JP2014072980A

JP2014072980A - 単相電圧型交直変換装置

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Publication number: JP2014072980A
Application number: JP2012217130A
Authority: JP
Inventors: Masaaki Oshima; 正明大島; Shuichi Ushiki; 修一宇敷
Original assignee: Origin Electric Co Ltd
Current assignee: Origin Electric Co Ltd
Priority date: 2012-09-28
Filing date: 2012-09-28
Publication date: 2014-04-21
Also published as: WO2014050758A1

Abstract

【課題】本発明では、単相交流で複数台を並列に接続して並行運転する場合において、個々の装置が自律して出力偏差を制御する自律並行運転が可能な単相電圧型交直変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明は、交流端子の単相交流出力電圧の位相と所定の位相差をもつ単相交流を発生させ、発生させた単相交流と交流端子の単相交流出力電圧とを利用してインバータのＰＷＭ制御することとした。すなわち、交流端子の単相交流出力電圧を、三相交流をＭ変換したときのα軸成分に相当する第一軸としている。所定の位相差をもつ単相交流を、三相交流をＭ変換したときのβ軸成分に相当する第二軸としている。本発明の単相電圧型交直変換装置は、第一軸と第二軸とを独立に制御し、周波数制御回路で生成した固有電気角度を利用して単相交流出力電圧を電力系統の周波数に追従させるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力系統の電源となる系統連系装置や無停電電源装置に適用可能な単相電圧型交直変換装置に関する。

現在の電力系統の主力電源である同期発電機では、個々の発電機に同期化力があるため、個々の出力偏差を自動補正することができる。このため、横流抑制制御を行わなくても自律的に運転することができる。また、半導体により電力変換を行うインバータ（交直変換装置）では、三相機について自律並行運転（ＡｕｔｏｎｏｍｏｕｓＰａｒａｌｌｅｌＲｕｎｎｉｎｇ：ＡＰＲｕｎ）の技術が提案されている（例えば、特許文献１を参照。）。特許文献１の三相電圧型交直変換装置は、三相出力電圧をｄｑ回転座標上にＵＭ変換し、電力系統の振幅及び周波数が上位指令ベクトルによる指令値に近づくように各軸成分をそれぞれ独立に制御するようにしている。また、ＵＭ変換回路での変換行列の回転角度に三相出力電圧の周波数差に関わる成分から生成した生成値を同期させることで、三相出力電圧の回転角度を電力系統の周波数に追従させることができる。なお、本明細書において、「出力電圧」「位相差に相応する電圧」「内部起電圧」等の交流に用いられる電圧とは時間を変数とする関数を意味する。
特開２００７−２３６０８３号公報特開２００９−２０１２２４号公報

しかし、単相交流では特許文献１に記載されるようなＵＭ変換ができず、単相インバータについて自律並行運転が困難であった。そこで、本発明では、単相交流で複数台を並列に接続して並行運転する場合においても、個々の装置が自律して出力偏差を制御する自律並行運転が可能な単相電圧型交直変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、交流端子の単相交流電圧の位相と所定の位相差をもつ単相交流を発生させ、発生させた単相交流と交流端子の単相交流電圧とを利用してインバータをＰＷＭ制御することとした。すなわち、交流端子の単相交流電圧を、三相交流をＭ変換したときのα軸成分に相当する第一軸としている。所定の位相差をもつ単相交流を、三相交流をＭ変換したときのβ軸成分に相当する第二軸としている。本発明の単相電圧型交直変換装置は、第一軸と第二軸とを独立に制御し、周波数制御回路で生成した固有電気角を利用して単相交流電圧を電力系統の周波数に追従させるようにした。

具体的には、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、交流端子から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ちゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源からの電圧を単相交流電圧に変換して出力する単相電圧型交直変換部、前記単相電圧型交直変換部の単相交流電流を検出し前記単相交流電流の大きさに応じて生成した信号を出力する電流検出回路、及び入力されるＰＷＭ指令と前記電流検出回路からの出力との差分についての許容値が予め設定されており、前記差分を所定周期でサンプリングし、前記サンプリング毎に前記差分が前記許容値に収まるように前記ゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器を有し、前記単相電圧型交直変換部が出力する前記単相交流電圧を前記交流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流電圧と前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル、前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧並びに前記交流端子の単相交流電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の周波数を規定する規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を生成する周波数制御回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の振幅の規準となる規準電圧が設定されており、前記周波数制御回路からの電気角に基づく信号と前記規準電圧とを乗算した値に前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号を加算して前記内部起電圧とし、前記内部起電圧と前記単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
を備える。

また、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、交流端子から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ちゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源からの電圧を単相交流電圧に変換して出力する単相電圧型交直変換部、前記単相電圧型交直変換部の単相交流電圧を検出し前記単相交流電圧の大きさに応じて生成した信号を出力する電圧検出回路、及び入力されるＰＷＭ指令と前記電圧検出回路からの出力との差分についての許容値が予め設定されており、前記差分を所定周期でサンプリングし、前記サンプリング毎に前記差分が前記許容値に収まるように前記ゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器を有し、前記単相電圧型交直変換部が出力する前記単相交流電圧を前記交流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流電圧と前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル、前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧並びに前記交流端子の単相交流電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の周波数を規定する規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を生成する周波数制御回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の振幅の規準となる規準電圧が設定されており、前記周波数制御回路からの電気角に基づく信号と前記規準電圧とを乗算した値に前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号を加算して前記内部起電圧とし、前記内部起電圧と前記単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
を備える構成であってもよい。

本発明では、電圧源として動作しても電力系統に接続して運転可能なように内部等価インピーダンスを持つ単相電圧型交直変換回路を用いる。また、位相差生成回路で内部等価インピーダンス両端の電圧位相差に相応する電圧を生成し、周波数制御回路で規準周波数、上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び位相差に相応する電圧から生成した電気角に内部起電圧を同期させる。これにより、単相交流電圧を電力系統の周波数に追従させることができる。

また、上位電圧制御回路において、単相出力電圧の振幅及び周波数が上位指令ベクトルによる指令値に近づくように電圧指令信号を生成する。これにより、電力系統の振幅及び周波数が変化しても、当該振幅及び周波数に対する単相電圧型交直変換装置の単相出力電圧の振幅及び周波数のそれぞれの偏差分を検出できる。よって、下位電圧制御回路において電力系統の振幅及び位相に一致させるように単相電圧型交直変換装置の振幅及び位相を制御して当該偏差分を補償することができる。

以上のように、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、電圧源として電力系統に接続して運転することができると共に、電力系統に対する電圧偏差を自律して補償する自律並行運転が可能である。そのため、装置の信頼性が高まると共に分散配置が可能となる。さらに、複数台並列運転させる場合には、台数制限がなく運転させることができる。従って、本発明は、単相交流で複数台を並列に接続して並行運転する場合においても、個々の装置が自律して出力偏差を制御する自律並行運転が可能な単相電圧型交直変換装置を提供することができる。

さらに、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、単相電圧型交直変換回路において、ＰＷＭ指令と電流検出回路又は電圧検出回路からの出力との差分を所定周期でサンプリングし、サンプリング毎に単相電圧型交直変換部の出力電流がＰＷＭ指令に近づくようにゲート信号を発生させる誤差追従式を採用している。このため、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、以下のような特徴も有している。
（１）定常、過渡を問わず、任意の電流波形を交流電流の目標関数とすることができる。交流端子に接続する電力系統の交流電流を目標関数とすることで本単相電圧型交直変換装置を自律並行運転可能とする。
（２）実交流電流の目標関数に対する追従誤差が、あらかじめ設定した任意の誤差幅（許容値）に瞬時瞬時で常に収まることを保証する。
（３）制御装置が全ディジタル化されるので、全制御のソフトウェア化が可能である。
（４）定周期サンプリング方式であるので、ヒステリシスコンパレータ方式に指摘されるリミットサイクルの発生がない。リミットサイクルとは、信号値が限界内を往復する発振のような現象であり、非線形回路に固有の現象である。

本発明に係る単相電圧型交直変換装置の各構成をより具体的に説明する。上記単相電圧型交直変換装置において、前記上位電圧制御回路は、前記周波数制御回路が生成した前記電気角に基づく信号と前記上位指令ベクトルとを乗算する第一乗算器と、前記第一乗算器が出力する信号から前記交流端子の単相交流電圧を減算する第一減算器と、前記交流端子の単相交流電圧が前記上位指令ベクトルによる前記指令値に近づくように前記第一減算器からの信号を増幅して前記電圧指令信号として出力する第一上位制御増幅器と、前記上位指令ベクトルから前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧を減算する第二減算器と、前記交流端子の単相交流電圧が前記上位指令ベクトルによる前記指令値に近づくように前記第二減算器からの信号を増幅して前記周波数指令信号として出力する第二上位制御増幅器と、を有し、前記下位電圧制御回路は、前記規準電圧を設定して出力する規準電圧設定器と、前記周波数制御回路が生成した前記電気角に基づく信号と前記規準電圧設定器からの規準電圧とを乗算する第二乗算器と、前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号と前記第二乗算器が出力する信号とを加算して前記内部起電圧を出力する第一加算器と、前記第一加算器が出力する信号から前記交流端子の単相交流電圧を減算する第三減算器と、前記交流端子の単相交流電圧が前記規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角に基づく信号の合成値に近づくように前記第三減算器が出力する信号を制御し、ＰＷＭ指令として出力する電圧制御器と、を有し、前記周波数制御回路は、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号と前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧とを加算する第二加算器と、前記第二加算器が出力する信号の周波数成分に低域濾過要素を付加して出力するループフィルタと、前記規準周波数を設定する規準周波数設定器と、前記ループフィルタの出力値に前記規準周波数設定器の出力値を加算する第三加算器と、前記第三加算器が出力する信号を時間積分して前記電気角として出力する時間積分器と、を有することが望ましい。

本発明では、上位電圧制御回路の減算器において位相差生成回路からの位相差に相応する電圧と上位指令ベクトルとを減算して周波数指令信号を出力する。周波数制御回路で周波数指令信号と位相差生成回路からの位相差に相応する電圧とを加算し、周波数制御回路のループフィルタにおいて低域濾過要素を付加して出力する。また、規準周波数設定器から出力される規準周波数にループフィルタからの信号を加算し、時間積分器で時間積分して電気角を生成し、単相電圧型交直変換回路の内部起電圧の電気角を同期させる。これにより、単相交流電圧の回転角度を電力系統の周波数に追従させることができる。

一方、上位電圧制御回路の減算器において単相交流電圧と上位指令ベクトルとを減算して電圧指令信号を出力する。これにより、電力系統の振幅及び周波数が変化しても、当該振幅及び周波数に対する単相電圧型交直変換装置の単相出力電圧の振幅及び周波数のそれぞれの誤差分を検出し、下位電圧制御回路において当該誤差分を補償することができる。

具体的には、下位電圧制御回路において規準電圧設定器からの規準電圧に上位電圧制御回路からの電圧指令信号を加算する。さらに、規準電圧と電圧指令信号とを加算した信号から交流端子の単相交流電圧を減算し、電力系統の振幅及び位相との差分を電圧制御器で規準電圧と電圧指令ベクトルとの合成値に近づくように変換してＰＷＭ指令として出力する。ＰＷＭ指令に後述の補助信号を加算してもよい。これにより、単相電圧型交直変換装置の単相交流電圧の振幅及び位相を電力系統の振幅及び位相に一致させるように制御することができる。

以上のように、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、電圧源として電力系統に接続して運転することができると共に、電力系統や他の交流電源との自律並行運転が可能である。そのため、装置の信頼性が高まると共に分散配置が可能となる。さらに、複数台並列運転させる場合には、台数制限がなく運転させることができる。従って、本発明は、単相交流で複数台を並列に接続して並行運転する場合においても、個々の装置が自律して出力偏差を制御する自律並行運転が可能な単相電圧型交直変換装置を提供することができる。

次に、ＰＷＭ信号に補助信号を加算する単相電圧型交直変換装置について説明する。本発明に係る単相電圧型交直変換装置において、前記交流端子の単相交流電流を検出する出力電流検出回路をさらに備え、
前記下位電圧制御回路は、前記単相電圧型交直変換回路が有する単相交流フィルタ回路における電流損失分を補償するように規定された電流補償値を出力するフィルタ電流補償器と、前記単相電圧型交直変換回路からの単相交流電流の電流偏差を補償するように規定された電流偏差補償値を出力するＰＷＭ電流偏差補償器と、前記出力電流検出回路が検出した単相交流電流の値が入力され、前記交流端子の負荷に対する電流を補償するように所定のフィードフォワードゲインで増幅して出力するフィードフォワード増幅器と、前記フィルタ電流補償器の電流補償値、前記ＰＷＭ電流偏差補償器からの電流偏差補償値及び前記フィードフォワード増幅器からの出力値を前記電圧制御器からのＰＷＭ指令値に加算する第四加算器と、を有することが望ましい。

本発明では、ＰＷＭ指令をゼロ指令としたときの単相電圧型交直変換回路における電流偏差分を予めＰＷＭ電流偏差補償器において設定し、電圧制御器からのＰＷＭ指令に加算することで当該電流偏差分を補償することができる。また、単相電圧型交直変換回路の単相交流フィルタ回路における電流損失分を予めフィルタ電流補償器において設定し、電圧制御器からのＰＷＭ指令に加算することで当該電流損失分を補償することができる。さらに、交流端子の単相交流出力電流の値をフィードフォワード増幅器で増幅し、電圧制御器からのＰＷＭ指令に加算することで、出力電流が変化しても安定した出力電圧を発生させることができる。すなわち、本発明では、ＰＷＭ電流偏差補償器、フィルタ電流補償器及びフィードフォワード増幅器からの信号を補助信号として電圧制御器からのＰＷＭ指令に加算している。

本発明に係る単相電圧型交直変換装置において、前記位相差生成回路の位相遅れ単相交流発生器は、前記遅延単相交流の位相を前記交流端子の単相交流電圧から９０°遅らせることを特徴とする。

また、本発明に係る単相電圧型交直変換装置において、前記上位指令ベクトルの上限と下限を定めるリミッタをさらに備え、上位指令ベクトルは前記リミッタを介して前記上位電圧制御回路に入力されることが望ましい。

過大な上位指令ベクトルが入力されることを防止し、異常な単相交流出力電流が電力系統に出力されることを防止できる。

本発明では、単相交流で複数台を並列に接続して並行運転する場合においても、個々の装置が自律して出力偏差を制御する自律並行運転が可能な単相電圧型交直変換装置を提供することができる。

本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相電圧型交直変換回路の概略構成図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相電圧型交直変換回路の概略構成図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相電圧型交直変換部の概略構成図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相交流フィルタ回路の概略構成図である。図３の単相電圧型交直変換装置１１（１００Ｖ，５０Ｈｚ、１ｋＶＡ）を１００Ｖ，４８Ｈｚの電力系統に並列させた場合のシミュレーション波形を示した図である。図３の単相電圧型交直変換装置１１（２００Ｖ，５０Ｈｚ、１ｋＶＡ）を２００Ｖ，５０Ｈｚの商用電源に並列させる前の実験波形を示した図である。図３の単相電圧型交直変換装置１１（２００Ｖ，５０Ｈｚ、１ｋＶＡ）を２００Ｖ，５０Ｈｚの商用電源に並列させた後の実験波形を示した図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置における制御ブロックの接続関係を示した図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える位相差生成回路の概略構成図である。本発明に係る単相電圧型交直変換装置を交流端子からみた等価回路である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に示す実施形態に限定されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

図１３は、静止型無効電力補償装置の交流端子からみた等価回路である。図１３で、Ｖｃｏ（ｔ）は内部起電圧、Ｒｉは内部等価インピーダンスの抵抗成分、Ｌｉは内部等価インピーダンスのインダクタンス成分である。

図１１は、単相電圧型交直変換装置における制御ブロックの接続関係を例示した図である。三相電圧型交直変換装置の場合と同様に、上位指令ベクトルＢ１、最上位制御ブロックＢ２、ａｃ−ＡＶＲブロックＢ３、ＥＴＭ−ＰＷＭブロックＢ４及び主スイッチＢ５が含まれる。ａｃ−ＡＶＲブロックＢ３については、特許文献２に記載される内部等価インピーダンスをインダクタンス主体とする単相ａｃ−ＡＶＲを適用することで、インバータの出力回路に接続される変圧器に偏磁の恐れがなくなる。さらに、内部等価インピーダンスを抵抗成分とインダクタンス成分の並列回路とできるために設計上の自由度が増加する。

図１及び図２に、本実施形態に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図を示し、図１１で示した各ブロックについてより詳細に説明する。

図１に示す単相電圧型交直変換装置１１は、交流端子２２から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源（不図示）からの電圧を直流端子２１で受けて単相交流電圧に変換して交流端子２２から出力する単相電圧型交直変換回路４０と、交流端子２２の単相交流電圧に対して位相を遅延させた遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて交流端子２２の単相交流電圧と単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成回路３０と、交流端子２２の単相交流電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトル１２０が入力され、入力された上位指令ベクトル１２０、位相差生成回路３０からの位相差に相応する電圧並びに交流端子２２の単相交流出力に基づいて、交流端子２２の単相交流電圧の振幅及び周波数が上位指令ベクトル１２０による指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路７０と、交流端子２２の単相交流電圧の周波数を規定する規準周波数、上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号及び位相差生成回路３０からの位相差に相応する電圧に基づいて電気角を生成し、電気角に単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角を同期させる周波数制御回路５０と、交流端子２２の単相交流電圧、周波数制御回路５０からの生成値並びに上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号に基づいて、単相出力電圧の振幅、周波数及び位相が交流端子２２の単相交流電圧の振幅を規定する規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成値の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路６０と、を備える。

上位指令ベクトル１２０が図１１の上位指令ベクトルＢ１に相当する。上位電圧制御回路７０が図１１の最上位制御ブロックＢ２に相当する。下位電圧制御回路６０及び周波数制御回路５０が図１１のａｃ−ＡＶＲブロックＢ３に相当する。ゲート信号発生器４１が図１１のＥＴＭ−ＰＷＭブロックＢ４に相当する。単相電圧型交直変換回路４０に含まれる単相電圧型交直変換部が図１１の主スイッチＢ５に相当する。

単相電圧型交直変換回路４０は、ＰＷＭ指令に基づいてゲート信号発生器４１により発生させたゲート信号のパルス幅に応じて不図示の直流電圧源からの電圧を単相交流電圧に変換する。直流電圧源は、バッテリ等の単独で直流電圧を出力する電圧源、風力発電等の発電方法で発電し整流して直流電圧を出力する電圧源、又は直流コンデンサの電圧を制御して直流電圧を出力する電圧源を例示することができる。この場合、出力電圧検出回路３１の接続点と交流端子２２との間にさらにブロッキングインダクタを備え、単相交流電圧のそれぞれをブロッキングインダクタを介して交流端子２２から出力することとしてもよい。単相電圧型交直変換回路４０でのＰＷＭ成分の交流端子２２への流出を防止することができる。

図４及び図５に単相電圧型交直変換回路の概略構成図を示す。

図４に示す単相電圧型交直変換回路４０−１は、交流端子２２から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ちゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源からの電圧を直流端子２１で受けて単相交流電圧に変換して出力する単相電圧型交直変換部４２、単相電圧型交直変換部４２の単相交流電流を検出しその大きさに応じて生成した信号を出力する電流検出回路４３、及び入力されるＰＷＭ指令と電流検出回路４３からの出力との差分についての許容値が予め設定されており、前記差分を所定周期でサンプリングし、前記サンプリング毎に前記差分が前記許容値に収まるようにゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器４１を有する。ゲート信号発生器４１は、サンプリング周期毎にタイミングパルスが入力される。前記差分についての許容値やサンプリング周期は、単相電圧型交直変換装置１１に求められる仕様により設定される。さらに、単相電圧型交直変換回路４０−１は、単相電圧型交直変換部４２の単相交流電圧から単相電圧型交直変換部４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去して出力する単相交流フィルタ回路４５と、を有する。

また、図５に示す単相電圧型交直変換回路４０−２は、図４の電流検出回路４３に代えて、単相電圧型交直変換部４２の単相交流電圧を検出し単相交流電圧の大きさに応じて生成した信号を出力する電圧検出回路４４を備える。この場合、ゲート信号発生器４１は、入力されるＰＷＭ指令と電圧検出回路４４からの出力との差分についての許容値が予め設定されており、前記差分を所定周期でサンプリングし、前記サンプリング毎に前記差分が前記許容値に収まるようにゲート信号を発生させて出力する。

図４及び図５に示す単相電圧型交直変換部４２の持つ内部等価インピーダンスは、後述するように図１の単相電圧型交直変換装置１１内の制御変数により持たせることもできるし、図４及び図５の単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の出力に抵抗、リアクトル若しくは単相変圧器又はこれらの組み合わせを接続して持たせることもできる。例えば、単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の単相出力にそれぞれ抵抗又はリアクトルを直列に接続してもよいし、さらに抵抗を接続した場合には抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続してもよい。また、単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の単相出力に単相変圧器を接続してもよい。また、単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の単相出力にそれぞれリアクトルを接続した場合には、リアクトルの後段に単相変圧器を接続してもよい。さらに、単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の単相出力にそれぞれ抵抗を接続し、抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続した場合には、当該リアクトルの後段に単相変圧器を接続してもよい。このように、単相電圧型交直変換回路４０が内部等価インピーダンスを持つことにより、図１の単相電圧型交直変換装置１１は、電圧源として電力系統に接続して運転することが可能となる。

図１の単相電圧型交直変換回路４０を図４又は図５に示す構成とすることにより、単相電圧型交直変換装置１１は、単相交流フィルタ回路４５（図４及び図５）を備えることから、単相電圧型交直変換部４２からの出力から単相電圧型交直変換部４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去することができる。また、電流検出回路４３又は電圧検出回路４４において単相電圧型交直変換部４２からの電流又は電圧を検出し、ゲート信号発生器４１においてＰＷＭ指令と電流検出回路４３又は電圧検出回路４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させることで電流誤差が許容範囲内に収まるように制御すること、或いは出力電圧をＰＷＭ指令に追従させることができる。

ここで、図６に、図４及び図５における単相電圧型交直変換部の概略構成図を示す。また、図７に、図４及び図５における単相交流フィルタ回路の概略構成図を示す。

図６に示す単相電圧型交直変換部４２は、４個の自己消弧型スイッチ４６ｇ、４６ｈ、４６ｋ、４６ｌと、４個のダイオード４６ａ、４６ｂ、４６ｅ、４６ｆと、を備える。自己消弧型スイッチ４６ｇ、４６ｈ、４６ｋ、４６ｌは、入力信号のオン／オフに応じてスイッチのオン／オフを切替える素子で、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を例示できる。単相電圧型交直変換部４２は、入力信号として図４又は図５に示すゲート信号発生器４１からゲート信号が入力される。単相電圧型交直変換部４２は、ゲート信号に応じて４つのスイッチのオン／オフを４つの自己消弧型スイッチ４６ｇ、４６ｈ、４６ｋ、４６ｌごとにパルス信号により切替えることで、直流電圧源２３からの電圧を単相交流電圧に変換して交流端子２４、２６から出力することができる。出力電圧は、パルス信号のパルス幅を変えることで変化させることができる。なお、図６において直流端子２１−１，２１−２は、概略図である図１の直流端子２１に対応する。

図７に示す単相交流フィルタ回路４５は、図４又は図５の単相電圧型交直変換部４２からの単相出力を入力側の交流端子２４、２６で受けて出力側の交流端子２２−１、２２−３から出力する間で、電流を制御するインダクタ４７ｄと、交流端子２２−１と交流端子２２−３との間に接続された抵抗４７ａと、コンデンサ４７ｇと、を有する。インダクタ４７ｄ、抵抗４７ａ及びコンデンサ４７ｇの各容量は、出力側の交流端子２２−１，２２−３からの出力信号の周波数特性に応じて適宜定めることができる。なお、抵抗４７ａを省き、コンデンサ４７ｇを交流端子２２−１と交流端子２２−３との間に接続してもよい。図４及び図５の単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２では、単相交流フィルタ回路４５として図７の単相交流フィルタ回路４５を適用して単相電圧型交直変換部４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去することができる。なお、図７において交流端子２２−１、２２−３は、概略図である図１の交流端子２２に対応する。

図１の出力電圧検出回路３１は、交流端子２２の単相交流電圧を検出し、位相差生成回路３０、下位電圧制御回路６０及び上位電圧制御回路７０にそれぞれ出力する。また、出力電圧検出回路３１の前段にローパスフィルタを備え、出力電圧検出回路３１への単相交流電圧をローパスフィルタを介して検出することとしてもよい。単相交流電圧からＰＷＭ成分を除去して単相電圧型交直変換装置１１の制御を安定化させることができる。また、出力電圧検出回路３１の後段にローパスフィルタを備え、出力電圧検出回路３１からの出力電圧をローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。出力電圧検出回路３１からの出力電圧からＰＷＭ成分を除去して単相電圧型交直変換装置１１の制御を安定化させることができる。

図１の位相差生成回路３０は、交流端子２２の単相交流電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）と単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する。図１２は、位相差生成回路３０の概略構成図の一例である。位相差生成回路３０は、端子３３−１から入力される単相交流電圧から所定の位相を遅らせた遅延単相交流を生成する位相遅れ単相交流生成器３５と、端子３３−１から入力される単相交流電圧、位相遅れ単相交流生成器３５からの遅延単相交流の電圧及び端子３３−３から入力される値から位相差に相応する電圧を生成する位相差電圧生成器３６と、位相差に相応する電圧を出力する端子３３−２を有する。図１２では、位相遅れ単相交流生成器３５が遅延単相交流の位相をほぼ９０°遅らせているが、遅らせる位相は０°及び１８０°でなければ、何れの角度でもかまわない。

端子３３−１には出力電圧検出回路３１が検出した単相交流電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）が入力される。端子３３−３には、後述する周波数制御回路５０が生成する電気角５７が入力される。交流端子２２の単相交流電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）は、数式１で表せる。

ここで、ω_ｓ：角周波数［ｒａｄ／ｓ］、θ_ｓ：位相角［ｒａｄ］、Ｅ_ｓ：実効値［Ｖ］である。なお、位相角の基準を内部起電圧におく。

交流端子２２の単相交流電圧の角周波数ω_ｓと単相電圧型交直変換回路４０の規準角周波数ω_ｃｏとが等しい場合は、単相交流電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）と位相遅れ単相交流電圧Ｖ”_ＦＩＬ（ｔ）との位相差が９０°となり、位相遅れ単相交流生成器３５が生成する位相遅れ単相交流電圧Ｖ”_ＦＩＬ（ｔ）は数式２で表せる。

位相差電圧生成器３６は、単相交流電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）、位相遅れ単相交流電圧Ｖ”_ＦＩＬ（ｔ）及び周波数制御回路５０が生成する生成値から位相差に相応する電圧Ｖ_ｑ（ｔ）を出力する。位相差に相応する電圧Ｖ_ｑ（ｔ）は数式３で表される。

θ_ｉの角速度がω_ｓに等しくなれば、数式３は定数となる。θ_ｓは内部等価インピーダンス両端電圧の位相差であるので一般的に小さい。そこで、Ｖ_ｑ（ｔ）は数式４のように近似できる。

位相差生成回路３０は、生成した位相差に相応する電圧を周波数制御回路５０及び上位電圧制御回路７０にそれぞれ出力する。なお、ここではω_ｓがω_ｃｏと等しい場合のみを示したが、等しくない場合にも同様の近似解を得ることができ、実用上の問題はない。

周波数制御回路５０は、交流端子２２の単相交流電圧の周波数を規定する規準周波数、上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号及び位相差生成回路３０からの出力信号に基づいて単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角を決定する。具体的には、図２に示すように、第二加算器５６が上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号と位相差生成回路３０からの位相差に相応する電圧とを加算する。第二加算器５６が出力する信号の周波数成分にループフィルタ５３が単相交流電圧の周波数差に関わる成分である低域成分を濾過する。ループフィルタ５３において付加する低域濾過要素は、例えば、一次遅れ要素等の遅れ要素である。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。

また、第三加算器５８は、規準周波数設定器５１から出力される規準周波数とループフィルタ５３の出力値とを加算する。時間積分器５５は、第三加算器５８からの出力を時間積分する。時間積分器５５が第三加算器５８からの出力を時間積分することで固有角度θ_ｉとなる電気角５７が得られる。

電気角５７は、下位電圧制御回路６０の第二乗算器６５によって単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角になる。これにより、当該回転角度を電力系統の周波数に追従させることができる。

ここで、位相差生成回路３０では、前述したように交流端子２２の単相交流電圧と単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧との位相差に相応する電圧を出力する。そのため、位相差生成回路３０での信号処理は、単相交流電圧と周波数制御回路５０からの電気角５７との位相を比較する位相比較処理に相当すると考えられる。また、規準周波数設定器５１からの規準周波数とループフィルタ５３からの出力値とを加算して積分する信号処理は、ループフィルタ５３からの出力電圧に応じて電気角５７の値を可変するＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の信号処理に相当すると考えられる。そのため、位相差生成回路３０及び周波数制御回路５０は、全体として、電気角５７が交流端子２２の単相交流電圧の周波数に同期するＰＬＬとしての動作を行っていると考えられる。

図１の上位電圧制御回路７０には、交流端子２２の単相交流電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトル１２０が入力され、周波数制御回路５０からの電気角５７、位相差生成回路３０からの位相差に相応する電圧並びに交流端子２２の単相交流電圧に基づいて、交流端子２２の単相交流電圧の振幅及び周波数が上位指令ベクトル１２０による指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する。上位電圧制御回路７０には、上位指令ベクトル１２０を直接入力するのではなく、上位指令ベクトル１２０の上限と下限を定めるリミッタ１２１を介して入力してもよい。具体的には、図２に示すように、第一乗算器７３が周波数制御回路５０からの電気角５７の正弦値に√２を乗算した値と上位指令ベクトル１２０の電圧振幅指令値とを乗算する。第一減算器７１ａが第一乗算器７３からの信号から交流端子２２の交流出力電圧を減算する。第一上位制御増幅器７２ａが、交流端子２２の単相交流電圧が上位指令ベクトル１２０による前記指令値に近づくように第一減算器７１ａからの信号を増幅して電圧指令信号として出力する。また、第二減算器７１ｂが上位指令ベクトル１２０の周波数指令値に√２を乗算した値から位相差生成回路３０からの位相差に相応する電圧を減算する。第二上位制御増幅器７２ｂが、交流端子２２の単相交流電圧の周波数が上位指令ベクトル１２０による前記指令値に近づくように第二減算器７１ｂからの信号を増幅して周波数指令信号として出力する。

これにより、電力系統の振幅及び周波数が変化しても、当該振幅及び周波数に対する単相電圧型交直変換装置１１の単相出力電圧の振幅及び周波数のそれぞれの誤差分を検出できる。ここで、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂでは、第一減算器７１ａ及び第二減算器７１ｂからの出力に低域濾過要素を付加することとしてもよい。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。また、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂの後段にさらにリミッタを備え、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂからの出力をリミッタを介して出力することとしてもよい。過出力を防止して制御を安定化させることができる。

図１の下位電圧制御回路６０は、交流端子２２の単相交流電圧、周波数制御回路５０の電気角５７を含む電気角指令信号並びに上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流電圧の振幅、周波数及び位相が交流端子２２の単相交流電圧の振幅を規定する規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角指令信号の合成値に近づくように生成した信号をＰＷＭ指令として出力する。また、規準電圧は、規準電圧設定器６１により予め設定する。この規準電圧は交流端子２２の単相交流電圧の振幅の規準となる。

具体的には、図２に示すように、規準電圧設定器６１が規準電圧を設定して出力する。第二乗算器６５が、周波数制御回路５０からの電気角５７の正弦値に√２を乗算した値と規準電圧設定器６１からの規準電圧とを乗算する。第一加算器６２が、上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号と第二乗算器６５が出力する信号とを加算して出力する。なお、第一加算器６２が出力する信号が前記内部起電圧に相当する。第三減算器６３が、第一加算器６２が出力する信号から出力電圧検出回路３１からの信号を減算する。電圧制御器６４が、交流端子２２の単相交流電圧が前記規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角指令信号の前記合成値に近づくように第三減算器６３が出力する信号を制御し、ＰＷＭ指令として出力する。

これにより、上位電圧制御回路７０で検出した偏差分を補償すると共に、単相電圧型交直変換装置１１の単相交流電圧の振幅及び位相を電力系統の振幅及び位相に一致させるように単相電圧型交直変換装置１１の振幅及び位相を制御することができる。電圧制御器６４は、例えば増幅器を適用することができる。ここで、第三減算器６３と電圧制御器６４との間にさらにローパスフィルタを備え、第三減算器６３からの出力をローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。電圧制御器６４での制御を安定化させることができる。また、第三減算器６３と電圧制御器６４との間（この位置にローパスフィルタを備えた場合は、ローパスフィルタと電圧制御器６４との間）にさらに電圧リミッタを備え、第三減算器６３からの出力を電圧リミッタを介して出力することとしてもよい。単相電圧型交直変換装置１１の起動時の出力電圧の過渡変動を抑制することができる。

（内部起電圧計算方法）
まず、出力電圧検出回路３１が交流端子２２の電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）を検出する。この検出値は、位相差生成回路３０に入力され、位相遅れ単相交流生成器３５で位相を９０度遅らせた位相遅れ単相交流電圧Ｖ”_ＦＩＬ（ｔ）を生成する（数２）。そして、位相差電圧生成器３６でＶ_ＦＩＬ（ｔ）、Ｖ”_ＦＩＬ（ｔ）、及び後述する内部起電圧の位相（生成電気角）θ_iを用いて位相差電圧Ｖｑ（ｔ）を生成する（数３、数４）。

続いて、Ｖ_ｑ（ｔ）と第二上位制御増幅器７２ｂからの周波数指令値とを加算してループフィルタ５３を通し、予め設定されている規準角周波数ω_ｃｏを加算して積分回路５５を通すことで内部起電圧の位相角（生成電気角５７）θ_ｉを得る。一方、予め設定されている規準電圧Ｅ_ｃｏと√２ｓｉｎθ_ｉを乗算し、第一上位制御増幅器７２ａからの電圧指令値を加算することで内部起電圧を算出する。

このように、交流端子２２の電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）、規準角周波数ω_ｃｏ、規準電圧Ｅ_ｃｏ、周波数指令値及び電圧指令値を用いて内部起電圧を算出することができる。

（動作概要）
自立運転時、すなわち内部起電圧Ｖ_ｃｏ（ｔ）と交流端子２２の電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）とが一致する場合、第三減算器６３の出力はゼロとなりＰＷＭ指令がゼロ指令となる。このとき、交流電圧源Ｅは内部起電圧Ｖ_ｃｏ（ｔ）で動作する。一方、系統連系運転時、すなわち内部起電圧Ｖ_ｃｏ（ｔ）と交流端子２２の電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）とがずれる場合、第三減算器６３の出力は当該ずれ量が出力され、電圧制御器６４は当該ずれを収束させるＰＷＭ指令を出力する。このとき、交流電圧源Ｅは内部起電圧Ｖ_ｃｏ（ｔ）が電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）に近づくように動作する。

図３に、他の形態に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図を示す。

図３の単相電圧型交直変換装置１１は、図２に示す単相電圧型交直変換装置１１に交流端子２２の単相交流出力電流を変流器３８を介して検出する出力電流検出回路３４をさらに備え、電圧制御器６４からの出力にさらにフィルタ電流補償器６６、ＰＷＭ電流偏差補償器６７及びフィードフォワード増幅器６８からの出力を第四加算器６９において加算した形態である。この場合、単相電圧型交直変換回路４０は、図４又は図５で説明したいずれかの単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２を適用することができる。そのため、図３では、図４又は図５のいずれかの単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２が適用されているものとする。

フィルタ電流補償器６６は、単相電圧型交直変換回路４０内の単相交流フィルタ回路４５（図４又は図５）における電流損失分を補償するように規定された電流補償値を出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置１１では、図４又は図５の単相交流フィルタ回路４５における電流損失分を予めフィルタ電流補償器６６において設定し、電圧制御器６４からの出力ベクトルに加算することで当該電流損失分を補償することができる。また、ＰＷＭ電流偏差補償器６７は、単相電圧型交直変換回路４０からの単相交流電流の電流偏差分を補償するように規定された電流偏差補償値を出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置１１では、ＰＷＭ指令をゼロ指令としたときの単相電圧型交直変換回路４０における電流偏差分を予めＰＷＭ電流偏差補償器６７において設定し、電圧制御器６４からの出力ベクトルに加算することで当該電流偏差分を補償することができる。また、フィードフォワード増幅器６８は、出力電流検出回路３４が検出した単相交流電流の値が入力され、交流端子２２の負荷に対する電流を補償するように所定のフィードフォワードゲインで増幅して出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置１１では、出力電流検出回路３４において交流端子２２の単相交流電流を検出し、値をフィードフォワード増幅器６８をとおして、電圧制御器６４からの出力値に加算することで負荷電流が変化しても安定した出力電圧を発生することができる。

リミッタ１２１は、上位指令ベクトル１２０の上限と下限を定め、過大な上位指令ベクトル１２０が上位電圧制御回路７０に入力されることを防止する。

以上説明したように、図１から図３の単相電圧型交直変換装置１１は、内部等価インピーダンスを持つことから、電圧源として電力系統に接続して運転することができると共に、周波数制御回路５０、上位電圧制御回路７０及び下位電圧制御回路６０を備えるため、電力系統に対する電圧偏差を自律して補償する自律並行運転が可能である。そのため、装置の信頼性が高まると共に分散配置が可能となる。さらに、複数台並列運転させる場合には、台数制限がなく運転させることができる。

（実施例１）
図３の単相電圧型交直変換装置１１（１００Ｖ，５０Ｈｚ、１ｋＶＡ）を１００Ｖ，４８Ｈｚの電力系統に並列させた場合のシミュレーション波形を図８に示す。ここで、単相電圧型交直変換装置１１の下位電圧制御回路６０には、内部等価インピーダンスがインダクタンスとなる特許文献２の単相電圧型交直変換装置を適用した。

並列直前には４５°の位相差があったが、並列と同時に両者の電圧は一致する。単相電圧型交直変換装置１１の単相交流出力電流は、並列直後にはリミッタ値まで上昇するが、約４０ｍｓ後にはほぼ定常値に落ち着いている。図６に示す単相電圧型交直変換部４２の４個の自己消弧型スイッチ４６ｇ、４６ｈ、４６ｋ、４６ｌについても動作が安定している。

このように、単相電圧型交直変換装置１１は、三相交流の同期発電機と同様の運転特性を実現できる。また、図８のシミュレーションは、同期発電機でも並列が困難とされる４５°と大きい位相差の計算結果であるが、このような場合でも単相電圧型交直変換装置１１は脱調せずに安定して並列できる。

（実施例２）
図３の単相電圧型交直変換装置１１（２００Ｖ，５０Ｈｚ、１ｋＶＡ）を２００Ｖ，５０Ｈｚの商用電源に並列させた場合の実験波形を図９及び図１０に示す。図９は、並列させる前の実験波形であり、図１０は、並列させた後の実験波形である。なお、本実施例では、単相電圧型交直変換装置１１と商用電源との接続にはトランスを用いている。同様に、単相電圧型交直変換装置１１の下位電圧制御回路には、内部等価インピーダンスがインダクタンスとなる特許文献２の単相電圧型交直変換装置を適用した。

商用電源が若干ひずんでおり、並列後の単相交流出力電流に高調波成分が見られるが、これはトランスの磁束飽和に起因するものであり、このような場合でも動作は安定している。

本発明の単相電圧型交直変換装置は、並列冗長運転が必要なＵＰＳ（無停電電源）の他、太陽光発電用インバータ、燃料電池用インバータ、蓄電システム用インバータ、ＤＣリンク付風力発電用インバータ等の分散電源用インバータ、整流器、並びにＳＶＣ（無効電力補償装置）などに適用することができる。また、単相３線式のインバータに対しても適用することができる。

１１：単相電圧型交直変換装置
２１，２１−１，２１−２：直流端子
２２，２２−１，２２−３：交流端子
２３：直流電圧源
２４，２５，２６：交流端子
３０：位相差生成回路
３１：出力電圧検出回路
３３−１〜３３−３：端子
３４：出力電流検出回路
３５：位相遅れ単相交流生成器
３６：位相差電圧生成器
３８：変流器
４０：単相電圧型交直変換回路
４０−１，４０−２：単相電圧型交直変換回路
４１：ゲート信号発生器
４２：単相電圧型交直変換部
４３：電流検出回路
４４：電圧検出回路
４５：単相交流フィルタ回路
４６ａ、４６ｂ、４６ｅ、４６ｆ：ダイオード
４６ｇ、４６ｈ、４６ｋ、４６ｌ：自己消弧型スイッチ
４７ａ：抵抗
４７ｄ：インダクタ
４７ｇ：コンデンサ
５０：周波数制御回路
５１：規準周波数設定器
５２：回転座標変換行列
５３：ループフィルタ
５５：時間積分器
５６：第二加算器
５７：電気角
５８：第三加算器
６０：下位電圧制御回路
６１：規準電圧設定器
６２：第一加算器
６３：第三減算器
６４：電圧制御器
６５：第二乗算器
６６：フィルタ電流補償器
６７：ＰＷＭ電流偏差補償器
６８：フィードフォワード増幅器
６９：第四加算器
７０：上位電圧制御回路
７１ａ：第一減算器
７１ｂ：第二減算器
７２ａ：第一上位制御増幅器
７２ｂ：第二上位制御増幅器
７３：第一乗算器
１２０：上位指令ベクトル
１２１：リミッタ
Ｂ１：上位指令ベクトル
Ｂ２：最上位制御ブロック
Ｂ３：ａｃ−ＡＶＲブロック
Ｂ４：ＥＴＭ−ＰＷＭブロック
Ｂ５：主スイッチ

Claims

交流端子から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ちゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源からの電圧を単相交流電圧に変換して出力する単相電圧型交直変換部、前記単相電圧型交直変換部の単相交流電流を検出し前記単相交流電流の大きさに応じて生成した信号を出力する電流検出回路、及び入力されるＰＷＭ指令と前記電流検出回路からの出力との差分についての許容値が予め設定されており、前記差分を所定周期でサンプリングし、前記サンプリング毎に前記差分が前記許容値に収まるように前記ゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器を有し、前記単相電圧型交直変換部が出力する前記単相交流電圧を前記交流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流電圧と前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル、前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧並びに前記交流端子の単相交流電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の周波数を規定する規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を生成する周波数制御回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の振幅の規準となる規準電圧が設定されており、前記周波数制御回路からの電気角に基づく信号と前記規準電圧とを乗算した値に前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号を加算して前記内部起電圧とし、前記内部起電圧と前記単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
を備える単相電圧型交直変換装置。
交流端子から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ちゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源からの電圧を単相交流電圧に変換して出力する単相電圧型交直変換部、前記単相電圧型交直変換部の単相交流電圧を検出し前記単相交流電圧の大きさに応じて生成した信号を出力する電圧検出回路、及び入力されるＰＷＭ指令と前記電圧検出回路からの出力との差分についての許容値が予め設定されており、前記差分を所定周期でサンプリングし、前記サンプリング毎に前記差分が前記許容値に収まるように前記ゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器を有し、前記単相電圧型交直変換部が出力する前記単相交流電圧を前記交流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流電圧と前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の振幅に対する電圧振幅指令値及び周波数に対する周波数指令値からなる上位指令ベクトルが入力され、入力された前記上位指令ベクトル、前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧並びに前記交流端子の単相交流電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流電圧の振幅及び周波数が前記上位指令ベクトルによる指令値に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の周波数を規定する規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を生成する周波数制御回路と、
前記交流端子の単相交流電圧の振幅の規準となる規準電圧が設定されており、前記周波数制御回路からの電気角に基づく信号と前記規準電圧とを乗算した値に前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号を加算して前記内部起電圧とし、前記内部起電圧と前記単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
を備える単相電圧型交直変換装置。
前記上位電圧制御回路は、前記周波数制御回路が生成した前記電気角に基づく信号と前記上位指令ベクトルとを乗算する第一乗算器と、前記第一乗算器が出力する信号から前記交流端子の単相交流電圧を減算する第一減算器と、前記交流端子の単相交流電圧が前記上位指令ベクトルによる前記指令値に近づくように前記第一減算器からの信号を増幅して前記電圧指令信号として出力する第一上位制御増幅器と、前記上位指令ベクトルから前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧を減算する第二減算器と、前記交流端子の単相交流電圧が前記上位指令ベクトルによる前記指令値に近づくように前記第二減算器からの信号を増幅して前記周波数指令信号として出力する第二上位制御増幅器と、を有し、
前記下位電圧制御回路は、前記規準電圧を設定して出力する規準電圧設定器と、前記周波数制御回路が生成した前記電気角に基づく信号と前記規準電圧設定器からの規準電圧とを乗算する第二乗算器と、前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号と前記第二乗算器が出力する信号とを加算して前記内部起電圧を出力する第一加算器と、前記第一加算器が出力する信号から前記交流端子の単相交流電圧を減算する第三減算器と、前記交流端子の単相交流電圧が前記規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角に基づく信号の合成値に近づくように前記第三減算器が出力する信号を制御し、ＰＷＭ指令として出力する電圧制御器と、を有し、
前記周波数制御回路は、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号と前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧とを加算する第二加算器と、前記第二加算器が出力する信号の周波数成分に低域濾過要素を付加して出力するループフィルタと、前記規準周波数を設定する規準周波数設定器と、前記ループフィルタの出力値に前記規準周波数設定器の出力値を加算する第三加算器と、前記第三加算器が出力する信号を時間積分して前記電気角として出力する時間積分器と、を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の単相電圧型交直変換装置。
前記交流端子の単相交流電流を検出する出力電流検出回路をさらに備え、
前記下位電圧制御回路は、前記単相電圧型交直変換回路が有する単相交流フィルタ回路における電流損失分を補償するように規定された電流補償値を出力するフィルタ電流補償器と、前記単相電圧型交直変換回路からの単相交流電流の電流偏差を補償するように規定された電流偏差補償値を出力するＰＷＭ電流偏差補償器と、前記出力電流検出回路が検出した単相交流電流の値が入力され、前記交流端子の負荷に対する電流を補償するように所定のフィードフォワードゲインで増幅して出力するフィードフォワード増幅器と、前記フィルタ電流補償器の電流補償値、前記ＰＷＭ電流偏差補償器からの電流偏差補償値及び前記フィードフォワード増幅器からの出力値を前記電圧制御器からのＰＷＭ指令値に加算する第四加算器と、を有することを特徴とする請求項３に記載の単相電圧型交直変換装置。
前記位相差生成回路の位相遅れ単相交流発生器は、
前記遅延単相交流の位相を前記交流端子の単相交流電圧から９０°遅らせることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の単相電圧型交直変換装置。
前記上位指令ベクトルの上限と下限を定めるリミッタをさらに備え、上位指令ベクトルは前記リミッタを介して前記上位電圧制御回路に入力されることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の単相電圧型交直変換装置。