JP2014103719A - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび算出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に算出する。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータ１０はスイッチ１８のＯＮ／ＯＦＦの切替えによりリアクトル１６の電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は算出部２５を有する。算出部２５はＰＷＭ制御の１周期におけるリアクトル１６の電流の平均値を１周期とリアクトル１６の入力電圧および出力電圧とリアクトル１６のインダクタンスとＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチに接続されたリアクトルの平均電流を正確に算出するＤＣ／ＤＣコンバータおよび算出方法に関する。

太陽電池などのような電源が供給する電力を効率化させるために、常時、電力値を監視し、電力値を最大化させるように、ＤＣ／ＤＣコンバータに電圧または電流を調整させることが好ましい。最適化された電力で駆動させるために、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチに接続されるリアクトルの電流を、目標値に一致するように制御する必要がある。そのためには、リアクトルの電流を正確に検出する必要がある。

ＤＣ／ＤＣコンバータでは、ＰＷＭ制御により電圧又は電流を調整することが一般的であって、リアクトルの電流は振動しながら、増加または減少する。それゆえ、測定すべき電流は平均値である。リアクトルの電流は所定の周期で検出されるので、特に、リアクトルの電流の変動周期において電流がゼロとなる不連続モードにおける平均値を正確に検出することは困難である。

そこで、リアクトルに流れる電流の最小電流を常時測定し、測定した最小電流に基づいて、リアクトルの電流の平均値を算出することが提案されている（特許文献１参照）。

特開２０１１−２５４６４６号公報

しかし、特許文献１に記載の方法では、１周期における最小電流を検出するためにピークホールド回路を設ける必要があるため、構成が煩雑化し、製造コストが増大していた。

したがって、かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に算出するＤＣ／ＤＣコンバータおよび算出方法を提供することにある。

上述した諸課題を解決すべく、第１の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータは、
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、リアクトルの電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＰＷＭの制御の１周期におけるリアクトルの電流の平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記ＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する算出部を備える
ことを特徴とするものである。

また、第２の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する電流検出部をさらに備え、
前記算出部は、前記スイッチがＯＦＦで且つ前記電流検出部が検出した電流が実質的にゼロであるときに、前記第１の算出方法による前記平均値の算出を実行する
ことが好ましい。

また、第３の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
前記算出部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロであって且つ前記スイッチがＯＦＦで且つ前記電流検出部が検出した電流が実質的にゼロより大きいときに、前記リアクトルの電流の前記１周期における平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記電流検出部が検出した電流と、前記電流検出部が前記ＰＷＭの半周期前に検出した電流とを用いる第２の算出方法によって算出する
ことが好ましい。

また、第４の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
前記電流検出部が検出した電流、前記リアクトルの電流の１周期、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧、および前記リアクトルのインダクタンスに基づいて、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロとなるかを判別する判別部をさらに備え、
前記算出部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロとなると判別するときに、前記リアクトルの電流の前記１周期における平均値を、前記第１の算出方法または前記第２の算出方法によって算出する
ことが好ましい。

また、第５の観点によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、
前記電流検出部が連続して検出した３回の電流を記憶する記憶部を、さらに備え、
前記算出部は、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧値、および前記記憶部に記憶された前記３回の電流を用いた前記電流検出部が検出する電流の補正により前記平均値を算出する第３の算出方法を実行可能であり、
前記判別部は、前記ＰＷＭの制御の１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロにならない場合に、前記算出部に前記第３の算出方法による前記平均値の算出を実行させる
ことが好ましい。

上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。

例えば、本発明の第６の観点を方法として実現させた算出方法は、
スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、リアクトルの電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記リアクトルの電流の算出方法であって、
前記ＰＷＭの制御の１周期におけるリアクトルの電流の平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記ＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する算出ステップを備える
ことを特徴としている。

上記のように構成された本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータおよび算出方法によれば、簡潔な構成でリアクトルの電流の平均値を正確に算出可能である。

本発明の、一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す機能ブロック図である。 スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替え、リアクトルの電圧、およびリアクトルの電流の時間変化を示すグラフである。 制御部が実行するデューティー比決定処理を示すフローチャートである。 不連続モードにおける、時間に対するリアクトルの電流の関係を示すグラフである。 連続モードにおける、時間に対するリアクトルの電流の関係を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。

まず、本発明の一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図１は、一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す機能ブロック図である。

図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、変換部１１、電流検出部１２、電圧検出部１３、記憶部１４、および制御部１５を含んで構成される。

変換部１１は、リアクトル１６、第１のダイオード１７、スイッチ１８、第２のダイオード１９を有する。リアクトル１６の一端は、入力側の正極２０と接続している。第１のダイオード１７のアノードはリアクトル１６の他端と接続し、カソードは出力側の正極２１と接続している。スイッチ１８は例えばトランジスタであって、コレクタはリアクトル１６の他端と接続し、エミッタは入力側の負極２２および出力側の負極２３と接続している。スイッチ１８は制御部１５からベースに送信される信号に応じてＯＮ／ＯＦＦを切替える。第２のダイオード１９は、スイッチ１８の保護のために、スイッチ１８と並列に接続している。変換部１１は、スイッチ１８のＯＮ／ＯＦＦを交互に繰返して切替え、ＰＷＭ制御することにより、直流電力の電流を目標値に合致するように調整する。

電流検出部１２は、ＰＷＭ制御においてスイッチ１８をＯＮまたはＯＦＦにする期間中の半期近辺を基準としてＰＷＭ制御の半周期（ΔＴ／２）の間隔でリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を検出する（図２“リアクトルの電流欄”参照）。電圧検出部１３は、リアクトル１６の入力電圧Ｖ_Ｓおよび出力電圧Ｖ_Ｃを検出する。

記憶部１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を駆動させるのに必要な情報を記憶する。例えば、記憶部１４はリアクトル１６のインダクタンスＬおよびＰＷＭ制御の周期ΔＴを記憶する。また、記憶部１４は、電流検出部１２が連続的に検出した、直近の少なくとも３回の電流ｉ（ｔ_−２）、ｉ（ｔ_−１）、ｉ（ｔ_０）を記憶する（ｔ_０−ｔ_−１＝ｔ_−１−ｔ_−２＝ΔＴ／２）。

制御部１５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の各部位の動作を制御する。例えば、制御部１５は判別部２４および算出部２５を有し、後述するように、それぞれ変換部１１の動作状況の判別およびリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）の平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ）の算出を行なう。また、制御部１５は、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ）を目標値に一致させるデューティー比ｄを定める。さらに、制御部１５は、定めたデューティー比ｄでスイッチ１８のＯＮ／ＯＦＦを切替える。上記の構成において、制御部１５は判別部２４および算出部２５を有するが、制御部１５をマイクロコンピュータによって構成し、プログラムを実行することにより判別部２４および算出部２５として機能させる構成であってもよい。

判別部２４は、電流ｉ（ｔ）を新規に取得したタイミングにおいてスイッチ１８がＯＦＦである場合に、当該電流ｉ（ｔ）を平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）の算出に用いるｉ（ｔ_１）として、電流検出部１２から取得する。判別部２４は、記憶部１４が記憶する半周期（ΔＴ／２）前の電流ｉ（ｔ_０）を取得する（ｔ_１−ｔ_０＝ΔＴ／２）。判別部２４は、電圧検出部１３が検出したリアクトル１６の入力電圧Ｖ_Ｓおよび出力電圧Ｖ_Ｃを、電圧検出部１３から取得する。判別部２４は、記憶部１４からリアクトル１６のインダクタンスＬおよびＰＷＭ制御の周期ΔＴを読出す。判別部２４は、取得した電流ｉ（ｔ_１）が実質的にゼロであるか否かを判別する。取得した電流ｉ（ｔ_１）が実質的にゼロでないとき、さらに、判別部２４は、取得した電流ｉ（ｔ_０）、ｉ（ｔ_１）、入力電圧Ｖ_Ｓ、および出力電圧Ｖ_Ｃ、読出したインダクタンスＬおよび周期ΔＴに基づいて、（１）式を満たすか否かを判別する。判別部２４は、（１）式を満たすときに、ＰＷＭ制御の１周期ΔＴの間にリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が実質的にゼロとなると判別する。

算出部２５は、判別部２４から判別結果を取得する。算出部２５は、電流ｉ（ｔ_１）が実質的にゼロであると判別部２４が判別するときに、第１の算出方法によって、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たすと判別するときに、第２の算出方法によって、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たさないと判別するときに、第３の算出方法によって、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。算出部２５は、判別部２４が（１）式を満たさないと判別し且つ記憶部１４が直近の３回の電流ｉ（ｔ_−２）、ｉ（ｔ_−１）、ｉ（ｔ_０）を記憶していないときには、電流検出部１２が新規に検出した電流ｉ（ｔ_１）を平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）として算出する。

第１の算出方法では、算出部２５は（２）式により平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。

（２）式において、ｄはＰＷＭ制御のデューティー比である。

第２の算出方法では、算出部２５は（３）式により平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。

第３の算出方法では、算出部２５は（４）式により平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。

次に、制御部１５が実行するデューティー比決定処理について、図３のフローチャートを用いて説明する。制御部１５は、ＰＷＭ制御の半周期（ΔＴ／２）毎の電流検出部１２による電流ｉ（ｔ）の検出時に、デューティー比決定処理を開始する。

ステップＳ１００において、制御部１５は、電圧検出部１３からリアクトル１６の入力電圧Ｖ_Ｓおよび出力電圧Ｖ_Ｃを取得する。入力電圧Ｖ_Ｓおよび出力電圧Ｖ_Ｃを取得すると、プロセスはステップＳ１０１に進む。

ステップＳ１０１では、制御部１５は、スイッチ１８がＯＦＦであるか否かを判別する。ＯＦＦであるときには、プロセスはステップＳ１０２に進む。ＯＮであるときには、ステップＳ１０２〜Ｓ１１０をスキップして、ステップＳ１１１に進む。

ステップＳ１０２では、制御部１５は、電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ）を、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）の算出に用いるｉ（ｔ_１）として認識する。ｉ（ｔ_１）を認識すると、プロセスはステップＳ１０３に進む。

ステップＳ１０３では、制御部１５は、ｉ（ｔ_１）が実質的にゼロを超えているか、例えばゼロとみなせるように定めた閾値を超えているか否かを判別する。ｉ（ｔ_１）が実質的にゼロであるときには、プロセスはステップＳ１０４に進む。ｉ（ｔ_１）が実質的にゼロを超えているときには、プロセスはステップＳ１０５に進む。

ステップＳ１０４では、制御部１５は、第１の算出方式で平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。

ステップＳ１０５では、制御部１５は、ステップＳ１０２で認識しているｉ（ｔ_１）、記憶部１４に記憶したｉ（ｔ_０）、取得した入力電圧Ｖ_Ｓ、および出力電圧Ｖ_Ｃが（１）式を満たすか否かを判別する。（１）式を満たすときには、プロセスはステップＳ１０６に進む。（１）式を満たしていないときには、プロセスはステップＳ１０７に進む。

ステップＳ１０６では、制御部１５は、第２の算出方式で平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。

ステップＳ１０７では、制御部１５は、記憶部１４にｉ（ｔ_−２）、ｉ（ｔ_−１）、ｉ（ｔ_０）が記憶されているか否かを判別する。記憶されているときには、プロセスはステップＳ１０８に進む。記憶されていないときには、プロセスはステップＳ１０９に進む。

ステップＳ１０８では、制御部１５は、第３の算出方式で平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出する。平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。

ステップＳ１０９では、制御部１５は、ｉ（ｔ_１）を平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）として算出する。平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出すると、プロセスはステップＳ１１０に進む。

ステップＳ１１０では、制御部１５は、ステップＳ１０４、Ｓ１０６、Ｓ１０８、およびＳ１０９のいずれかにおいて算出した平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を目標値と比較し、目標値に近づけるデューティー比ｄを定める。制御部１５は、定めたデューティー比ｄでＰＷＭ制御を行なう。デューティー比ｄの決定後、プロセスはステップＳ１１１に進む。

ステップＳ１１１では、制御部１５は、記憶部１４に記憶しているｉ（ｔ_−２）、ｉ（ｔ_−１）、ｉ（ｔ_０）を、それぞれ記憶部１４に記憶しているｉ（ｔ_−１）、ｉ（ｔ_０）およびステップＳ１０２で認識したｉ（ｔ_１）に置換することにより、更新する。ｉ（ｔ_−２）、ｉ（ｔ_−１）、ｉ（ｔ_０）を更新すると、デューティー比決定処理を終了する。

以上のような構成の本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、以下に説明するように、不連続モードにおいても、ピークホールド回路などを設けることなく簡潔な構成でリアクトル１６の電流の平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を正確に算出可能である。

前述のように、制御部１５は、三角波である周期ΔＴのＰＷＭ搬送波および設定すべきデューティー比ｄの比較に基づいてスイッチ１８をＯＮ／ＯＦＦを切替える。

スイッチ１８がＯＮのときに、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は入力電圧Ｖ_Ｓであり、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）はＶ_Ｓに比例して直線的に増加する（図２符合“ｒ”参照）。スイッチ１８がＯＦＦであって、リアクトル１６の電流が０に達するまでは、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は出力電圧Ｖ_Ｓ−Ｖ_Ｃであり、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）はＶ_Ｓ−Ｖ_Ｃに比例して直線的に減少する（図２符合“ｆ”参照）。スイッチ１８がＯＦＦであって、リアクトル１６の電流が０に達すると、リアクトル１６の電圧ｖ（ｔ）は０となり、リアクトル１６の電流は０のままである（図２符合“ｃ”参照）。

ＰＷＭの１周期ΔＴにおいてリアクトル１６の電流が０となる不連続モードにおいては、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングをＴ_ａ、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングをＴ_ｂとすると（図４参照）、Ｔ_ａ≦ｔ≦Ｔ_ｂの範囲においてｉ（ｔ）の傾きはＶ_Ｓ／Ｌなので、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（５）式で表される。

ｉ（Ｔ_ａ）＝０を（５）式に代入して、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングＴ_ａが（６）式により表される。

スイッチ１８がＯＮである時間Ｔ_ＯＮは、ｄ×ΔＴであるから、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴ_ｂは（７）式によって表される。

（７）式を（５）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるときの電流ｉ（Ｔ_ｂ）は、（８）式により表される。

リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が０に達するときのタイミングをＴ_ｃとして、Ｔ_ｂ≦ｔ≦Ｔ_ｃの範囲においてｉ（ｔ）の傾きは（Ｖ_Ｓ−Ｖ_Ｃ）／Ｌなので、ｉ（ｔ）は（９）式で表される。

ｉ（Ｔ_ｃ）＝０を（９）式に代入して、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴ_ｃが（１０）式により表される。

（７）、（８）式を用いて、（１０）式は、（１１）式に変形可能である。

平均値ｉ_ａｖｅは、（１２）式によって定義される。

（６）、（８）、（１１）式を用いて（１２）式を変形させることにより、（２）式が得られる。

したがって、不連続モードにおいては（２）式により、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出可能である。（２）式では、ピークホールド回路などを用いることなく、ＰＷＭ制御の周期ΔＴ、リアクトル１６の入力電圧Ｖ_Ｓおよび出力電圧Ｖ_Ｃ、リアクトル１６のインダクタンスＬ、およびＰＷＭ制御のデューティー比ｄによって平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を正確に算出可能である。

また、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、以下に説明するように、リアクトル１６の電流の平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）をさらに高い信頼性で算出可能である。

前述のように、不連続モードにおいて、電流の平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出可能であるが、（２）式による平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）は理論値であり、測定したリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を用いて算出した平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）の方が信頼性は高い。電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ_１）が実質的に０を超えるときには、以下に説明するように、測定したリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）を用いて平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出可能である。

電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ_１）が実質的に０を超えるときであっても、Ｔ_ａ≦ｔ≦Ｔ_ｂの範囲においてリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（５）式で表され、タイミングＴ_ａが（６）式により表される。

電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ_１）が実質的に０を超えるときにおいては、Ｔ_ｂ≦ｔ≦Ｔ_ｃの範囲においてリアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１３）式で表される。

ｉ（Ｔ_ｃ）＝０を（１３）式に代入して、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）が０に達するタイミングＴ_ｃが（１４）式により表される。

ｔ＝Ｔ_ｂのときに（５）、（１３）式は成立するので、ｔ＝Ｔ_ｂとして（５）、（１３）式の右辺を等号で結び、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴ_ｂについて（１５）式のように解くことが出来る。

（１５）式を（５）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるときの電流ｉ（Ｔ_ｂ）は、（１６）式により表される。

（６）、（１４）、（１６）式を用いて（１２）式を変形させることにより、（３）式が得られる。

したがって、不連続モードにおいて、電流検出部１２が検出した電流ｉ（ｔ_１）が実質的に０を超えるときには、（３）式により、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出可能である。（３）式では、（２）式に比べて、実測値であるｉ（ｔ_０）、ｉ（ｔ_１）を用いて算出するので、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）の信頼性が高い。

不連続モードのときには、Ｔ_ｃ−Ｔ_ａ＜０であって、ｔ_１−ｔ_０＝ΔＴ／２であるから、（６）、（１４）式を用いて、整理すると、（１）式が得られる。本実施形態においては、（１）式に基づいて不連続モードであるか否かを判別するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のように連続モードおよび不連続モードのいずれにも切替わり得る場合においても、不連続モードの平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出可能である。

また、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、ＰＷＭの１周期ΔＴにおいてリアクトル１６の電流が０とならない連続モード（図２参照）においても、以下に説明するように、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を正確に算出可能である。

連続モードにおいては、ｔ_−２≦ｔ≦Ｔ_ｂの範囲（図５参照）において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１７）式で表される。

同様に、Ｔ_ｂ≦ｔ≦Ｔ_ａの範囲において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１８）式で表され、Ｔ_ａ≦ｔ≦ｔ_０の範囲において、リアクトル１６の電流ｉ（ｔ）は（１９）式で表される。

ｔ＝Ｔ_ｂのときに（１７）、（１８）式は成立するので、ｔ＝Ｔ_ｂとして（１７）、（１８）式の右辺を等号で結び、スイッチ１８をＯＦＦに切替えるタイミングＴ_ｂを（２０）式のように解くことが出来る。

（２０）式を（１７）式に代入することにより、スイッチ１８をＯＮに切替えるときの電流ｉ（Ｔ_ａ）は、（２１）式により表される。

微小な時間におけるリアクトル１６の電圧の波形は、２つの電圧値が交互に切替わる矩形波とみなせる。それゆえ、ｉ´（ｔ_−２）＝ｉ´（ｔ_０）とみなせるので、（２１）式は（２２）式のように変形可能である。

タイミングＴ_ｂ、およびそのときの電流ｉ（Ｔ_ｂ）と同様にして、スイッチ１８をＯＮに切替えるタイミングＴ_ａ、およびその時の電流ｉ（Ｔ_ａ）を、それぞれ（２３）式、および（２４）式によって表すことが出来る。

連続モードにおいては、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ）は、（２５）式によって算出可能である。

（２１）、（２４）式を用い、２×ｔ_−１−ｔ_−２−ｔ_０＝０であることから、ｔ＝ｔ_−１における（２５）式は（２６）式のように変形可能である。

したがって、ｔ＝ｔ_−１における平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_−１）と電流ｉ（ｔ_−１）との差分Δｉ（ｔ_−１）は、（２７）式により計算される。

ｉ´（ｔ_−１）＝（Ｖ_Ｓ−Ｖ_Ｃ）／Ｌであり、ｉ´（ｔ_０）＝Ｖ_Ｓ／Ｌであるから、（２７）式は、（２８）式のように変形可能である。

ｔ＝ｔ_１における差分Δｉ（ｔ_１）は、ｔ＝ｔ_−１における差分Δｉ（ｔ_−１）に等しいとみなせる。それゆえ、ｔ＝ｔ_１における平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）は、電流ｉ（ｔ_１）に補正値として差分Δｉ（ｔ_−１）を加えることにより、算出されるので、（４）式が得られる。

したがって、連続モードにおいては、（４）式により、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出可能である。また、第３の算出方法によれば、誤差が生じる要因を特定せずに動的に平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を測定するので、経年劣化などにより電力変換装置１０の特性が変化しても、正確に平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）を算出可能である。また、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）の算出に用いるパラメータは動的に検出可能なので、事前の調整などが不要である。また、電流ｉ（ｔ）の計測がＰＷＭ周期内で２回のみと少なく、電流ｉ（ｔ）のＡ／Ｄ変換の回数を低減化させ、Ａ／Ｄコンバータの負荷を低下させることが可能である。

本発明を諸図面や実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。

例えば、本実施形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電流を調整するが、電圧値を調整する構成であってもよい。また、本実施形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電圧検出部１３が入力電圧Ｖ_Ｓおよび出力電圧Ｖ_Ｃを検出する構成であるが、予め算出される値を記憶部１４に記憶させ、平均値ｉ_ａｖｅ（ｔ_１）の算出時に算出部２５が読出す構成であってもよい。または、予め算出される値が、（１）〜（４）式に予め代入されている構成であってもよい。

また、本実施形態において、記憶部１４はインダクタンスＬおよび周期ΔＴを記憶する構成であるが、記憶部１４に直接記憶させること無く、（１）〜（３）式に予め代入されている構成であってもよい。

１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ 変換部
１２ 電流検出部
１３ 電圧検出部
１４ 記憶部
１５ 制御部
１６ リアクトル
１７ 第１のダイオード
１８ スイッチ
１９ 第２のダイオード
２０ 入力側の正極
２１ 出力側の正極
２２ 入力側の負極
２３ 出力側の負極
２４ 判別部
２５ 算出部

Claims (6)

1. スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替えにより、リアクトルの電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記ＰＷＭの制御の１周期におけるリアクトルの電流の平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記ＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する算出部を備える
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記ＰＷＭの半周期の間隔で前記リアクトルの電流を検出する電流検出部をさらに備え、
   前記算出部は、前記スイッチがＯＦＦで且つ前記電流検出部が検出した電流が実質的にゼロであるときに、前記第１の算出方法による前記平均値の算出を実行する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記算出部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロであって且つ前記スイッチがＯＦＦで且つ前記電流検出部が検出した電流が実質的にゼロより大きいときに、前記リアクトルの電流の前記１周期における平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記電流検出部が検出した電流と、前記電流検出部が前記ＰＷＭの半周期前に検出した電流とを用いる第２の算出方法によって算出する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電流検出部が検出した電流、前記リアクトルの電流の１周期、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧、および前記リアクトルのインダクタンスに基づいて、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロとなるかを判別する判別部をさらに備え、
   前記算出部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロとなると判別するときに、前記リアクトルの電流の前記１周期における平均値を、前記第１の算出方法または前記第２の算出方法によって算出する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電流検出部が連続して検出した３回の電流を記憶する記憶部を、さらに備え、
   前記算出部は、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦの両方の状態における前記リアクトルの電圧値、および前記記憶部に記憶された前記３回の電流を用いた前記電流検出部が検出する電流の補正により前記平均値を算出する第３の算出方法を実行可能であり、
   前記判別部は、前記１周期の間に前記リアクトルの電流が実質的にゼロにならない場合に、前記算出部に前記第３の算出方法による前記平均値の算出を実行させる
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. スイッチのＯＮ／ＯＦＦの切替により、リアクトルの電流および電圧の少なくとも一方をＰＷＭによって制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記リアクトルの電流の算出方法であって、
   前記ＰＷＭの制御の１周期におけるリアクトルの電流の平均値を、前記１周期と、前記リアクトルの入力電圧および出力電圧と、前記リアクトルのインダクタンスと、前記ＰＷＭのデューティー比とを用いる第１の算出方法によって算出する算出ステップを備える
   ことを特徴とする算出方法。

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