JP2014153091A - 絶縁状態検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】検出用コンデンサのＤＣバイアス電圧特性の影響を減らし高精度で地絡抵抗を計測することを可能とする。
【解決手段】Ｖ０計測周期で得られた電圧Ｖ０の計測値から定数テーブル（ＴＢ２）を用いて補正係数を取得し、次のＶｃ１ｎ計測区間の充電時間長Ｔｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ計測区間の充電時間長Ｔｃ１ｐを自動的に補正し、検出用コンデンサ（Ｃ１）のＤＣバイアス電圧特性の影響を排除する。更に、サーミスタ（２５）を用いて検出用コンデンサの温度を検出し、温度特性を補償するための補正値を定数テーブル（ＴＢ１）から取得し、充電時間長（Ｔ１）に自動的に反映する。検出用コンデンサとしてセラミックコンデンサ等の特性が変化しやすい部品を採用している場合であっても、高精度で地絡抵抗を計測できる。
【選択図】図３

Description

本発明は、車両に搭載可能な絶縁状態検出装置に関する。

例えば、電気自動車のように、推進用エネルギーとして電力を利用する車両においては、２００Ｖ程度の高電圧を出力する直流電源装置を搭載する場合がある。このような高電圧の直流電源装置を搭載した車両の場合には、直流電源装置の正負の電源ラインと車体との間が電気的に絶縁された状態で使用される。すなわち、車体は高電圧を出力する電源のアースとして利用しない。

このような車両においては、安全性の確保等のために、高電圧の直流電源出力の配線と車体との間が十分に電気絶縁されていることを検査して確認する必要がある。このような検査を行う場合に用いられる絶縁状態検出装置の従来技術が、例えば特許文献１、特許文献２および特許文献３に開示されている。

この種の絶縁状態検出装置は、フライングキャパシタを用いている。すなわち、スイッチング素子を介して、高電圧の正負の電源ラインと接地電極（車体）との間に一定時間だけ検出用コンデンサ（フライングキャパシタと呼ばれる）を接続する。このフライングキャパシタの充電電圧を監視し、この充電電圧から計算により地絡抵抗、すなわち電源ラインと接地電極との間の絶縁抵抗を算出する。

このような絶縁状態検出装置の検出用コンデンサとしては、例えばフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを利用することが考えられる。しかし、フィルムコンデンサは高精度である反面、小型化するのが難しく、耐湿性が低いという特性もある。従って、車載用の絶縁状態検出装置の場合には、大きさが小さいセラミックコンデンサを利用することが想定される。

しかし、セラミックコンデンサを利用する場合には精度の点で課題がある。すなわち、次のような課題がある。
（１）部品毎の静電容量のばらつきが大きい。
（２）ＤＣ（直流）バイアス電圧の影響により実際に使用する際の静電容量が変動する。
（３）実際に使用する際の静電容量が温度変化に応じて変動する。

そこで、特許文献１においては、検出用コンデンサとしてセラミックコンデンサを使った場合のＤＣバイアス特性の影響を除くための技術を開示している。具体的には、地絡抵抗ＲＬが警報閾値ＲＬｘのときの各充電電圧と充電時定数を全て同じにする。これにより、警報閾値ＲＬｘの近傍ではＤＣバイアス特性の影響を低減し、測定精度の低下を防止できる。

また、特許文献２においては、電源充電電圧Ｖ０と負極側地絡抵抗測定電圧ＶＣ１ｎとの計測タイミングと、電源充電電圧Ｖ０と正極側地絡抵抗測定電圧ＶＣ１ｐとの計測タイミングとを同じにしている。その結果、電源の電圧が変動するときでも、その変動の影響を低減できる。

また、特許文献３においては、検出精度を確保しつつ計測時間を短縮する技術を開示している。具体的には、ＣＰＵのアナログ入力ポートの前にサンプルホールド回路を接続し、電圧を計測するタイミングを制御することにより検出精度の低下を防止している。

特開２００９−２８１９８６号公報 特開２００９−２８１９８７号公報 特開２０１１−１０２７８８号公報

絶縁状態検出装置の検出用コンデンサとしてセラミックコンデンサを利用する場合には、上記（１）、（２）、（３）等の課題があるが、絶縁抵抗の計測という特殊な環境であるため、実際にはこれらの複数の要因が互いに影響し複雑に絡み合って計測精度に悪影響を及ぼす。

例えば、検出用コンデンサの静電容量が変化すると、このコンデンサを充電する時の電圧の上昇カーブや、充電を開始してから完全充電されるまでの所要時間が変化する。従って、このコンデンサを充電する時に各タイミングでこのコンデンサの端子間に印加される直流バイアス電圧にも大きな違いが生じる。この違いが、更にこのコンデンサの静電容量に変動を及ぼすため、これが更なる計測誤差の要因となる。

従って、上記（２）のＤＣバイアス電圧特性の課題について、影響をなくすことは容易ではない。例えば、特許文献１に開示されている技術を利用することにより、警報閾値ＲＬｘの近傍で計測精度を上げることができるが、地絡抵抗値が警報閾値ＲＬｘと大きく異なる領域では計測精度の低下は避けられない。また、特許文献２に開示されている技術を利用することにより、Ｖ０／ＶＣ１ｎ、Ｖ０／ＶＣ１ｐの比率に対するＤＣバイアス電圧特性の影響を減らすことができる。しかし、ＶＣ１ｎ、ＶＣ１ｐ等の個別の電圧計測値に対するＤＣバイアス電圧特性の影響を減らすことはできない。

また、例えば温度センサを用いて実際の検出用コンデンサの温度を把握できたとしても、この温度変化を反映して地絡抵抗の計測結果を正しく補正することは簡単ではない。従って、上記（３）の温度特性の影響により地絡抵抗の計測精度が低下する。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、特性が変化しやすいセラミックコンデンサ等の部品を検出用コンデンサとして採用する場合であっても、ＤＣバイアス電圧特性の影響を減らし、高精度で地絡抵抗を計測することが可能な絶縁状態検出装置を提供することにある。

前述した目的を達成するために、本発明に係る絶縁状態検出装置は、下記（１）〜（４）を特徴としている。
（１） 所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、接地電極とを有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を地絡抵抗として把握する絶縁状態検出装置であって、
前記フライングキャパシタを前記地絡抵抗の影響を受けない第１の通電経路を介して充電した時に得られる第１の電圧計測値と、前記フライングキャパシタを前記地絡抵抗の影響を受ける第２の通電経路を介して充電した時に得られる第２の電圧計測値とをそれぞれ計測する充電電圧計測部と、
前記充電電圧計測部が計測した前記第１の電圧計測値および前記第２の電圧計測値に基づいて前記地絡抵抗の値を算出する地絡抵抗値算出部と、
前記第２の電圧計測値を計測するための前記フライングキャパシタの充電時間長を可変とし、前記第２の電圧計測値を計測する前に得られた前記第１の電圧計測値を、前記充電時間長に自動的に反映する充電時間長制御部と、
を備えること。
（２） 上記（１）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記充電時間長制御部は、複数の電圧範囲のそれぞれと、前記充電時間長と関連のある係数の情報とを対応付けて保持する定数テーブルを有し、前記充電電圧計測部が検出した前記第１の電圧計測値に基づき、前記定数テーブルを利用して、前記第２の電圧計測値を計測する際の前記充電時間長を自動的に補正すること。
（３） 上記（１）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記フライングキャパシタの近傍における温度を検出する温度検出部と、
前記温度検出部が検出した温度のパラメータを、前記フライングキャパシタの充電時間長に反映する温度補償制御部と、
を更に備えること。
（４） 上記（３）に記載の絶縁状態検出装置であって、
前記温度補償制御部は、複数の温度範囲のそれぞれと、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さに相当する係数の情報とを対応付けて保持する温度補償テーブルを有し、前記温度検出部が検出した温度に基づき、前記温度補償テーブルを利用して、前記充電時間長を自動的に補正すること。

上記（１）の構成の絶縁状態検出装置によれば、ＤＣバイアス電圧特性の影響を減らし、高精度で地絡抵抗を計測することが可能になる。すなわち、前記第１の電圧計測値が前記フライングキャパシタに実際に印加される電圧の最大値に相当するので、前記第１の電圧計測値に応じて補償を実施することにより、ＤＣバイアス電圧特性の影響を減らすことができる。また、前記第２の電圧計測値を計測する時の前記フライングキャパシタの充電時間長を制御することにより、ＤＣバイアス電圧特性の補償を行うことができる。
上記（２）の構成の絶縁状態検出装置によれば、前記充電時間長を正しく補正するために必要な係数を簡単な処理だけで取得することができる。従って、短い時間周期で計測を繰り返し実行する場合であっても、直前の計測タイミングで得られた前記第１の電圧計測値の変動の影響を、直後の計測で用いる前記充電時間長に即座に反映することが可能になる。
上記（３）の構成の絶縁状態検出装置によれば、前記フライングキャパシタのＤＣバイアス電圧特性だけでなく、温度特性の影響も補償することができる。また、ＤＣバイアス電圧特性および温度特性について共通の充電時間長を制御対象として補償制御を行うので、簡単な制御だけで高精度の補償が可能になる。
上記（４）の構成の絶縁状態検出装置によれば、前記フライングキャパシタの温度に応じて前記充電時間長を正しく補正するために必要な係数を簡単な処理だけで取得することができる。

本発明の絶縁状態検出装置によれば、特性が変化しやすいセラミックコンデンサ等の部品を検出用コンデンサとして採用する場合であっても、ＤＣバイアス電圧特性の影響を減らし、高精度で地絡抵抗を計測することが可能になる。

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。

図１は、実施形態の絶縁状態検出装置およびその周辺回路の構成例を示す電気回路図である。 図２は、図１に示した絶縁状態検出装置の主要な制御の内容を示すフローチャートである。 図３は、図１に示した絶縁状態検出装置の動作タイミングの具体例を示すタイムチャートである。 図４は、温度に応じた補償値を保持する定数テーブルの構成例を示す模式図である。 図５は、コンデンサの印加電圧、充電電荷、および温度の関係の具体例を示すグラフである。 図６は、温度変化に対応した補償特性の具体例を示すグラフである。 図７は、ＤＣバイアス電圧補償用定数テーブルの構成例を示す模式図である。 図８は、コンデンサの印加電圧と充電電荷との関係の具体例を示すグラフである。 図９は、基本計測サイクルの動作タイミングを示すタイムチャートである。

本発明の絶縁状態検出装置に関する具体的な実施の形態について、各図を参照しながら以下に説明する。

＜全体の構成および動作の概要＞
車両に搭載された絶縁状態検出装置１０およびその周辺回路の構成を図１に示す。
図１に示した絶縁状態検出装置１０は、例えば電気自動車、あるいは駆動源としてエンジンおよび電気モータを備えたハイブリッド自動車のような車両に搭載して使用することができる。車載直流高圧電源５０は、例えば２００Ｖ程度の高電圧の直流電力を出力する。車載直流高圧電源５０が出力する電力により、車両の推進力を発生する電気モータを駆動することができる。

車載直流高圧電源５０の出力の正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間は電気的に絶縁されている。また、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間も電気的に絶縁されている。接地電極１０３は、車両の車体などのアース部分に相当する。ここで、正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間の絶縁状態を地絡抵抗ＲＬｐとして表すことができる。また、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間の絶縁状態を地絡抵抗ＲＬｎとして表すことができる。

また、コモンモードノイズを低減するために、図１に示すように、正極側電源ライン１１１と接地電極１０３との間にＹコンデンサ１０１を接続し、負極側電源ライン１１２と接地電極１０３との間にＹコンデンサ１０２を接続してある。

図１に示した絶縁状態検出装置１０を車両に搭載することにより、必要に応じていつでも車両の絶縁状態を監視することができる。すなわち、車載直流高圧電源５０の出力における地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを検出し絶縁状態を把握するために絶縁状態検出装置１０を利用することができる。

従って、図１に示すように、絶縁状態検出装置１０の正極側入力端子１３及び負極側入力端子１４をそれぞれ正極側電源ライン１１１及び負極側電源ライン１１２と接続してある。また、絶縁状態検出装置１０の接地電極１５は、接地電極１０３と接続してある。

絶縁状態検出装置１０の計測結果や警報の情報を出力するために、図１に示すように出力端子２１が設けてある。この出力端子２１は、例えば車両側の電子制御装置（ＥＣＵ）と接続することができる。

＜絶縁状態検出装置１０の構成例＞
図１に示すように、絶縁状態検出装置１０の回路にはフライングキャパシタとして動作する検出用コンデンサＣ１が設けてある。この検出用コンデンサＣ１には、車載用であることを考慮してセラミックコンデンサを採用している。

また、検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を制御するために、その周辺に４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が設けてある。これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各々は、例えば光ＭＯＳＦＥＴのように、絶縁された信号の制御によって接点の開閉（オフ／オン）状態を切替可能なスイッチである。

スイッチング素子Ｓ１は、正極側入力端子１３と接続され、他端が配線３１と接続されている。スイッチング素子Ｓ２は、一端が負極側入力端子１４と接続され、他端が抵抗器Ｒ２を介して配線３２と接続されている。

スイッチング素子Ｓ３は、一端が配線３３と接続され、他端が配線３５と接続されている。スイッチング素子Ｓ４は、一端が配線３２と接続され、他端が抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続されている。

検出用コンデンサＣ１は、負極側端子が配線３２と接続されている。検出用コンデンサＣ１の正極側端子は、ダイオードＤ１及び抵抗器Ｒ１で構成される直列回路を介して配線３１と接続されている。また、検出用コンデンサＣ１の正極側端子は、ダイオードＤ３及び抵抗器Ｒ３で構成される直列回路を介して配線３３と接続され、更にダイオードＤ２を介して配線３３と接続されている。ダイオードＤ２は配線３３から配線３４に向かう方向の通電を許可する極性で接続され、ダイオードＤ３は配線３４から配線３３に向かう方向の通電を許可する極性で接続されている。

なお、検出用コンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電するために、配線３４を図示しない特別なスイッチおよび抵抗器を介して接地しても良い。しかし、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５に比較的抵抗値の小さい部品を使用することにより、そのような特別な放電回路は省略できる。

図１に示すように、検出用コンデンサＣ１の近傍にサーミスタ２５が配置されている。このサーミスタ２５は、検出用コンデンサＣ１の温度に応じてその抵抗値が変化するので、この温度に対応してレベルが変化する電気信号を出力することができる。

マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）１１は、予め組み込まれたプログラムを実行することにより、絶縁状態検出装置１０に必要とされる各種制御を実行する。具体的には、マイクロコンピュータ１１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を個別に制御して検出用コンデンサＣ１の充電及び放電を制御する。また、マイクロコンピュータ１１は検出用コンデンサＣ１の充電電圧に相当するアナログレベルを、配線３６を介して一方のアナログ入力ポートＡＤ１から入力し、この入力レベルに基づいて計算を行い、地絡抵抗ＲＬｐ及びＲＬｎを把握する。

配線３５と配線３６との間には入力回路２０が接続されている。この入力回路２０は、配線３５に現れる信号をマイクロコンピュータ１１の処理に適した信号に変換するための信号処理を行う。入力回路２０については様々な機能および構成が考えられるが、代表的な入力回路２０としてはサンプルホールド回路が想定される。

例えば、配線３５と配線３６との間にアナログスイッチを接続し、配線３６と接地電極１５との間に信号レベルを保持するキャパシタ（コンデンサ）を接続する。特定のタイミングでマイクロコンピュータ１１が前記アナログスイッチを一時的にオン（導通状態）にすることにより、そのタイミングで入力された信号レベルをサンプリングし、入力回路２０内の前記キャパシタで保持することができる。もちろん、このようなサンプルホールド回路の機能は、省略することも可能である。

また、マイクロコンピュータ１１のもう一方のアナログ入力ポートＡＤ２は、配線３７を介してサーミスタ２５の一端と接続されている。従って、マイクロコンピュータ１１はアナログ入力ポートＡＤ２の入力レベルを計測することにより、サーミスタ２５の検出した検出用コンデンサＣ１の温度の情報を取得できる。

＜地絡抵抗の計測＞
＜検出用コンデンサ（フライングキャパシタ）Ｃ１の充放電の説明＞
＜切り替えのタイミング＞
計測時のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の切り替えタイミングの具体例を図９に示す。すなわち、地絡抵抗ＲＬｐ及びＲＬｎの計測を実施する際には、図９に示すような基本計測サイクルのスケジュールに従ってマイクロコンピュータ１１がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御し、地絡抵抗の算出に必要な計測値を取得する。

図９に示した基本計測サイクルは、「Ｖ０充電」、「計測」、「放電」、「Ｖｃ１ｎ充電」、「計測」、「放電」、「Ｖ０充電」、「計測」、「放電」、「Ｖｃ１ｐ充電」、「計測」、「放電」の各区間の連なりにより構成されている。

時刻ｔ１−ｔ２の「Ｖ０充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２がオン（接点閉）になり、他のスイッチング素子はオフ（接点開）になる。時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間においては、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンになり、他のスイッチング素子はオフになる。

時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間においては、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンになり、他のスイッチング素子はオフになる。時刻ｔ４−ｔ５の「Ｖｃ１ｐ充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオンになり、他のスイッチング素子はオフになる。

時刻ｔ５−ｔ６の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ６−ｔ７の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。時刻ｔ７−ｔ８の「Ｖ０充電」区間は、時刻ｔ１−ｔ２の「Ｖ０充電」区間と同様である。続く時刻ｔ８−ｔ９の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ９−ｔ１０の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。

時刻ｔ１０−ｔ１１の「Ｖｃ１ｐ充電」区間においては、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンになり、他のスイッチング素子はオフになる。時刻ｔ１１−ｔ１２の「計測」区間は、時刻ｔ２−ｔ３の「計測」区間と同様である。また、時刻ｔ１２−ｔ１３の「放電」区間は、時刻ｔ３−ｔ４の「放電」区間と同様である。

＜計測サイクルの各区間の通電経路及び動作＞
「Ｖ０充電」区間：
スイッチング素子Ｓ１の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から正極側入力端子１３、スイッチング素子Ｓ１、配線３１、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ１を通って検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ２の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、配線３２、抵抗器Ｒ２、スイッチング素子Ｓ２、負極側入力端子１４、負極側電源ライン１１２へ電流が流れる。従って、この電流により検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。

「計測」区間：
スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子が、抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続される。また、スイッチング素子Ｓ３の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の正極側端子が、ダイオードＤ３、抵抗器Ｒ３、スイッチング素子Ｓ３、配線３５、入力回路２０、配線３６を介してマイクロコンピュータ１１のアナログ入力ポートと接続される。従って、マイクロコンピュータ１１は、検出用コンデンサＣ１の充電電圧に比例したアナログレベルを検出することができる。

「放電」区間：
スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子が、抵抗器Ｒ４を介して接地電極１５と接続される。また、スイッチング素子Ｓ３の接点が閉なので、検出用コンデンサＣ１の正極側端子が、ダイオードＤ３、抵抗器Ｒ３、スイッチング素子Ｓ３、抵抗器Ｒ５を介して接地電極１５と接続される。従って、検出用コンデンサＣ１に蓄積された電荷は自然に放電する。

「Ｖｃ１ｎ充電」区間：
スイッチング素子Ｓ１の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から正極側入力端子１３、スイッチング素子Ｓ１、配線３１、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ１を通って検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ４の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、スイッチング素子Ｓ４、抵抗器Ｒ４、接地電極１５、接地電極１０３、地絡抵抗ＲＬｎを通って負極側電源ライン１１２に電流が流れる。この電流により、検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の充電電圧は、地絡抵抗ＲＬｎの影響を反映した結果になる。

「Ｖｃ１ｐ充電」区間：
スイッチング素子Ｓ３の接点が閉になるので、正極側電源ライン１１１から地絡抵抗ＲＬｐ、接地電極１０３、接地電極１５、抵抗器Ｒ５、スイッチング素子Ｓ３、ダイオードＤ２を通って、検出用コンデンサＣ１の正極側端子に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｓ２の接点が閉になるので、検出用コンデンサＣ１の負極側端子から、配線３２、抵抗器Ｒ２、スイッチング素子Ｓ２、負極側入力端子１４、負極側電源ライン１１２へ電流が流れる。この電流により、検出用コンデンサＣ１に電荷が充電される。この時の充電電圧は、地絡抵抗ＲＬｐの影響を反映した結果になる。

＜基本的な地絡抵抗の計測動作＞
図１に示した絶縁状態検出装置１０の動作に関しては、基本的には以下の関係式が成立する。
（ＲＬｐ＋ＲＬｎ）／（ＲＬｐ×ＲＬｎ）＝｛(Ｖｃ１ｐ)＋(Ｖｃ１ｎ)｝／Ｖ０
但し、
Ｖ０：車載直流高圧電源５０の出力電圧に応じた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
Ｖｃ１ｎ：負側の地絡抵抗ＲＬｎの影響を受けた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
Ｖｃ１ｐ：正側の地絡抵抗ＲＬｐの影響を受けた検出用コンデンサＣ１の充電電圧
ＲＬｐ，ＲＬｎ：各地絡抵抗の抵抗値

従って、マイクロコンピュータ１１は、各状態でアナログ入力ポート（ＡＤ１）に入力される信号レベルから各充電電圧「Ｖ０」、「Ｖｃ１ｎ」、「Ｖｃ１ｐ」を把握し、上記関係式に基づいて地絡抵抗ＲＬｐ、ＲＬｎを算出することが可能である。

＜検出用コンデンサＣ１の温度特性の補償の説明＞
コンデンサの印加電圧、充電電荷、および温度の関係の具体例を図５に示す。また、温度変化に対応した補償特性の具体例を図６に示す。

セラミックコンデンサを使用する場合には、温度変化に対して例えば図５に示すように特性が変化する。すなわち、充電時間が一定の場合には、コンデンサ自体の温度（一般的には周囲温度と同等）が通常の温度（例えば２０℃）よりも高い温度（８０℃）になると静電容量が低下して充電電荷が減少する。また、コンデンサ自体の温度が通常の温度よりも低い温度（−３０℃）になると静電容量が増大して充電電荷も増大する。

このように温度に応じて特性が変動するセラミックコンデンサを絶縁状態検出装置１０の検出用コンデンサＣ１として使用する場合には、充電電荷、すなわち電圧の計測値が温度の影響により変化するので、地絡抵抗の計測誤差の要因になる。

そこで、絶縁状態検出装置１０は図６中に示すように温度補償の制御を行う。すなわち、温度上昇により静電容量が低下した時には検出用コンデンサＣ１の充電時間の長さを通常よりも短くなるように変化させ、温度低下により静電容量が増大した時には検出用コンデンサＣ１の充電時間の長さを通常よりも長くなるように変化させる。

このような制御により、図５に示す特性のセラミックコンデンサを検出用コンデンサＣ１として使用する場合であっても、図６に示す特性Ｆ１のように、理想特性Ｆ０に近い状態が得られる。つまり、温度に応じて充電時間の長さを変更することにより、温度の影響を補償することができる。また、後述するように検出用コンデンサＣ１の直流バイアス電圧の違いに応じた別の補償を実施することにより、図６に示す特性Ｆ１よりも更に理想特性Ｆ０に近い状態を得ることができる。

＜検出用コンデンサＣ１の温度補償に用いる定数テーブルの説明＞
温度に応じた補償値を保持する定数テーブルＴＢ１の構成例を図４に示す。図４に示した定数テーブルＴＢ１は、複数の温度範囲のそれぞれに対応付けられた充電時間の長さの定数を保持している。

図４に示した例では、最低の温度範囲（−Ａ℃以下）、・・・、０〜１０［℃］、１０〜２０［℃］、２０〜３０［℃］、３０〜４０［℃］、４０〜５０［℃］、・・・、最高の温度範囲（＋Ｂ℃以上）のそれぞれに対応付けた充電時間の長さの定数が定数テーブルＴＢ１に保持されている。

また、各温度範囲に対応付けた充電時間の長さの定数は、基準時間長（Ｔ０［sec］）に対してそれぞれ所定の係数を乗算した結果として定めてある。例えば、０〜１０［℃］の温度範囲の定数は基準時間長（Ｔ０）の１．２倍であり、３０〜４０［℃］の温度範囲の定数は基準時間長（Ｔ０）の０．９倍である。

つまり、２０〜３０［℃］の温度範囲を基準の状態に定め、この範囲よりも低い温度では充電時間を基準時間長（Ｔ０）よりも長く変更し、高い温度では充電時間を基準よりも短く変更することを意味している。

図１に示した絶縁状態検出装置１０においては、図４に示したような構成の定数テーブルＴＢ１が、マイクロコンピュータ１１の内部メモリ（ＲＯＭ又は不揮発性メモリ）に予め保持されている。従って、マイクロコンピュータ１１はこの定数テーブルＴＢ１を利用して温度補償のために必要な充電時間長の最適値を簡単に取得できる。

＜検出用コンデンサＣ１のＤＣバイアス電圧特性の補償の説明＞
コンデンサの印加電圧と充電電圧との関係の具体例を図８に示す。また、図１に示した絶縁状態検出装置の動作タイミングの具体例を図３に示す。

検出用コンデンサＣ１がセラミックコンデンサの場合には、このコンデンサの充電電荷による電圧は、例えば図８に示す特性Ｆ２のように、印加電圧の違いに応じて変化する。但し、この特性Ｆ２は検出用コンデンサＣ１自身のＤＣバイアス特性の影響を含んでおり、ＤＣバイアス特性の影響がない場合は図８の特性Ｆ３のようになる。

すなわち、もしも検出用コンデンサＣ１の静電容量がＤＣバイアス電圧とは無関係に一定（標準値）であれば、理想的な特性Ｆ３になる。しかし、実際にはＤＣバイアス電圧の違いに応じて静電容量が変動するので、実際の特性Ｆ２は理想的な特性Ｆ３からずれた状態になる。しかも、このずれ量は、図８に示すように印加電圧の大小に応じて大きく変動する。

地絡抵抗を計測する場合には、検出用コンデンサＣ１の静電容量が一定であることを前提として計算を実施するので、理想的な特性Ｆ３に対する特性Ｆ２のずれが地絡抵抗の計測誤差に繋がる。しかも、ずれ量が図８に示すように印加電圧に応じて変動するので、ＤＣバイアス特性の影響を排除するのは容易ではない。

実際には、地絡抵抗の算出に必要な電圧Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐを計測するために前述の基本計測サイクルのスケジュールを実行する際に、検出用コンデンサＣ１の充放電により、その端子間電圧の絶対値が図３に示す｜Ｖｃ｜の波形のように変化する。すなわち、抵抗器Ｒ１、Ｒ２等の抵抗および検出用コンデンサＣ１の静電容量による時定数の関係から、検出用コンデンサＣ１の端子間の電圧は指数関数に従って、電圧｜Ｖｃ｜のように徐々に上昇し、完全に充電された状態で飽和し一定になる。

つまり、検出用コンデンサＣ１の静電容量が変化すれば、充電時の｜Ｖｃ｜の上昇カーブも変動し電圧の計測値に影響を及ぼす。また、検出用コンデンサＣ１を充電する過程で、図３に示す上昇カーブのように検出用コンデンサＣ１の端子間の電圧が変化するので、検出用コンデンサＣ１のＤＣバイアス特性の影響も各時点でそれぞれ変化する。更に、正極側電源ライン１１１および負極側電源ライン１１２から絶縁状態検出装置１０に印加される高電圧の変動に伴ってＤＣバイアス特性の影響が変化する。

そこで、検出用コンデンサＣ１のＤＣバイアス特性の影響を減らすために、図３に示すような制御を実施する。すなわち、Ｖｃ１ｎ計測区間で検出用コンデンサＣ１を充電する際の充電時間長Ｔｃ１ｎを可変とし、その直前のＴ０計測区間の充電時間長Ｔ１とＶ０計測値とに基づいて充電時間長Ｔｃ１ｎを自動的に調整する。また、Ｖｃ１ｐ計測区間で検出用コンデンサＣ１を充電する際の充電時間長Ｔｃ１ｐを可変とし、その直前のＴ０計測区間の充電時間長Ｔ１とＶ０計測値とに基づいて充電時間長Ｔｃ１ｐを自動的に調整する。充電時間長Ｔｃ１ｎ、Ｔｃ１ｐの調整量については、ＤＣバイアス特性の影響による図８の特性Ｆ２−Ｆ３間のずれを補償できるように決定する。実際には、後述するＤＣバイアス電圧補償用の定数テーブルＴＢ２を利用して調整量を決定する。

例えば、Ｔ０計測区間の充電時間長Ｔ１が一定であると仮定すると、正極側電源ライン１１１および負極側電源ライン１１２から絶縁状態検出装置１０に印加される高電圧の変動分や、検出用コンデンサＣ１のＤＣバイアス特性の影響がＶ０計測値に反映される。従って、Ｖｃ１ｎ計測区間の充電時間長Ｔｃ１ｎをＶ０計測値に従って補正すれば、前記高電圧の変動分やＤＣバイアス特性の影響による特性のずれを排除した結果をＶｃ１ｎ計測値として得ることが可能になる。同様に、Ｖｃ１ｐ計測区間の充電時間長Ｔｃ１ｐをＶ０計測値に従って補正すれば、前記高電圧の変動分やＤＣバイアス特性の影響による特性のずれを排除した結果をＶｃ１ｐ計測値として得ることが可能になる。

なお、Ｔ０計測区間の実際の充電時間長Ｔ１は、検出用コンデンサＣ１の温度による特性の変動分を補正するために、図３に示すように温度に応じて自動的に調整される。

＜検出用コンデンサＣ１のＤＣバイアス電圧補償に用いる定数テーブルの説明＞
ＤＣバイアス電圧補償用定数テーブルの構成例を図７に示す。

図７に示す定数テーブルＴＢ２においては、検出用コンデンサＣ１の電圧計測値の複数の範囲のそれぞれに対応付けられた補正係数の情報が保持されている。すなわち、検出用コンデンサＣ１のＶ０計測値の所定の基準値Ａ［Ｖ］を基準として、「Ａ−１００±２５［Ｖ］」、「Ａ−５０±２５［Ｖ］」、「Ａ±２５［Ｖ］」、「Ａ＋５０±２５［Ｖ］」、「Ａ＋１００±２５［Ｖ］」等の各々の範囲について、充電時間長の補正係数が保持されている。

図７の定数テーブルＴＢ２においては、例えば、検出用コンデンサＣ１のＶ０計測値の「Ａ−５０±２５［Ｖ］」の範囲に対しては、充電時間長Ｔ１を「Ｔ１×１．１［ｓｅｃ］」に補正するための補正係数（１．１）が割り当てられている。また、検出用コンデンサＣ１のＶ０計測値の「Ａ＋１００±２５［Ｖ］」の範囲に対しては、充電時間長Ｔ１を「Ｔ１×０．８［ｓｅｃ］」に補正するための補正係数（０．８）が割り当てられている。

図７の定数テーブルＴＢ２における基準値Ａ［Ｖ］は、例えば図８に示した特性Ｆ２、Ｆ３が一致する電圧に相当する。従って、「Ａ±２５［Ｖ］」の電圧範囲では、充電時間長を補正する必要がなく、補正係数として「１」が割り当ててある。また、Ｖ０計測値の「Ａ−５０±２５［Ｖ］」の範囲では、図８のように特性Ｆ２が特性Ｆ３に対してマイナス側にずれるので、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの電圧を増やす方向に調整するために、「１」よりも大きい補正係数を割り当ててある。また、Ｖ０計測値の「Ａ＋１００±２５［Ｖ］」の範囲では、図８のように特性Ｆ２が特性Ｆ３に対してプラス側にずれるので、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの電圧を減らす方向に調整するために、「１」よりも小さい補正係数を割り当ててある。

なお、この定数テーブルＴＢ２は、マイクロコンピュータ１１の内部メモリ（ＲＯＭ又は不揮発性メモリ）上に予め保持されている。従って、マイクロコンピュータ１１は、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの電圧計測時の検出用コンデンサＣ１の直流バイアス電圧の影響を排除するための最適な補正係数を定数テーブルＴＢ２から瞬時に取得できる。従って、Ｖｃ１ｎ計測区間を実行する際に、直前のＶ０計測区間で得られたＶ０計測値を直ちに充電時間長Ｔｃ１ｎに反映することができる。また、Ｖｃ１ｐ計測区間を実行する際に、直前のＶ０計測区間で得られたＶ０計測値を直ちに充電時間長Ｔｃ１ｐに反映することができる。

＜絶縁状態検出装置１０における制御動作＞
＜マイクロコンピュータ１１の処理の内容＞
図１に示した絶縁状態検出装置１０の主要な制御の内容を図２に示す。すなわち、マイクロコンピュータ１１が図２の処理を実行する。また、図１に示した絶縁状態検出装置の動作タイミングの具体例を図３に示す。

図２に示した制御の内容について以下に説明する。
マイクロコンピュータ１１は絶縁状態検出装置１０の電源がオンになるとステップＳ１１で所定の初期化を実行した後、Ｓ１２の処理に進む。

ステップＳ１２では、マイクロコンピュータ１１はサーミスタ２５から出力される信号のアナログレベルを配線３７を介してアナログ入力ポートＡＤ２から入力し、デジタル情報に変換する。これにより、検出用コンデンサＣ１の近傍における温度の情報を把握できる。

ステップＳ１３では、マイクロコンピュータ１１は、温度計測値に応じた検出用コンデンサＣ１の充電時間の補正係数を図４に示した定数テーブルＴＢ１から取得し、充電時間長Ｔ１を決定する。例えば、温度が３５［℃］の場合には定数テーブルＴＢ１から補正係数として（０．９）の値を取得し、充電時間長Ｔ１を（Ｔ０×０．９）に決定する。なお、基準時間長Ｔ０は定数である。

ステップＳ１４では、マイクロコンピュータ１１は基本計測サイクルのスケジュールを実行し、Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの各計測値を取得する。つまり、図９に示すようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御して、図３に示す「Ｖ０計測区間」、「Ｖｃ１ｎ計測区間」、「Ｖｃ１ｐ計測区間」で、Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐの各電圧値をそれぞれ計測して取得する。

この場合、検出用コンデンサＣ１の端子間に現れる電圧の絶対値は、例えば図３に示す｜Ｖｃ｜のような波形になる。「Ｖ０計測区間」で検出用コンデンサＣ１の充電を開始してから電圧を計測するタイミングまでの時間長（Ｔ１）が、ステップＳ１３で決定された充電時間長Ｔ１に相当する。

また、「Ｖｃ１ｎ計測区間」の充電時間長Ｔｃ１ｎおよび「Ｖｃ１ｐ計測区間」の充電時間長Ｔｃ１ｐは、それぞれ充電時間長Ｔ１を基準として決定される。従って、実際に各電圧（Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ）を計測するタイミングは、検出用コンデンサＣ１の温度に応じて自動的に調整される。

また、マイクロコンピュータ１１は、ステップＳ１４で基本計測サイクルのスケジュールを実行する時には、同時に図２に示す各ステップＳ２１〜Ｓ２６の処理も並行して実行する。Ｓ２１〜Ｓ２６の処理については後で説明する。

ステップＳ１５では、マイクロコンピュータ１１は、Ｓ１４で取得した各電圧（Ｖ０、Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ）の計測値と所定の計算式とに基づいて地絡抵抗の抵抗値ＲＬを算出する。

ステップＳ１６では、マイクロコンピュータ１１はＳ１５で取得した地絡抵抗の抵抗値ＲＬを事前に定めた地絡抵抗警報値（下限値）ＲＬｒｅｆと比較する。「ＲＬ＜ＲＬｒｅｆ」の条件を満たす場合はＳ１７に進み、条件を満たさない場合はＳ１８に進む。

ステップＳ１７では、マイクロコンピュータ１１は絶縁状態検出装置１０が検出した地絡抵抗の抵抗値ＲＬが地絡抵抗警報値ＲＬｒｅｆ未満なので、地絡抵抗の警報を出力端子２１に出力する。

ステップＳ１８では、マイクロコンピュータ１１はＳ１５で取得した地絡抵抗の抵抗値ＲＬを表す情報を出力端子２１に出力する。

次に、図２に示す各ステップＳ２１〜Ｓ２６について説明する。
ステップＳ２１では、マイクロコンピュータ１１は、図３に示す各「Ｖ０計測区間」で最新の電圧Ｖ０の計測が完了したタイミングか否かを識別する。すなわち、電圧Ｖ０の計測が完了したタイミングになると、Ｓ２１からＳ２２の処理に進む。

ステップＳ２２では、マイクロコンピュータ１１は、直前に取得した最新のＶ０計測値に基づき、図７に示す定数テーブルＴＢ２からＤＣバイアス電圧補償用の補正係数を取得し、充電時間長Ｔ２を決定する。

ステップＳ２３では、マイクロコンピュータ１１は、図３に示す「Ｖｃ１ｎ計測区間」に該当するタイミングか否かを識別する。すなわち、「Ｖｃ１ｎ計測区間」を実行する時に次のＳ２４の処理に進む。

ステップＳ２４では、マイクロコンピュータ１１は、Ｓ２２の処理により直前に決定した最新の充電時間長Ｔ２を当区間の充電時間長Ｔｃ１ｎに決定する。

ステップＳ２５では、マイクロコンピュータ１１は、図３に示す「Ｖｃ１ｐ計測区間」に該当するタイミングか否かを識別する。すなわち、「Ｖｃ１ｐ計測区間」を実行する時に次のＳ２６の処理に進む。

ステップＳ２６では、マイクロコンピュータ１１は、Ｓ２２の処理により直前に決定した最新の充電時間長Ｔ２を当区間の充電時間長Ｔｃ１ｐに決定する。

従って、図２に示した処理をマイクロコンピュータ１１が実行することにより、図３に示すような動作が実現する。すなわち、図３に示す「Ｖｃ１ｎ計測区間」を実行する時の検出用コンデンサＣ１の充電時間長Ｔｃ１ｎは、直前の「Ｖ０計測区間」で得られたＶ０計測値と、定数テーブルＴＢ２とに基づいて取得できる補正係数を利用して自動的に調整される。また、図３に示す「Ｖｃ１ｐ計測区間」を実行する時の検出用コンデンサＣ１の充電時間長Ｔｃ１ｐは、直前の「Ｖ０計測区間」で得られたＶ０計測値と、定数テーブルＴＢ２とに基づいて取得できる補正係数を利用して自動的に調整される。

図８に示すように、検出用コンデンサＣ１のＤＣバイアス特性の影響は、印加電圧の大小に応じて変動する。この印加電圧の大きさを「Ｖ０計測区間」のＶ０計測値として検出している。このＶ０計測値と定数テーブルＴＢ２とに基づいて適切な補正係数を取得し、充電時間長Ｔｃ１ｎ、Ｔｃ１ｐを調整することにより、ＤＣバイアス特性の影響を排除することができる。また、「Ｖｃ１ｎ計測区間」、「Ｖｃ１ｐ計測区間」の直前に検出されたＶ０計測値を利用して補正係数を取得するので、リアルタイムで充電時間長Ｔｃ１ｎ、Ｔｃ１ｐを調整することができる。従って、車載直流高圧電源５０から出力される高電圧が変動する場合であっても、現在の電圧（Ｖ０）に基づいて適切な補正を実施でき、地絡抵抗の計測精度が向上する。

なお、図２には示されていないが、各ステップＳ１４〜Ｓ２６を実行している途中で、一定の時間を経過する毎にステップＳ１２、Ｓ１３を再び実行することもできる。これにより、温度の経時変化の影響も補償できる。

図２に示したような制御を実施することにより、次のような利点が得られる。
（１）検出用コンデンサＣ１としてセラミックコンデンサを採用した場合であっても、地絡抵抗の検出精度の向上が期待できる。
（２）適切な補正を実施することにより、相対値だけでなく絶対値としての電圧の検出精度も向上できる。従って、地絡抵抗を高精度で検出できる。
（３）検出用コンデンサＣ１の充電時間長（Ｔ１、Ｔｃ１ｎ、Ｔｃ１ｐ）を自動調整するので、充電電荷が少なめになる条件下で電荷量を増やすように補正することができる。これにより、より低電圧域、高抵抗域での計測が可能になる。故障判定用の閾値等を引き上げてノイズマージンを向上させることが可能になる。また、充電電荷が多めになる条件下で電荷量を減らすように補正することができる。これにより、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５により構成される分圧回路の分圧比を引き上げ、Ａ／Ｄ変換入力のダイナミックレンジをより有効に活用可能になる。

なお、図１に示した絶縁状態検出装置１０の詳細な回路構成については、例えば特許文献３に開示されているように、様々な変形が考えられる。細部の回路構成については必要に応じて変更すれば良い。

＜補足説明＞
（１） 図１に示した絶縁状態検出装置（１０）は、所定の車載高圧直流電源（５０）出力の正極側電源ライン（１１１）及び負極側電源ライン（１１２）とそれぞれ接続される正極側入力端子（１３）及び負極側入力端子（１４）と、接地電極（１５）とを有し、フライングキャパシタ（Ｃ１）の充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を地絡抵抗として把握する。また、前記フライングキャパシタを前記地絡抵抗の影響を受けない第１の通電経路（Ｖ０計測区間の通電経路）を介して充電した時に得られる第１の電圧計測値（Ｖ０）と、前記フライングキャパシタを前記地絡抵抗の影響を受ける第２の通電経路（Ｖｃ１ｎ計測区間又はＶｃ１ｐ計測区間の通電経路）を介して充電した時に得られる第２の電圧計測値（Ｖｃ１ｎ、Ｖｃ１ｐ）とをそれぞれ計測する充電電圧計測部（Ｓ１４）と、前記充電電圧計測部が計測した前記第１の電圧計測値および前記第２の電圧計測値に基づいて前記地絡抵抗の値を算出する地絡抵抗値算出部（Ｓ１５）と、前記第２の電圧計測値を計測するための前記フライングキャパシタの充電時間長（Ｔｃ１ｎ、Ｔｃ１ｐ）を可変とし、前記第２の電圧計測値を計測する前に得られた前記第１の電圧計測値（Ｖ０）を、前記充電時間長に自動的に反映する充電時間長制御部（Ｓ２１〜Ｓ２６）とを備えている。

（２） また、前記充電時間長制御部は、図７に示すように複数の電圧範囲のそれぞれと、前記充電時間長と関連のある係数の情報とを対応付けて保持する定数テーブル（ＴＢ２）を有し、前記充電電圧計測部が検出した前記第１の電圧計測値に基づき、前記定数テーブルを利用して、前記第２の電圧計測値を計測する際の前記充電時間長を自動的に補正する（Ｓ２２）。

（３） また、前記フライングキャパシタの近傍における温度を検出する温度検出部（２５）と、前記温度検出部が検出した温度のパラメータを、前記フライングキャパシタの充電時間長に反映する温度補償制御部（Ｓ１２、Ｓ１３）とを更に備えている。

（４） また、前記温度補償制御部は、複数の温度範囲のそれぞれと、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さに相当する係数の情報とを対応付けて保持する温度補償テーブル（ＴＢ１）を有し、前記温度検出部が検出した温度に基づき、前記温度補償テーブルを利用して、前記充電時間長を自動的に補正する（Ｓ１３）。

１０ 絶縁状態検出装置
１１ マイクロコンピュータ
１３ 正極側入力端子
１４ 負極側入力端子
１５ 接地電極
２０ 入力回路
２１ 出力端子
２５ サーミスタ
３１〜３７ 配線
５０ 車載直流高圧電源
１０１，１０２ Ｙコンデンサ
１０３ 接地電極
１１１ 正極側電源ライン
１１２ 負極側電源ライン
Ｃ１ 検出用コンデンサ（フライングキャパシタ）
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗器
ＲＬｐ，ＲＬｎ 地絡抵抗
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ スイッチング素子
ＳＷｘ 操作スイッチ
ＴＢ１ 定数テーブル（温度補償用）
ＴＢ２ 定数テーブル（ＤＣバイアス電圧補償用）

Claims (4)

1. 所定の高圧直流電源出力の正極側電源ライン及び負極側電源ラインとそれぞれ接続される正極側入力端子及び負極側入力端子と、接地電極とを有し、フライングキャパシタの充電電圧に基づいて前記正極側電源ライン及び負極側電源ラインと前記接地電極との間の絶縁状態を地絡抵抗として把握する絶縁状態検出装置であって、
   前記フライングキャパシタを前記地絡抵抗の影響を受けない第１の通電経路を介して充電した時に得られる第１の電圧計測値と、前記フライングキャパシタを前記地絡抵抗の影響を受ける第２の通電経路を介して充電した時に得られる第２の電圧計測値とをそれぞれ計測する充電電圧計測部と、
   前記充電電圧計測部が計測した前記第１の電圧計測値および前記第２の電圧計測値に基づいて前記地絡抵抗の値を算出する地絡抵抗値算出部と、
   前記第２の電圧計測値を計測するための前記フライングキャパシタの充電時間長を可変とし、前記第２の電圧計測値を計測する前に得られた前記第１の電圧計測値を、前記充電時間長に自動的に反映する充電時間長制御部と、
   を備えることを特徴とする絶縁状態検出装置。
2. 前記充電時間長制御部は、複数の電圧範囲のそれぞれと、前記充電時間長と関連のある係数の情報とを対応付けて保持する定数テーブルを有し、前記充電電圧計測部が検出した前記第１の電圧計測値に基づき、前記定数テーブルを利用して、前記第２の電圧計測値を計測する際の前記充電時間長を自動的に補正する
   ことを特徴とする請求項１に記載の絶縁状態検出装置。
3. 前記フライングキャパシタの近傍における温度を検出する温度検出部と、
   前記温度検出部が検出した温度のパラメータを、前記フライングキャパシタの充電時間長に反映する温度補償制御部と、
   を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の絶縁状態検出装置。
4. 前記温度補償制御部は、複数の温度範囲のそれぞれと、前記フライングキャパシタを充電する時間の長さに相当する係数の情報とを対応付けて保持する温度補償テーブルを有し、前記温度検出部が検出した温度に基づき、前記温度補償テーブルを利用して、前記充電時間長を自動的に補正する
   ことを特徴とする請求項３に記載の絶縁状態検出装置。

Images