調及び直交復調に用いるキャリアの角周波数（以下、デフォルトの周波数ともいう）を、ω_cと表すこととすると、ステップＳ２１では、周波数制御部９２は、例えば、局部発振器５７が出力する送信側キャリアの周波数ω_tを、周波数ω_c＋△ωに制御するとともに、局部発振器７８が出力する受信側キャリアの周波数ω_rを、周波数ω_cに制御する。

ここで、周波数差△ωが、受信部２２のAD部７６のADC７６Ｉ及び７６Ｑのナイキスト角周波数と、送信側RF信号を送信する送信チャネルの帯域幅を角周波数に換算した値とを加算した加算値を超えると、フィルタ部７５のLPF７５Ｉ及び７５Ｑにおいて、受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)がカットされる。

そこで、周波数差△ωは、AD部７６のナイキスト周波数以下の値の、例えば、AD部７６のAD変換におけるサンプリング角周波数の1/4の値等を採用することができる。

なお、送信側RF信号が、ある程度の幅の周波数帯域に拡がり帯域を有する場合には、周波数差△ωが、AD部７６のナイキスト周波数を超えていても、フィルタ部７５において、受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)の一部がカットされずに残るように、送信側RF信号を生成することができるので、周波数差△ωが、AD部７６のナイキスト周波数以下の値であることは、必須ではない。

ステップＳ２２では、供給制御部９６が、DBB変調部５１を制御することにより、例えば、非ゼロの系列の送信側BB信号を、直交変調部５４に供給させ、処理は、ステップＳ２３に進む。

DBB変調部５１は、供給制御部９６の制御に従い、ディジタルの送信側BB信号のI成分T^I _k、及び、Q成分T^Q _kを、DA部５２に供給する。ここで、DBB変調部５１に供給させるディジタルの送信側BB信号としては、送信部２１が実際の通信に用いる、例えば、Binary Phase Shift Keying(BPSK)変調信号を採用することができる。

DA部５２は、DBB変調部５１からの送信側BB信号のI成分T^I _k、及び、Q成分T^Q _kをAD変換し、その結果得られる時間領域tのアナログ信号である送信側BB信号のI成分T_I(t)、及び、Q成分T_Q(t)を、フィルタ部５３を介して、直交変調部５４に供給する。

直交変調部５４は、DA部５２からフィルタ部５３を介して供給される送信側BB信号のI成分T_I(t)と、送信側キャリアとを乗算するとともに、送信側BB信号のQ成分T_Q(t)と、移相送信側キャリアとを乗算することにより、直交変換を行う。

直交変調部５４での直交変換の結果られる送信側RF信号M_T(t)は、PA５５を介して、アンテナ５６から電波として送信される。

アンテナ５６から送信された電波としての送信側RF信号は、アンテナ７１で受信されることにより、送信部２１から受信部２２にループバックされる。

送信側RF信号が受信部２２のアンテナ７１にループバックされることにより得られる受信側RF信号は、LNA７２を介して、直交復調部７３に供給される。

直交復調部７３は、そこに供給される受信側RF信号M_R(t)と、受信側キャリア及び移相受信側キャリアのそれぞれとを乗算することにより、受信側RF信号M_R(t)を、受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)に直交復調する。

直交復調部７３において、直交復調の結果得られる受信側BB信号のI成分R_I(t)及びQ成分R_Q(t)は、アンプ部７４を介して、フィルタ部７５に供給されてフィルタリングされる。

フィルタ部７５でのフィルタリングによって、式（１０）及び式（１６）でそれぞれ表される受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)が得られる。ここで、式（１０）及び式（１６）における△ωが、送信側キャリアの周波数ω_tと受信側キャリアの周波数ω_rとの周波数差である。

フィルタ部７５で得られた式（１０）及び式（１６）でそれぞれ表される受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)は、AD部７６に供給される。

AD部７６では、そこに供給される受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)がAD変換され、ディジタルの受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kが出力される。AD部７６が出力する受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kが、信号取得部９１で取得される。

したがって、信号取得部９１は、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとの間に、所定の周波数差△ωをもたせた状態で、直交変調で得られた送信側RF信号つまり変調信号を直交復調することにより得られる受信側BB信号つまり復調信号を取得する。

評価値算出部９７は、内蔵するメモリ（図示せず）に、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kを、順次記憶し、これにより、内蔵するメモリに、少なくとも、受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kの最新のNサンプル（ビット）を、常時記憶する。

ステップＳ２３では、評価値算出部９７は、内蔵するメモリに記憶された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kを用い、式（２６）に従って、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)の平均値を、誤差評価値E_N、すなわち、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)（式（２３）、式（２４））として求め、処理は、ステップＳ２４に進む。

・・・（２６）

ここで、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)の平均値を求めるのに用いる受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kのサンプル数Nは、式（１０）及び式（１６）の周波数差△ωを角周波数とするAC成分を、式（２６）のサメーション（Σ）によってキャンセルする又は0にすることができるサンプル数以上の値を採用することができる。

したがって、AD部７６のサンプリング（角）周波数を、ω_ADCと表すこととすると、サンプル数Nとしては、例えば、10×ω_ADC／△ω（小数点以下は、切り捨て、又は、切り上げ）を採用することができる。

ステップＳ２４では、位相制御部９５が、直前のステップＳ２３で求められた誤差評価値E_N（積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)（式（２３）、式（２４）））が、0である、又は0とみなすことができる微小な値であるかどうかを判定する。

ステップＳ２４において、誤差評価値E_Nが、0でない、又は0とみなすことができる微小な値でないと判定された場合、すなわち、受信側IQ位相誤差φ_rが0でない又は0とみなせない場合、処理は、ステップＳ２５に進み、位相制御部９５は、誤差評価値E_Nに基づき、位相シフタ７９を制御することにより、誤差評価値E_N、ひいては、受信側IQ位相誤差φ_rが0又は0とみなせるように、移相受信側キャリアの位相を調整する。

すなわち、位相制御部９５は、例えば、式（２７）に従い、位相シフタ７９において、受信側キャリアの位相を回転させる回転量の設定値C^R _Kを更新し、その更新後の設定値C^R _Kに従って、位相シフタ７９での受信側キャリアの位相の回転量を制御する。

・・・（２７）

ここで、C^R _Kは、更新後の設定値を表し、C^R _K-1は、更新前の設定値を表す。また、μは、式（２７）の漸化式を繰り返し計算した場合に、更新後の設定値C^R _Kが十分に収束する程度の小さい値の定数である。

ステップＳ２５の後、処理は、ステップＳ２３に戻り、以下、ステップＳ２３ないしＳ２５が繰り返される。

そして、ステップＳ２４において、誤差評価値E_Nが、0であると判定された場合、すなわち、受信側IQ位相誤差φ_rが0である、又は0とみなすことができる微小な値である場合、受信側位相調整は、終了する。

なお、ここでは、受信側位相調整にあたり、ステップＳ２２において、DBB変調部５１から、DA部５２及びフィルタ部５３を介して直交変調部５４に、非ゼロの送信側BB信号を供給することとしたが、直交変調部５４から出力される送信側RF信号に、DCオフセットV_oTI及びV_oTQのうちの少なくとも一方として、非ゼロのDCオフセットが与えられる場合には、ステップＳ２２で、DBB変調部５１から直交変調部５４に供給する送信側BB信号としては、非ゼロの送信側BB信号に限らず、任意の送信側BB信号を採用することができる。

すなわち、受信側位相調整にあたっては、式（１）の送信側RF信号M_T(t)において、cosω_ttの項と、sin(ω_tt＋φ_t)の項との少なくとも一方が存在することが保証されればよい。

また、図５では、ステップＳ１１の受信側オフセット調整を先に行い、その後、ステップＳ１２の受信側位相調整を行うことにより、ステップＳ１１の受信側オフセット調整において、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれのDCオフセットV_oRI及びV_oRQを0にし、その後のステップＳ１２の受信側位相調整において、DCオフセットV_oRI及びV_oRQが0になった受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)を用いて、誤差評価値E_Nとしての、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)（式（２３）、式（２４））を求めることとしたが、受信側位相調整は、受信側オフセット調整を行う前に行うことができる。

受信側位相調整を、受信側オフセット調整を行う前に行う場合には、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれには、DCオフセットV_oRI及びV_oRQが含まれるため、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)を用いて、誤差評価値E_Nとしての、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)を求めるにあたっては、その積データR^L _I(t)R^L _Q(t)を求めるのに用いる受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれから、DCオフセットV_oRI及びV_oRQをキャンセルする必要がある。

積データR^L _I(t)R^L _Q(t)を求めるのに用いる受信側BB信号のI成分R^L _I(t)のDCオフセットV_oRIは、例えば、評価値算出部９７が内蔵するメモリに記憶された受信側BB信号のI成分R^I _kのNサンプルの平均をとることによって求めることができる。積データR^L _I(t)R^L _Q(t)を求めるのに用いる受信側BB信号のQ成分R^L _Q(t)のDCオフセットV_oRQも、同様にして求めることができる。

受信側位相調整を、受信側オフセット調整を行う前に行う場合には、上述のようにして、DCオフセットV_oRI及びV_oRQを求めた後、受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれから、DCオフセットV_oRI及びV_oRQをキャンセルし、その、DCオフセットV_oRI及びV_oRQがキャンセルされた受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)を用いて、誤差評価値E_Nとしての、積データR^L _I(t)R^L _Q(t)のDC成分E'(t,φ_t，φ_r)が求められる。

評価値算出部９７では、DCオフセットV_oRI及びV_oRQを0にするようにオフセットがされた受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)を用いて、誤差評価値E_Nを求める他、上述のように、DCオフセットV_oRI及びV_oRQを0にするようにオフセットがされる前の受信側BB信号のI成分R^L _I(t)及びQ成分R^L _Q(t)のそれぞれからDCオフセットV_oRI及びV_oRQをキャンセルした値を用いて、誤差評価値E_Nを求めることができる。

なお、受信側位相調整を、受信側オフセット調整を行う前に行う場合には、上述のように、誤差評価値E_Nを求める際（直前）に、DCオフセットV_oRI及びV_oRQが求められるので、その後に、DCオフセットV_oRI及びV_oRQを0にする受信側オフセット調整を行うことができる。

図７は、図５のステップＳ１４で行われる送信側オフセット調整の詳細を説明するフローチャートである。

送信側オフセット調整では、ステップＳ３１において、周波数制御部９２が、局部発振器５７及び７８のうちの一方、又は、両方を制御することにより、ステップＳ２１の場合と同様に、局部発振器５７が出力する送信側キャリアの周波数ω_tと、局部発振器７８が出力する受信側キャリアの周波数ω_rとの間に、ゼロでない所定の周波数差△ωをもたせ、処理は、ステップＳ３２に進む。

ここで、先に、図６の受信側位相調整、つまり図５のステップＳ１２が行われ、既に、図６のステップＳ２１において、送信側キャリアの周波数ω_tと受信側キャリアの周波数ω_rとの周波数差が、ゼロでない所定の周波数差△ωにされており、その状態が、そのまま維持されている場合には、ステップＳ３１の処理は、スキップすることができる。

ステップＳ３２では、供給制御部９６が、DBB変調部５１を制御することにより、例えば、ゼロの系列の送信側BB信号を、直交変調部５４に供給させ、処理は、ステップＳ３３に進む。

この場合、送信部２１では、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとの間に、所定の周波数差△ωをもたせた状態で、ゼロの送信側BB信号が直交変調され、その結果得られる送信側RF信号が送信される。

そして、受信部２２では、そのような送信側RF信号を直交復調することにより得られる受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kが、信号取得部９１で取得される。

ここで、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとの間に、所定の周波数差△ωをもたせた状態で、ゼロの送信側BB信号（T_I(t)＝T_Q(t)＝0）を直交変調した場合には、その直交変調の結果得られる送信側RF信号を直交復調することにより得られる受信側BB信号において、周波数差+△ωに等しい複素角周波数の周波数成分として、送信側RF信号のI成分及びQ成分のそれぞれに含まれるDCオフセットV_oTI及びV_oTQが現れる（式（１）、並びに、式（１０）及び式（１６））。

したがって、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとの間に、所定の周波数差△ωをもたせた状態で、ゼロの送信側BB信号を直交変調した場合に得られる受信側BB信号のI成分及びQ成分のそれぞれのパワーが最小になるように、送信側RF信号のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットすることにより、DCオフセットV_oTI及びV_oTQを0に補正することができる。

そこで、ステップＳ３３では、オフセット制御部９３は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _k（送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとの間に、所定の周波数差△ωをもたせた状態で、ゼロの送信側BB信号を直交変調した場合に得られる受信側BB信号のI成分及びQ成分）のそれぞれを用いて、受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kのそれぞれのパワーを計算する。

そして、オフセット制御部９３は、直交変調部５４を制御することにより、受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kのそれぞれのパワーが最小になるように、送信側RF信号のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットさせ、送信側オフセット調整は、終了する。

図８は、図５のステップＳ１６で行われる送信側位相調整の詳細を説明するフローチャートである。

送信側オフセット調整では、ステップＳ４１において、周波数制御部９２が、局部発振器５７及び７８のうちの一方、又は、両方を制御することにより、局部発振器５７が出力する送信側キャリアの周波数ω_tと、局部発振器７８が出力する受信側キャリアの周波数ω_rとを一致させ、処理は、ステップＳ４２に進む。

すなわち、例えば、周波数制御部９２は、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとを、いずれも、上述のデフォルトの周波数ω_cにする。

ステップＳ４２では、供給制御部９６が、DBB変調部５１を制御することにより、例えば、所定の単一角周波数ω_inの周期信号としての、例えば、正弦波の送信側BB信号を、直交変調部５４に供給させ、処理は、ステップＳ４３に進む。

この場合、送信部２１では、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとが一致している状態で、正弦波の送信側BB信号が直交変調され、その結果得られる送信側RF信号が送信される。

そして、受信部２２では、そのような送信側RF信号を直交復調することにより得られる受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kが、信号取得部９１で取得される。

ここで、送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとが一致している状態で、周波数ω_inの正弦波の送信側BB信号を直交変調した場合には、その直交変調の結果得られる送信側RF信号において、送信側IQ位相誤差φ_tに起因する、正弦波の周波数ωに対応する複素角周波数-ω_inのイメージ信号が生じる。

この複素周波数-ω_inのイメージ信号は、受信側IQ位相誤差φ_r、及び、IQ利得誤差が0に調整又は補正された受信部２２において、送信側RF信号に対する受信側RF信号を直交復調し、最終的に、信号取得部９１で取得される受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _kを、Fast Fourier Transform(FFT)等のフーリエ変換することにより、受信側BB信号から抽出することができる。

ここで、受信側IQ位相誤差φ_r、及び、送信側IQ位相誤差φ_tが0でない場合、その0でない受信側IQ位相誤差φ_r、及び、送信側IQ位相誤差φ_tが周波数成分に反映される形で、送信側RF信号に、複素周波数-ω_inのイメージ信号が生じる。

しかしながら、ここでは、図５のステップＳ１２で、受信側IQ位相誤差φ_rが0に補正されているので、送信側RF信号に生じる、複素周波数-ω_inのイメージ信号は、送信側IQ位相誤差φ_tのみが周波数成分として反映された信号となる。

したがって、複素周波数-ω_inのイメージ信号が最小となるように、送信側キャリアの位相を調整することにより、送信側IQ位相誤差φ_tを0に補正することができる。

そこで、ステップＳ４３では、位相制御部９５は、信号取得部９１で取得された受信側BB信号のI成分R^I _k及びQ成分R^Q _k（送信側キャリアの周波数ω_tと、受信側キャリアの周波数ω_rとを一致させた状態で、周波数ω_inの正弦波の送信側BB信号を直交変調した場合に得られる受信側BB信号のI成分及びQ成分）を用い、FFT等によって、受信側BB信号の周波数成分を求める。

そして、位相制御部９５は、位相シフタ５８を制御することにより、受信側BB信号の複素周波数-ω_inのイメージ信号の周波数成分が最小になるように、移相送信側キャリアの位相を調整し、送信側位相調整は、終了する。

なお、送信側位相調整では、イメージ信号の周波数成分を求めることができればよく、イメージ信号の複素周波数-ω_inは既知であるため、その複素周波数-ω_inの周波数成分だけを取得するアルゴリズムやハードウェア回路を用いることにより、イメージ信号は、高速に求めることができる。

［本技術を適用したコンピュータの説明］

誤差調整部８０の一連の処理は、ハードウェアにより行うこともできるし、ソフトウェアにより行うこともできる。一連の処理をソフトウェアによって行う場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、マイクロコンピュータ等のコンピュータ、プロセッサにインストールされる。

そこで、図９は、誤差調整部８０の一連の処理を実行するプログラムがインストールされるコンピュータの一実施の形態の構成例を示している。

プログラムは、コンピュータに内蔵されている記録媒体としてのハードディスク１０５やROM１０３に予め記録しておくことができる。

あるいはまた、プログラムは、リムーバブル記録媒体１１１に格納、記録しておくことができる。このようなリムーバブル記録媒体１１１は、いわゆるパッケージソフトウエアとして提供することができる。ここで、リムーバブル記録媒体１１１としては、例えば、フレキシブルディスク、Compact Disc Read Only Memory(CD-ROM)，Magneto Optical(MO)ディスク，Digital Versatile Disc(DVD)、磁気ディスク、半導体メモリ等がある。

なお、プログラムは、上述したようなリムーバブル記録媒体１１１からコンピュータにインストールする他、通信網や放送網を介して、コンピュータにダウンロードし、内蔵するハードディスク１０５にインストールすることができる。すなわち、プログラムは、例えば、ダウンロードサイトから、ディジタル衛星放送用の人工衛星を介して、コンピュータに無線で転送したり、Local Area Network(LAN)、インターネットといったネットワークを介して、コンピュータに有線で転送することができる。

コンピュータは、Central Processing Unit(CPU)１０２を内蔵しており、CPU１０２には、バス１０１を介して、入出力インタフェース１１０が接続されている。

CPU１０２は、入出力インタフェース１１０を介して、ユーザによって、入力部１０７が操作等されることにより指令が入力されると、それに従って、Read Only Memory(ROM)１０３に格納されているプログラムを実行する。あるいは、CPU１０２は、ハードディスク１０５に格納されたプログラムを、Random Access Memory(RAM)１０４にロードして実行する。

これにより、CPU１０２は、上述したフローチャートにしたがった処理、あるいは上述したブロック図の構成により行われる処理を行う。そして、CPU１０２は、その処理結果を、必要に応じて、例えば、入出力インタフェース１１０を介して、出力部１０６から出力、あるいは、通信部１０８から送信、さらには、ハードディスク１０５に記録等させる。

なお、入力部１０７は、キーボードや、マウス、マイク等で構成することができる。また、出力部１０６は、Liquid Crystal Display(LCD)やスピーカ等で構成することができる。

ここで、本明細書において、コンピュータがプログラムに従って行う処理は、必ずしもフローチャートとして記載された順序に沿って時系列に行われる必要はない。すなわち、コンピュータがプログラムに従って行う処理は、並列的あるいは個別に実行される処理（例えば、並列処理あるいはオブジェクトによる処理）も含む。

また、プログラムは、１のコンピュータ、又はプロセッサにより処理されるものであっても良いし、複数のコンピュータによって分散処理されるものであっても良い。

さらに、本明細書において、システムとは、複数の構成要素、例えば、装置、モジュール部品等の集合を意味し、すべての構成要素が同一筐体中にあるか否かは問わない。したがって、別個の筐体に収納され、ネットワークを介して接続されている複数の装置、及び、１つの筐体の中に複数のモジュールが収納されている１つの装置は、いずれも、システムである。

なお、本技術の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

すなわち、例えば、本技術は、図１で説明した電子機器１１と１２との間の通信の他、電子機器を構成する半導体チップどうしの通信や、半導体チップが搭載された基板どうしの通信、半導体チップと基板との間の通信等に適用することができる。

さらに、本技術は、RF信号として、ミリ波を採用する通信の他、ミリ波よりも低い、又は、高い周波数帯の信号を採用する通信にも適用することができる。

なお、本技術は、以下のような構成をとることができる。

＜１＞
直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得する信号取得部と、
前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する位相制御部と
を備える受信装置。
＜２＞
前記復調信号を用いて、前記受信側キャリアの位相誤差を評価する評価値を求める評価値算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記評価値に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する
＜１＞に記載の受信装置。
＜３＞
前記評価値算出部は、前記復調信号のI成分とQ成分との積である積データのDC成分を、前記評価値として求める
＜２＞に記載の受信装置。
＜４＞
前記評価値算出部は、前記積データを平均化することにより、前記評価値となる前記積データのDC成分を求める
＜３＞に記載の受信装置。
＜５＞
前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのDCオフセットを0にするように、前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットさせるオフセット制御部をさらに備え、
前記評価値算出部は、
前記DCオフセットを0にするようにオフセットがされた前記復調信号のI成分及びQ成分を用いて、前記評価値を求めるか、
又は、前記DCオフセットを0にするようにオフセットがされる前の前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれから前記DCオフセットをキャンセルした値を用いて、前記評価値を求める
＜３＞又は＜４＞に記載の受信装置。
＜６＞
前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのパワーが等しくなるように、前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのゲインを調整するゲイン制御部をさらに備える
＜１＞ないし＜４＞のいずれかに記載の受信装置。
＜７＞
前記送信側キャリアの周波数と、前記受信側キャリアの周波数との差が、前記所定の周波数差になるように、前記受信側キャリアの周波数を制御する周波数制御部をさらに備える
＜１＞ないし＜６＞のいずれかに記載の受信装置。
＜８＞
直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得し、
前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する
ステップを含む受信方法。
＜９＞
直交変調を行う直交変調部と、
直交復調を行う直交復調部と、
直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得する信号取得部と、
前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する位相制御部と
を備える送受信装置。
＜１０＞
前記復調信号を用いて、前記受信側キャリアの位相誤差を評価する評価値を求める評価値算出部をさらに備え、
前記位相制御部は、前記評価値に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する
＜９＞に記載の送受信装置。
＜１１＞
前記評価値算出部は、前記復調信号のI成分とQ成分との積である積データのDC成分を、前記評価値として求める
＜１０＞に記載の送受信装置。
＜１２＞
前記評価値算出部は、前記積データを平均化することにより、前記評価値となる前記積データのDC成分を求める
＜１１＞に記載の送受信装置。
＜１３＞
非ゼロのBB信号が直交変調されるように、前記直交変調部への前記BB信号の供給を制御する供給制御部をさらに備える
＜１１＞又は＜１２＞に記載の送受信装置。
＜１４＞
前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのDCオフセットを0にするように、前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットさせるオフセット制御部をさらに備え、
前記評価値算出部は、
前記DCオフセットを0にするようにオフセットがされた前記復調信号のI成分及びQ成分を用いて、前記評価値を求めるか、
又は、前記DCオフセットを0にするようにオフセットがされる前の前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれから前記DCオフセットをキャンセルした値を用いて、前記評価値を求める
＜１１＞ないし＜１３＞のいずれかに記載の送受信装置。
＜１５＞
前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのパワーが等しくなるように、前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのゲインを調整するゲイン制御部をさらに備える
＜９＞ないし＜１４＞のいずれかに記載の送受信装置。
＜１６＞
前記送信側キャリアの周波数と、前記受信側キャリアの周波数との差が、前記所定の周波数差になるように、前記送信側キャリア又は前記受信側キャリアの周波数を制御する周波数制御部をさらに備える
＜９＞ないし＜１５＞のいずれかに記載の送受信装置。
＜１７＞
前記オフセット制御部は、さらに、前記直交変調の対象のBB信号がゼロである場合の前記復調信号のパワーが最小になるように、前記変調信号のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットさせる
＜１４＞に記載の送受信装置。
＜１８＞
前記ゲイン制御部は、さらに、前記変調信号のI成分となるBB信号のみを直交変調した場合の前記復調信号のパワーと、前記変調信号のQ成分となるBB信号のみを直交変調した場合の前記復調信号のパワーとが等しくなるように、前記変調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのゲインを調整する
＜１５＞に記載の送受信装置。
＜１９＞
前記送信側キャリア又は前記受信側キャリアの周波数を制御する周波数制御部をさらに備え、
前記周波数制御部が、前記送信側キャリアの周波数と、前記受信側キャリアの周波数との差が、前記所定の周波数差になるように、前記送信側キャリア又は前記受信側キャリアの周波数を制御し、
前記位相制御部が、前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整した後、
前記周波数制御部は、前記送信側キャリアの周波数と、前記受信側キャリアの周波数とが等しくなるように、前記送信側キャリア又は前記受信側キャリアの周波数を制御し、
前記直交変調部は、所定の単一周波数の周期信号を直交変調し、
前記位相制御部は、前記周期信号の直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号の、前記所定の単一周波数に対応するイメージ信号を最小にするように、前記送信側キャリアの位相を調整する
＜１１＞に記載の送受信装置。
＜２０＞
直交変調を行う直交変調部と、
直交復調を行う直交復調部と
を備える送受信装置が、
直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得し、
前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する
ステップを含む送受信方法。

１１，１２ 電子機器， ２０ 通信部， ２１ 送信部， ２２ 受信部， ３０ 通信部， ３１ 送信部， ３２ 受信部， ５１ DBB変調部， ５２ DA部， ５２Ｉ，５２Ｑ DAC， ５３ フィルタ部， ５３Ｉ，５３Ｑ LPF， ５４ 直交変調部， ５４Ｉ，５４Ｑ ミキサ， ５５ PA， ５６ アンテナ， ５７ 局部発振器， ５８ 位相シフタ， ７１ アンテナ， ７２ LNA， ７３ 直交復調部， ７３Ｉ，７３Ｑ ミキサ， ７４ アンプ部， ７４Ｉ，７４Ｑ VGA， ７５ フィルタ部， ７５Ｉ，７５Ｑ LPF， ７６ AD部， ７６Ｉ，７６Ｑ ADC， ７７ DBB復調部， ７８ 局部発振器， ７９ 位相シフタ， ８０ 誤差補正部， ９１ 信号取得部， ９２ 周波数制御部， ９３ オフセット制御部， ９４ ゲイン制御部， ９５ 位相制御部， ９６ 供給制御部， ９７ 評価値算出部， １０１ バス， １０２ CPU， １０３ ROM， １０４ RAM， １０５ ハードディスク， １０６ 出力部， １０７ 入力部， １０８ 通信部， １０９ ドライブ， １１０ 入出力インタフェース， １１１ リムーバブル記録媒体

Claims (20)

1. 直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得する信号取得部と、
   前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する位相制御部と
   を備える受信装置。
2. 前記復調信号を用いて、前記受信側キャリアの位相誤差を評価する評価値を求める評価値算出部をさらに備え、
   前記位相制御部は、前記評価値に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する
   請求項１に記載の受信装置。
3. 前記評価値算出部は、前記復調信号のI成分とQ成分との積である積データのDC成分を、前記評価値として求める
   請求項２に記載の受信装置。
4. 前記評価値算出部は、前記積データを平均化することにより、前記評価値となる前記積データのDC成分を求める
   請求項３に記載の受信装置。
5. 前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのDCオフセットを0にするように、前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットさせるオフセット制御部をさらに備え、
   前記評価値算出部は、
   前記DCオフセットを0にするようにオフセットがされた前記復調信号のI成分及びQ成分を用いて、前記評価値を求めるか、
   又は、前記DCオフセットを0にするようにオフセットがされる前の前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれから前記DCオフセットをキャンセルした値を用いて、前記評価値を求める
   請求項３に記載の受信装置。
6. 前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのパワーが等しくなるように、前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのゲインを調整するゲイン制御部をさらに備える
   請求項３に記載の受信装置。
7. 前記送信側キャリアの周波数と、前記受信側キャリアの周波数との差が、前記所定の周波数差になるように、前記受信側キャリアの周波数を制御する周波数制御部をさらに備える
   請求項３に記載の受信装置。
8. 直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得し、
   前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する
   ステップを含む受信方法。
9. 直交変調を行う直交変調部と、
   直交復調を行う直交復調部と、
   直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得する信号取得部と、
   前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する位相制御部と
   を備える送受信装置。
10. 前記復調信号を用いて、前記受信側キャリアの位相誤差を評価する評価値を求める評価値算出部をさらに備え、
    前記位相制御部は、前記評価値に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する
    請求項９に記載の送受信装置。
11. 前記評価値算出部は、前記復調信号のI成分とQ成分との積である積データのDC成分を、前記評価値として求める
    請求項１０に記載の送受信装置。
12. 前記評価値算出部は、前記積データを平均化することにより、前記評価値となる前記積データのDC成分を求める
    請求項１１に記載の送受信装置。
13. 非ゼロのBB(Baseband)信号が直交変調されるように、前記直交変調部への前記BB信号の供給を制御する供給制御部をさらに備える
    請求項１１に記載の送受信装置。
14. 前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのDCオフセットを0にするように、前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットさせるオフセット制御部をさらに備え、
    前記評価値算出部は、
    前記DCオフセットを0にするようにオフセットがされた前記復調信号のI成分及びQ成分を用いて、前記評価値を求めるか、
    又は、前記DCオフセットを0にするようにオフセットがされる前の前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれから前記DCオフセットをキャンセルした値を用いて、前記評価値を求める
    請求項１１に記載の送受信装置。
15. 前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのパワーが等しくなるように、前記復調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのゲインを調整するゲイン制御部をさらに備える
    請求項１１に記載の送受信装置。
16. 前記送信側キャリアの周波数と、前記受信側キャリアの周波数との差が、前記所定の周波数差になるように、前記送信側キャリア又は前記受信側キャリアの周波数を制御する周波数制御部をさらに備える
    請求項１１に記載の送受信装置。
17. 前記オフセット制御部は、さらに、前記直交変調の対象のBB信号がゼロである場合の前記復調信号のパワーが最小になるように、前記変調信号のI成分及びQ成分のそれぞれをオフセットさせる
    請求項１４に記載の送受信装置。
18. 前記ゲイン制御部は、さらに、前記変調信号のI成分となるBB信号のみを直交変調した場合の前記復調信号のパワーと、前記変調信号のQ成分となるBB信号のみを直交変調した場合の前記復調信号のパワーとが等しくなるように、前記変調信号のI成分及びQ成分のそれぞれのゲインを調整する
    請求項１５に記載の送受信装置。
19. 前記送信側キャリア又は前記受信側キャリアの周波数を制御する周波数制御部をさらに備え、
    前記周波数制御部が、前記送信側キャリアの周波数と、前記受信側キャリアの周波数との差が、前記所定の周波数差になるように、前記送信側キャリア又は前記受信側キャリアの周波数を制御し、
    前記位相制御部が、前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整した後、
    前記周波数制御部は、前記送信側キャリアの周波数と、前記受信側キャリアの周波数とが等しくなるように、前記送信側キャリア又は前記受信側キャリアの周波数を制御し、
    前記直交変調部は、所定の単一周波数の周期信号を直交変調し、
    前記位相制御部は、前記周期信号の直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号の、前記所定の単一周波数に対応するイメージ信号を最小にするように、前記送信側キャリアの位相を調整する
    請求項１１に記載の送受信装置。
20. 直交変調を行う直交変調部と、
    直交復調を行う直交復調部と
    を備える送受信装置が、
    直交変調で用いられる送信側キャリアの周波数と、直交復調で用いられる受信側キャリアの周波数との間に、所定の周波数差をもたせた状態で、前記直交変調で得られた変調信号を直交復調することにより得られる復調信号を取得し、
    前記復調信号に基づいて、前記受信側キャリアの位相を調整する
    ステップを含む送受信方法。

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