JP2013545325A - 回路配置 - Google Patents

回路配置 Download PDF

Info

Publication number
JP2013545325A
JP2013545325A JP2013529637A JP2013529637A JP2013545325A JP 2013545325 A JP2013545325 A JP 2013545325A JP 2013529637 A JP2013529637 A JP 2013529637A JP 2013529637 A JP2013529637 A JP 2013529637A JP 2013545325 A JP2013545325 A JP 2013545325A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit arrangement
hybrid
duplexer
port
arrangement according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2013529637A
Other languages
English (en)
Inventor
シュミットハンマー エドガー
エラ ユハ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TDK Electronics AG
Original Assignee
Epcos AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Epcos AG filed Critical Epcos AG
Publication of JP2013545325A publication Critical patent/JP2013545325A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H7/461—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source particularly adapted for use in common antenna systems
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H7/463—Duplexers
    • H03H7/465—Duplexers having variable circuit topology, e.g. including switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/703—Networks using bulk acoustic wave devices
    • H03H9/706—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/3827—Portable transceivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本発明は，アンテナポート（２），送信ポート（１）及び受信ポート（３）を備え，これらの各ポートがそれぞれ90°ハイブリッド（6, 7, 8）に接続する回路配置を提案する。90°ハイブリッド（6, 7, 8）により，入力信号を位相差が90°である２つの出力信号に分割する。回路配置は，２個のデュプレクサ（4, 5）を更に備える。これらのデュプレクサ（4, 5）は，送信ポート（１）に接続された90°ハイブリッドから出力される両出力信号をアンテナポート（２）において加算的に干渉させ，両出力信号に起因する寄生信号を受信ポート（３）において減算的に干渉させるよう接続されている。
【選択図】図３

Description

本発明は，アンテナポート，送信ポート及び受信ポートを備え，送信ポート及び受信ポートがそれぞれアンテナポートに接続されている回路配置に関するものである。
従来技術において，送信ポート，受信ポート及びアンテナポートがそれぞれデュプレクサの入力部に接続されている回路配置が既知である。この場合，デュプレクサには高度な要件が求められる。即ち，アンテナに対して極めて高い送信出力で伝送を行い，同時に受信出力を低くしてアンテナからの損失を抑えつつ信号を受信ポートに伝送する必要があるためである。デュプレクサ回路の重要なパラメータは，送信ポートの高い送信出力からいかに受信ポートを守るかを決定する分離度である。実際のデュプレクサにおいては，最終的な分離度に応じて，送信信号の僅かな寄生部分が常に送信ポートから受信ポートに到達する。
特許文献１：米国特許出願公開第2009/0296790号公報は，３個のポートを３個の90°ハイブリッドと２個のフェライトサーキュレータにより互いに接続した回路を開示している。このような回路は分離度が優れる。送信ポートからの送信信号は，位相を互いに90°だけシフトさせた２つの信号に分割される。これらの信号は，アンテナポートにおいて加算的に干渉し，受信ポートにおいては減算的に干渉する。特許文献１に開示されている回路にはラダー技術が適用されており，ラダー技術において選択度は重要でないため，選択度に対して高い要件は求められない。選択度は通過帯域内における伝送特性と通過帯域外における減衰特性との関係を示す。これに対応して，選択度の低いフェライトサーキュレータを適用することができる。
これとは対照的に，モバイル無線技術においては送信周波数と受信周波数が異なり，受信出力が非常に小さい。このような場合でも受信信号を処理可能とするためには，送信周波数と受信周波数との間の選択度が高いことが重要である。
特許文献２：米国特許出願公開第2010/0148886号公報は，２個の90°ハイブリッドを備えたデュプレクサを開示している。90°ハイブリッドは，寄生信号を２本の信号経路に分割して送信ポートから受信ポートに到達するように接続されている。両信号経路のうち，一方の信号経路上で信号位相を180°だけシフトさせることにより，他方の信号経路に沿って受信ポートに達する信号は受信ポートにおいて減算的に干渉する。
米国特許出願公開第2009/0296790号公報 米国特許出願公開第2010/0148886号公報
本発明の課題は，送信ポート，受信ポート及びアンテナポートを備える回路配置において，その分離度及び選択度を更に改善させることにある。
この課題は，請求項１に記載した特徴を有する回路配置により解決できる。本発明の好適な実施形態は，従属請求項に記載したとおりである。
本発明は，アンテナポート，送信ポート及び受信ポートを備える回路配置を提供するものであり，アンテナポート，送信ポート及び受信ポートはそれぞれ90°ハイブリッドと接続する。90°ハイブリッドは，入力信号を２個の出力信号に分割し，両出力信号は互いに位相が90°シフトしている。本発明に係る回路配置は，更に２個のデュプレクサを備え，これらデュプレクサの接続は，送信ポートに接続するハイブリッドが出力する両出力信号が，アンテナポートにおいて加算的に干渉し，両出力信号に起因する寄生信号が，受信ポートにおいて減算的に干渉するよう接続される。両信号が互いに位相差を起こさない場合，加算的に干渉する２つの信号が発生する。両信号が180°の位相差を相対的に互いに示した場合は，減算的に干渉する。
本発明に係る回路配置にデュプレクサを適用すると，従来技術により既知のサーキュレータの場合と対比して顕著な利点が達成される。即ち，サーキュレータが入力信号を単に対応する接続部に伝送するのみであるのに対し，デュプレクサはフィルタ的特性を備えているので，デュプレクサを適用すれば選択度が明らかに改善される。更に，サーキュレータとの接続は，アンテナポートにおける配置の点で誤りが生じやすい。サーキュレータの更なる欠点はサイズが大きいことである。
90°ハイブリッドは，４つの接続部101, 102, 103, 104を備える回路網である。その機能を，図１６に示すように離散的素子からなる90°ハイブリッドを参照して説明する。90°ハイブリッドは対称的に構成され，信号は接続部101に入力される。接続部101と102とは互いに接続して本線105を構成し，本線105はインダクタ106を備える。インダクタ106は，更なるインダクタ107と副線108において電磁結合する。これに対応して，入力信号の一部が本線105から分離し，副線108に結合する。接続部103はインピーダンスZ０で接続し，このインピーダンスでターミネートする。接続部102及び103のインピーダンスが対応して調整されている場合，接続部101で結合された全ての信号が，これら両接続部102, 103において分離される。これに対応して，接続部104に出力される信号部分はほぼ無いに等しく，接続部104は実質的に絶縁される。
両接続部102及び103に出力される信号は，互いに位相がシフトしている。その位相差は， 90° + Δnである。Δnは理想的な90°ハイブリッドの場合に0°である。実際の90°ハイブリッドの場合，Δnは通常は約3°である。
一般的に90°ハイブリッドは，入力信号に対して位相を角度Φ1だけシフトさせた信号を接続部102から出力し，入力信号に対して位相を角度Φ２だけシフトさせた信号を接続部103から出力する。理想的な90°ハイブリッドの場合，更に|Φ2 − Φ1|= 90°が成立する。角度Φ1及びΦ2は，例えば0°及び90°とし，又は-45°及び+45°とすることができる。
いずれの信号部分が本線105から分離されて副線108に結合されるかは，電磁結合の結合定数により調整可能である。
離散的素子で構成される90°ハイブリッドでは，種々の代替的な実施形態が既知である。例えば，90°ハイブリッドを，いわゆるランゲカプラのようにマイクロストリップラインで構成することが可能である。更なる可能性としては，ブランチラインカプラが挙げられる。しかし，本線からある信号部分が分離され，副線に結合する点で機能原理は不変である。この副線の接続部は，位相をシフトさせた信号が出力されるようにインピーダンスを整合させる。他の接続部は絶縁される。インビーダンス整合が行われない場合には，絶縁された接続部においても無視できない程度の信号部分が出力される。
90°ハイブリッドは，基本的には以下の２つの機能のために適用する。90°ハイブリッドの第１接続部の入力信号を２つの出力信号の形態で２つの更なる接続部に出力する。それぞれの出力信号は入力信号の約1/2の信号強度を有するため，出力信号の信号強度はそれぞれ入力信号の信号強度よりも約3dB弱まる。理想的な90°ハイブリッドの場合，両出力信号の信号強度は厳密に3dB弱まる。しかし実際の90°ハイブリッドの場合には損失が発生するため，この値は厳密には達成されない。更に，両出力信号間の位相差は約90°となる。
上記に加え，90°ハイブリッドは２つの接続部における２つの信号を加算するためにも適用される。この場合，一方の信号は加算に先立って90°位相をシフトさせる。
更に，90°ハイブリッドは第４接続部を備える。入力信号が第１接続部に達すると，第２及び第３接続部において，約3dBだけ信号強度が低下した出力信号が出力される。通常，第４接続部には信号が出力されない。この際，90°ハイブリッドの４つの接続部全ての間で，インピーダンスを確実に整合させることを前提とする。接続部のインピーダンス整合が行われない場合，第４接続部からも無視できない程度も信号が出力される。
４つの接続部は，その機能に対応して「入力」「出力１」「出力２」及び「絶縁」とも称される。90°ハイブリッドは対称的に構成されるため，４つの接続部のいずれもが「入力」「出力１」「出力２」及び「絶縁部」の機能のうちの何れか１つを担うことが可能である。どの接続部がどの機能を担うかは，どの接続部に入力信号が達するかに応じて決定する。
90°ハイブリッドの特性を，図１及び２を参照して説明する。図１は，90°ハイブリッドの通過特性を示し，「入力」接続部に信号が達する。90°ハイブリッドは2GHzの設計周波数用に設計され，「絶縁」接続部は50Ωでターミネートする。カーブS12は，「出力１」接続部の挿入損失を示し，これに対応してカーブS13は「出力２」接続部の挿入損失を示す。カーブS12及びS13は，設計周波数2GHzで交差する。これに対応し，この設計周波数において両出力信号の信号強度が一致する。カーブS23は更に90°ハイブリッドの分離度を示す。分離度は設計周波数において最大である。
更に図２は，入力信号の周波数に対応する両出力信号の位相差を示す。再び，90°ハイブリッドは2GHzの設計周波数を前提とする。図２から，理想的にはこの設計周波数においてのみ，実際に相対的に位相が90°両出力信号間でシフトすることが理解できる。入力信号の周波数がより低い場合，両出力信号間の位相差も90°未満である。反対に入力信号の周波数が設計周波数を上回る場合，位相差が90°を上回る２つの出力信号が発生する。代替的に，入力周波数が設計周波数を下回り，両出力信号の位相差が90°を上回るような90°ハイブリッド，及び，入力周波数が設計周波数を上回り，両出力信号の位相差が90°を下回るような90°ハイブリッドの設計も可能である。
本発明の好適な実施形態においては，各デュプレクサにおける３つの接続部は，それぞれ90°ハイブリッドと接続する。この場合，送信ポート，受信ポート，アンテナポート及び両デュプレクサの間に，それぞれ１個の90°ハイブリッドを配置する。これに対応して両デュプレクサでは，送信ポート，受信ポート及びアンテナポートが直接デュプレクサと接続する回路と比較して約3dBだけ信号強度が減少した信号がそれぞれ出力される。これにより今度は，最大性能がより低減され，それに対応するデュプレクサが適用可能となる。このようなデュプレクサはサイズが小型化され，構成が単純化されるという利点を示すことが多く，これによりコストは低減し，又は同じコストで通過帯域の挿入損失を向上することが可能になる。
この実施形態において，両デュプレクサの一方を受信ポートの90°ハイブリッドと接続し，この90°ハイブリッドは，受信ポートからの入力信号に対してΦ1度だけ位相をシフトした出力信号をデュプレクサに出力する。この第１デュプレクサは，更に送信ポートの直行ハイブリッドと接続し，この90°ハイブリッドは，送信ポートからの入力信号に対してΦ1度だけ位相をシフトした出力信号をデュプレクサに出力する。このような方法で，送信ポートから受信ポートへの第１信号経路を定義し，この信号経路上でΦ1の２倍だけ全体的な位相差が生じる。
ここで更に，両デュプレクサの他方を受信ポートと接続する90°ハイブリッドと接続し，この90°ハイブリッドは，受信ポートからの入力信号に対してΦ２度だけ位相をシフトした出力信号を，デュプレクサに出力する。この他方のデュプレクサを，更に送信ポートと接続する90°ハイブリッドと接続し，この90°ハイブリッドは，送信ポートからの入力信号に対してΦ2度だけ位相をシフトした出力信号をデュプレクサに出力する。受信ポートと送信ポートの間のこの第２経路上で，位相差が加算され，信号にΦ2の２倍だけ全体的な位相差が生じる。
これに対応して，今度は送信ポートと受信ポートの間に２つの信号経路が存在し，この信号経路により，送信ポートから出力された信号に対して，角度Φ1の２倍，又は角度Φ2の２倍だけ位相差が発生する。90°ハイブリッドは調整され，角度Φ1及びΦ2の差はほぼ90°となり，| Φ1 - Φ2 | ≒ 90°が成り立つ。この場合，両信号経路は相対的に180°の位相差を示す。従って，受信ポートにおいて減算的に干渉し合い，両信号はほぼ消滅する。理想的には，同一構造の２個のデュプレクサ4, 5と，等しい長さの信号経路24, 25を備える対称的レイアウトにおいて，両信号が100%まで消滅する。
更にこの実施形態において，両デュプレクサそれぞれは，アンテナポートと接続するハイブリッドの出力部と接続する。
本発明の回路配置により，送信チャネル及び受信チャネルの分離度が改善する。これに対応して今度は，それ自体では両チャネルに対して充分な分離度を与えることができないデュプレクサが適用可能となる。このようなデュプレクサとしては，周波数が同調可能に構成されたデュプレクサが特に挙げられる。この種のいわゆる同調可能なデュプレクサは，このデュプレクサの通過帯域を同調領域（チューニング領域）内へ移動可能であり，従って，必要な各送信チャネル及び受信チャネルに適応できる。本発明の回路配置により，同調可能なデュプレクサにおいても，送信ポート及び受信ポートの間の分離度を最大化できる。
90°ハイブリッドは離散的素子から構成することができ，マイクロストリップラインとして構成することもできる。マイクロストリップラインとして構成された90°ハイブリッドは，ランゲカプラとも称される。
デュプレクサは音響素子，特にSAW（表面弾性波）デュプレクサ，又はBAW（バルク弾性波）デュプレクサとすることができる。更に，SAW変換器及びBAW変換器を備えたハイブリッドデュプレクサも適用可能である。代替的に，離散的素子からなるデュプレクサ，及び送信フィルタ及び受信フィルタに異なる技術を適用したいわゆるハイブリッドデュプレクサも適用可能である。更に，デュプレクサはハイパスフィルタ及びローパスフィルタの組み合わせを備えることもできる。
本発明の回路配置は，種々の周波数帯域用に設計した，周波数を同調可能なデュプレクサを適用せずに，その替わり，周波数帯域毎に２個のデュプレクサを備え，異なるデュプレクサ及び周波数帯域の間を切替える手段を備えた回路配置とすることも可能である。更にこの場合，回路配置はそれぞれの周波数帯域用に分割された受信ポート及び個別の90°ハイブリッドを備え，送信ポートを切り替えるための手段が，異なる周波数帯域に割り当てられたデュプレクサと選択的に接続する。
更に本発明は，本発明に係る回路配置を備えたモジュールに関する。この際，デュプレクサ及び／又は90°ハイブリッドは，離散的素子としてモジュール基板上に実装するか，又は構造化されたメタライジング部の形態で，少なくとも部分的にモジュール基板に集積可能である。更にモジュール基板上へ，デュプレクサを異なる周波数に調整可能にする素子を集積化することも可能である。こうした素子としては，例えばスイッチ又は同調可能なコンポーネントが挙げられる。
デュプレクサ及びハイブリッドは，特にインダクタンス素子Ｌ，キャパシタンス素子Ｃ及び抵抗素子Ｒとして多層構造のモジュール基板に集積可能である。
更に本発明は，本発明の請求項１〜１９の何れか一項に記載の回路配置を備えた高周波領域における無線通信デバイスに関する。又本発明は，本発明の請求項２０〜２３の何れか一項に記載のモジュールを更に備えたフロントエンドモジュールを有する，高周波領域における無線通信デバイスに関する。
以下，本発明を図示の実施形態に基づいて更に詳説する。図は，概略的であり正確な縮尺に基づいてはいないイメージにより，本発明の異なる実施形態を示している。
90°ハイブリッドの通過特性を示すグラフである。 90°ハイブリッドへの入力信号の周波数に依存する，両出力信号の位相差を示すグラフである。 本発明に係る回路配置図である。 送信ポートと受信ポートの間の２つの信号経路をマークした図１の回路配置図である。 離散的素子からなる同調可能なデュプレクサの通過特性及び分離度を示すグラフである。 ３個の90°ハイブリッドと，離散的素子からなる２個の同調可能なデュプレクサとを備えた本発明に係る回路配置の通過特性及び分離度を示すグラフである。 SAWデュプレクサの通過特性及び分離度を示すグラフである。 ３個の90°ハイブリッドと２個のSAWデュプレクサとを備えた本発明に係る回路配置の通過特性及び分離度を示すグラフである。 SAWデュプレクサの電圧定在波比3:1及び異なる負荷角度における通過特性及び分離度を示すグラフである。 ３個の90°ハイブリッド及び２個のSAWデュプレクサを備えた本発明に係る回路配置の電圧定在波比3:1及び異なる負荷角度における通過特性及び分離度を示すグラフである。 周波数帯域内の周波数に対して調整不能なSAWデュプレクサの通過特性及び分離度を示すグラフである。 各種調整のために同調可能としたデュプレクサの通過特性及び分離度を示すグラフである。 異なる周波数帯域間で切り替え可能な本発明に係る回路配置図である。 それぞれの周波数帯域が個別に受信ポートを備えた，図１１と同様な回路配置図である。 不平衡／平衡作動型デュプレクサと，平衡作動型受信ポートとを備えた本発明に係る回路配置図である。 離散的素子からなる90°ハイブリッドの回路配置図である。
図３は本発明の回路配置を示す。この回路配置は，送信ポート１，アンテナポート２及び受信ポート３を備え，例えば移動無線に適用可能である。この場合，送信ポート１及び受信ポート３は異なる経路を経由し，同じアンテナポート２に接続する。このような回路において重要なパラメータは，選択度及び分離度である。分離度は，送信ポート１からの送信信号のどの部分が受信ポート３に達するか判断するための指標であり，このような信号は，通常不所望である。受信ポート３に受信される信号は，移動無線においては非常に信号強度が低い。従って，このような信号が送信ポート１の寄生信号によって損なわれないことが重要である。
選択度は通過帯域における伝送力と通過帯域外における減衰との関係を示す。移動無線においては受信力が非常に弱いため，受信信号及び送信信号の選択度が高いことが重要である。
本発明に係る回路配置は，更に２個のデュプレクサ4, 5及び３個の90°ハイブリッド6, 7, 8を備える。送信ポート１は直行ハイブリッド６の接続部９に接続する。この接続部９に存在する入力信号は，90°ハイブリッド６から接続部10, 11へと出力され，出力された信号は互いに90°位相をシフトし，入力信号比で信号強度が約３dB弱まる。接続部10では，90°ハイブリッド６の入力信号に対してΦ２だけ位相をシフトした信号が出力する。接続部11で出力された信号は，入力信号に対してΦ1角だけ位相をシフトする。更に90°ハイブリッド６の接続部12には負荷抵抗13が存在し，負荷抵抗13は例えば50Ωとし，これによりインピーダンス整合を確保する。90°ハイブリッド６の接続部10及び11は，それぞれデュプレクサ４又は５と接続する。
同様に，受信ポート３は90°ハイブリッド８と接続部14で接続する。この90°ハイブリッド８の接続部15及び16は，同様にそれぞれデュプレクサ４又は５と接続する。90°ハイブリッド８の第４接続部17は，負荷抵抗18を介して接地する。
アンテナポート２は90°ハイブリッド７と接続部19で接続し，この90°ハイブリッド７の接続部20及び21は，それぞれデュプレクサ４又は５と接続する。90°ハイブリッド７の接続部22は，負荷抵抗23を介して接地する。
90°ハイブリッド6, 7, 8及びデュプレクサ4, 5は，デュプレクサ4, 5の最終的な分離度に基づき，受信ポート３に達する送信信号が理想的に打ち消し合うように相互接続する。
図４は，図３の回路配置において，送信ポート１と受信ポート３の間の異なる信号経路24, 25をマークしたものである。送信ポート１から出力された信号は，90°ハイブリッド６において，互いに位相を90°シフトさせた２つの出力信号に分割され，その際接続部11に出力される信号は，入力信号に対してΦ1だけ位相をシフトし，接続部10に出力される信号は，入力信号に対してΦ２だけ位相をシフトする。接続部11に出力される出力信号はデュプレクサ４に達し，デュプレクサ４からハイブリッド７を経て更にアンテナポート２へ伝送される。デュプレクサ４の最終的な分離度に基づいて，信号の一部分が寄生信号として90°ハイブリッド８へ更に伝送され，90°ハイブリッド８は受信ポート３と接続する。90°ハイブリッド８は，信号を更に接続部16から接続部14へ伝送し，この際Φ１だけ位相がシフトする。これに対応して，送信信号は実線でマークした信号経路24を介して受信ポート３に達し，Φ１×2だけ位相がシフトする。
送信ポート１から出力された信号の第２部分は，90°ハイブリッド６により接続部10に出力され，この際信号はΦ２だけ位相をシフトする。そしてこの信号は第２デュプレクサ５に達し，そこから更にアンテナポート２へ伝送される。しかし，最終的な分離度に基づいて，ある信号部分が更に90°ハイブリッド８へ伝送され，90°ハイブリッド８は受信ポート２と接続する。信号はこの90°ハイブリッド８において新たにΦ２だけ位相をシフトし，合計でΦ２×2だけ位相をシフトして受信ポート３に達する。図４には信号経路25が破線でマークされている。
90°ハイブリッドは，両出力信号に対して常に，位相シフト量の差がほぼ90°となるよう，即ち| Φ1 - Φ2 | ≒ 90°となるよう選択される。これに対応して，両信号経路24, 25を介して，相対的に，理想的には-180°互いに位相をシフトした２つの寄生信号が受信ポート３に達し，受信ポート３において互いが減算的に干渉し，打ち消しあう。両寄生信号の信号強度及び位相が，可及的に良好な状態で一致するよう，両デュプレクサ4, 5は互いに同じ構造とし，両信号経路24, 25の長さを一致させる。
しかしながら，可及的に構造高さを低減するために，設計により両信号経路24, 25の長さが制限できる。例えば，設計により経路24をわずかに経路25より長くできる。このような非対称レイアウトを補正するため，90°ハイブリッド6, 7, 8を調整し，両出力信号の位相差を厳密に90°とせず，この値から僅かに逸脱させることも可能である。例えば，位相差を92°とも選択できる。このためには，送信信号の実際の周波数を僅かに下回る設計周波数に基づいて90°ハイブリッドが設計可能である。図２との関連性においてすでに上述したように，これにより両出力信号間で，90°を上回る位相差が生じる。
当然，逆のケースも又可能である。設計上の理由から，両出力信号間の位相差が90°を下回る程度であることが望ましい場合もある。この場合，90°ハイブリッドは，入力信号の周波数を上回る程度の設計周波数に調整可能である。
従って90°ハイブリッド6, 7, 8は，信号経路24, 25の長さが僅かに非対称であることを総体的に補正できる。
更に90°ハイブリッドは，構造部サイズを可及的に低減するという点において最適化が可能である。この際90°ハイブリッドを，両出力信号間で相対的に90°位相がシフトするよう設計により調整することはできない。このような場合，90°ハイブリッドによる位相差が厳密に90°でないことは，僅かに非対称のレイアウトを選択することで補正できる。
以下のように，90°ハイブリッドからは相対的な位相差が厳密に90°である２つの出力信号が出力し，対称的なレイアウトからは，同一の信号経路長を有する出力信号が出力する。この際，一方の出力信号は入力信号に対する相対的な位相差がΦ1であり，他方の出力信号は入力信号に対する相対的な位相差がΦ２である。理想的には |Φ2 − Φ1|= 90°の条件が成立する。
デュプレクサ４からアンテナポート２方向に伝送された送信信号の第１部分は，90°ハイブリッド７に達する。90°ハイブリッド７において，この信号はΦ２だけ位相をシフトして接続部19に出力される。デュプレクサ５からの送信信号の第２部分は，同様にアンテナポート２へ伝送される。この信号は，90°ハイブリッド７においてΦ1だけ位相をシフトする。これに対応して，両信号部分はアンテナポート２において相対的に90°位相をシフトする。そのため，対応して両信号部分は加算的に干渉し合い，信号強度が加算される。
図５は，離散的素子から構成された個々のデュプレクサに対する通過特性を示し，この場合，同調可能なデュプレクサから出力される。カーブS21はTxフィルタの挿入損失，つまり信号の周波数に依存する，送信ポート１からアンテナポート２への伝送特性を示す。カーブS32はRxフィルタの挿入損失，つまり信号の周波数に依存する，アンテナポート２から受信ポート３への伝送特性を示す。カーブS31はデュプレクサの分離度，即ち。送信ポート１から受信ポート３への信号の伝送特性を示す。
この場合に送信チャネルは880MHzであり，受信チャネルは925MHzである。ここでは同調可能なデュプレクサが使用されるため，デュプレクサが移動無線規格WCDMA（Wideband Code Division Multiple Access)又はLTE（Long Term Evolution）において規定されている周波数帯域全体をカバーするものではない。デュプレクサの全てのポートは，50Ωでターミネートする。図５のマーク26は，受信チャネルの周波数における分離度を示す。周波数が0.925GHzである場合，分離度は30dBを下回り，特に28dBとする。この分離度はWCDMAへ適用するには，充分とはいえない。
更にカーブS11は送信ポート１における反射特性を示す。カーブS22はアンテナポートにおけるフィードバック減衰特性を示し，カーブS33は受信ポート３におけるフィードバック減衰特性を示す。これら３本のカーブS11, S22, S33に対しては右側の減衰量（dB表示）が適用される。
図６は本発明に係る回路配置の通過特性を示す。図６のカーブにおいては，離散的素子からなるデュプレクサ4, 5を適用し，全てのポート1, 2, 3が50Ωでターミネートし，同調可能としたデュプレクサを備える回路配置の通過特性を表している。しかしながら，本発明の技術的範囲内において，離散的素子を堅固に固定したデュプレクサを備えた回路配置とすることも可能である。
図５と同様に，カーブS21はTxフィルタの挿入損失，つまり信号周波数に依存する，送信ポート１からアンテナポート２への伝送特性を示す。カーブS32はRXフィルタの挿入損失，つまり信号周波数に依存する，アンテナポート２から受信ポート３への伝送特性を示す。カーブS31はデュプレクサの分離度，即ち送信ポート１から受信ポート３への信号伝送特性を示す。
マーク27は，受信チャネルの周波数の分離度を示す。周波数が0.925GHzの場合，分離度は50dBを上回る。従って本発明の回路配置により，図５に示される単一のデュプレクサと対比して分離度が20dB以上改善される。
デュプレクサ4, 5を音響素子と共に適用すると，分離度を更に改善することができる。図７はSAWデュプレクサの通過特性を示し，図８は３個の90°ハイブリッド6, 7, 8と２個のSAWデュプレクサ4, 5を備える本発明に係る回路配置の通過特性を示す。図７及び８のデュプレクサは，それぞれ帯域VIII用に設計されている。
図７において，マーク28は受信周波数0.925 GHz用の各SAWデュプレクサが，分離度45dBに達することを示す。これに対応して，SAWデュプレクサはそれ自体すでに，基準で定義された要件を満たす分離度を提供する。
しかしながら，本発明の回路配置にSAWデュプレクサを適用しても，分離度を更に改善することはできない。図８からは，本発明の回路配置が２個のSAWデュプレクサ4, 5を備えた場合，0.925GHzの受信周波数に対して-70dBを上回るほどの分離が可能であることが理解できる。これに対応するカーブS13上のポイントが，マーク29で示される。図７及び図８は，本発明の回路配置により，分離度が約30dB改善されることを示している。
このように分離度が改善されることは，回路配置設計の自由度の点で顕著な利点となる。フィルタ内部の共振器の個数がより少ない分岐フィルタ形式（ラダー型及びラティス型フィルタ）の回路配置を適用することも一考に値し，これによりチップサイズが低減できる。更に回路配置を調整し，分離度に替えて挿入損失を改善することも可能であり，特に本発明の回路配置においては，デュプレクサ4, 5の信号強度が約3dB低減されているため，デュプレクサ4, 5をより低減された最大信号に対応して設計できる。
本発明に係る回路配置の更なる利点は，送信ポート及び受信ポートのインビーダンス整合が改善することである。実際のアンテナでは，使用者との相互作用により，使用中にインピーダンスが変化する。
図７のカーブS11及びS33から，アンテナポート２が丁度50Ωでターミネートする各SAWデュプレクサの送信ポート１及び受信ポート３の反射損失が，通過帯域において-20dBに達することが理解できる。図８は，本発明の回路配置において，送信ポート及び受信ポートの反射損失が顕著に低減していることを示す。この場合，通過帯域において反射損失は-40dBを下回る。
本発明の回路配置は，アンテナポートのインピーダンスの変化に強い。図９は，アンテナポートの電圧定在波比が3:1である場合の帯域VIII用SAWデュプレクサの通過特性及び分離度を示しており，異なる負荷角度が，0°乃至360°の範囲で30°刻みに示される。図９からは，Tx及びRxフィルタの通過帯域における挿入損失は，2dBを上回る変動に左右されることが理解できる。このような変動は，例えば使用者により引き起こされ得るアンテナポートの調整不良に起因する。
図１０は，SAWデュプレクサ及び90°ハイブリッドを備えた本発明の回路配置の通過特性を示す。更に図９及び１０は，本発明の回路配置において，送信ポート又は受信ポートからアンテナへ信号を伝送する際の損失が回避可能であることを示す。従って本発明の回路配置を適用した場合，通過帯域におけるTx及びRxフィルタの挿入損失がより安定する。この場合挿入損失は，0.5dBを下回る振幅にのみ左右される。
さらに図９及び図１０を比較すると，アンテナポートの電圧定在波比が3:1の場合も，本発明に係る回路の分離度が顕著に改善していることが示される。個々のデュプレクサは，0.925GHzの受信チャネルにおいて，最小の分離度，-42dBを示す。それに対して本発明の回路においては，この場合アンテナの調整不良に左右されることなく，最小分離度は-52dBに達する。
反射損失に関しても，カーブS11, S22, S33は本発明に係る回路配置による改善を示す。図９においては，個々のデュプレクサの反射損失は，アンテナポートで-5dB，送信ポートで-10dB，受信ポートで-15dBである。本発明に係る回路においてはこれらの値が改善され，反射損失はアンテナポートで-10dB，送信ポート及び受信ポートではそれぞれ-15dBを上回る。
回路配置の分離度が総体的に顕著に改善されているため，それ自体としては分離度が充分でない構成素子の適用も可能となる。こうした構成素子として，特に同調可能なデュプレクサが挙げられる。このようなデュプレクサは，周波数帯域内の所望の周波数に調整可能である。
周波数が調整できないデュプレクサは，常に基準で定義された通過帯域全体をカバーする必要がある。例えば帯域VIII用には，送信ポートの通過帯域は880MHz〜15MHzの範囲とし，それに対応して受信ポートの通過帯域は925MHz〜60MHzとする。これら通過帯域内では，異なる送信チャネル及び受信チャネルを選択できる。この際，送信チャネル及び受信チャネルはそれぞれ，互いに45MHzの周波数差，いわゆるデュプレクサスペーシングを備えるよう選択する。これに対して周波数を調整可能なデュプレクサを適用する場合，こうしたデュプレクサの通過特性は，使用している送信チャネル及び受信チャネルへと厳密に調整し，全てのデュプレクサスペーシングを45MHzとし，送信ポート及び受信ポートの分離度が最大となるよう選択可能である。これは，図11及び12に示すとおりである。
図１１は，周波数を同調不可能な，帯域VIII用のデュプレクサの通過特性を示し，送受信のための通過帯域30, 31が示される。最も外側のチャネル32, 33, 34, 35が示され，これらは通過帯域30, 31を規定する。送信チャネル32の周波数が880MHzである場合，これに対応して受信チャネル34の周波数は925MHzとなる。送信チャネル33は，スペクトルの反対側末端部における周波数が915MHz，受信チャネル35の周波数は960MHzである。どの送信チャネル及び受信チャネルが使用されるかは，事前には不明であるため，デュプレクサの通過特性は，送信通過帯域30及び受信通過帯域31が完全にカバーされるよう選択されなければならない。
図１２は，周波数帯域内で異なる周波数に調整可能なデュプレクサに対応する通過特性を示す。このためにデュプレクサは，送信フィルタ用の通過帯域の，より周波数の高い右のコーナーが，使用している送信チャネルに対応するよう調整される。調整可能な受信フィルタの，周波数の低い左の通過帯域コーナーは，使用している受信チャネルに対応する。これに対応し，もはやデュプレクサが全ての通過帯域をカバーする必要はなく，実際に使用しているチャネルのみをカバーすればよい。図１２からは，これにより送信ポート及び受信ポートの分離度が改善されていることが理解できる。
本発明の回路を同調可能なデュプレクサと共に使用する場合，Txフィルタの通過帯域における挿入損失が，現に使用されている送信チャネルの周波数用に最小(=カーブの最大部分)となり，現に使用されている送信チャネルと受信チャネルの間のデュプレクサスペーシングの領域において急上昇するよう通過特性を調整する。更に，Rxフィルタの通過帯域における挿入損失が，現に使用されている受信チャネルの周波数用に最小（=カーブの最大部分）となり，現に使用されている受信チャネルと送信チャネルの間のデュプレクサスペーシングの領域において急上昇するよう通過特性を調整する。
図１２は，送信チャネル及び受信チャネルそれぞれを選択する際の，両極端なケースを示す。直線は，送信通過帯域30の最低域チャネル32の通過特性880MHzを，対応して受信通過帯域31の最低域チャネル34用の通過特性925MHzを示す。破線は，送信通過帯域30の最高域チャネル33用の通過特性915MHzを，対応して受信通過帯域31の最高域チャネル35の通過特性960MHzを示す。
図１３は，本発明の回路配置の更なる実施形態を示し，この回路配置においては，異なるモバイル無線帯域間で切り替えが可能である。図１３は，帯域V及びVIII用の二通りの実施形態を示す。しかしながら本発明は２つの帯域に限定されるわけではなく，３つ以上の帯域用にも設計可能である。各周波数帯域用に，回路配置は２個のデュプレクサ4a, 5a又は4b, 5bを備える。これらのデュプレクサ4a, 4b, 5a, 5bの間は，３つのスイッチ36, 37, 38により切り替え可能となる。これらの各スイッチ36, 37, 38は，90°ハイブリッド6, 7, 8及びデュプレクサ4a, 4b, 5a, 5bの間を相互接続する。言い換えると，各90°ハイブリッド6, 7, 8は，スイッチ36, 37, 38により２個のデュプレクサに接続する。周波数帯域Vにおける伝送のために，90°ハイブリッド6, 7, 8が対応するデュプレクサ4a, 5aと帯域V用に接続するよう，スイッチ36, 37, 38が接続される。図１３はこの状態を示す。周波数帯域VIIIにおける伝送においては，90°ハイブリッド6, 7, 8が帯域VIII用に対応するデュプレクサ4b, 5bと接続するよう，スイッチ36, 37, 38が接続される。ポート1, 2, 3の信号は，90°ハイブリッドにおいて２つの信号に分割され，それぞれが約3dBだけ信号強度を弱めるため，それぞれのスイッチ36, 37, 38の信号強度はその半分のみとなる。これにより，性能の点で挿入損失が僅かな，より小型のスイッチが適用可能となる。
図１４は，本発明の回路配置の更なる実施形態を示す。図１４に示された回路配置は基本的には図１３の回路配置に対応しており，相違点は帯域V及びVIII用に分割した受信ポート3a, 3bを備えることのみである。これら分割された各受信ポート3a, 3bに，個々の90°ハイブリッド8a, 8bを割り当てる。送信ポート及び受信ポートの厳密な構成は，強度や残余のスイッチなど，更なる構成素子への回路インターフェイスに左右される。トランシーバ回路が，各周波数帯域用に分割された低雑音増幅回路(LNA: Low Noise Amplifier)を備え，それに対応して，各周波数帯域用に独立したインターフェイスが必要である場合に，図１４の構成を適用する。
図１５は，本発明の回路配置の更なる代替実施形態を示す。この場合，両デュプレクサ4, 5は受信チャネル用の２つの接続部を備え，平衡作動型デュプレクサと呼ばれる。更に受信ポート３も平衡作動型であり，それに対応して２つの入力部3a及び3bを備える。
図３の回路配置と比較すると，受信ポート３と接続する90°ハイブリッド８が，２個の90°ハイブリッド8c, 8dにより置き替えられる。両90°ハイブリッド8c, 8dは，各々受信ポート３の両入力部3a又は3bと接続する。
即ち，本発明の回路配置においては，各単純ポートに対して１個の直行ハイブリッドが備わる。ポートが平衡作動型であれば，各入力部は個別の90°ハイブリッドと接続する。一般的な回路配置においてポートがｎ個の場合，やはりｎ個の90°ハイブリッドが備わり，２つの入力部を有する平衡作動型ポートは２倍に評価される。
図１５の回路配置は更に，下部の信号経路25において90°ハイブリッド６とデュプレクサ５の間に伝送ライン39を備える。この場合の例では，90°ハイブリッド6, 7, 8a, 8bが理想的というのではなく，各90°ハイブリッド6, 7 8c, 8dから出力される両出力信号が，90°からわずかに逸脱する位相差を有することとする。受信ポート８において信号が依然として減算的に干渉するよう，非対称レイアウトを選択する。更に，信号経路25に伝送ライン39を配置する。これにより，対応する信号が位相差を起こし，信号経路24, 25上を送信ポート１から受信ポート８へ達する両信号が，受信ポート３において再び相対的に180°の位相差を起こし，それに対応して減算的に干渉する。
図１５の回路配置においては，単に受信チャネルが適用されており，この受信チャネルは，例えば周波数帯域Vをカバーすることとする。しかしながら，本発明はこの実施形態に限定されるものではない。そのため，平衡作動型Rxポートを備えた図１５の実施形態は，異なる周波数帯域間を切り替える手段を備えた図１３及び１４の実施形態と問題無く組み合わせることができる。
本発明の更なる代替実施形態は，図示されていない。しかしながらこの場合，本発明に係る実施形態は１個のダイプレクサを備える。このダイプレクサは，更に回路配置に集積化することが可能であり，又は複数のデュプレクサのうちの１つをダイプレクサに置き替えることもできる。デュプレクサが１つの入力部及び１つの出力部を備えたアンテナと接続する一方で，ダイプレクサは２つの入力部又は２つの出力部を分割し，これらをアンテナと接続する。本発明の回路配置にダイプレクサが適用される場合は，送信ポート１と受信ポート３の間に更に２つの信号経路が発生し，信号経路が約180°の相対的な位相差を互いに備えるよう，ダイプレクサを接続する。
１ 送信ポート
２ アンテナポート
３ 受信ポート
3a 受信ポート３の入力部
3b 受信ポート３の入力部
４ デュプレクサ
５ デュプレクサ
６ 90°ハイブリッド
７ 90°ハイブリッド
８ 90°ハイブリッド
8a 90°ハイブリッド
8b 90°ハイブリッド
8c 90°ハイブリッド
8d 90°ハイブリッド
９ 90°ハイブリッド６の接続部
10 90°ハイブリッド６の接続部
11 90°ハイブリッド６の接続部
12 90°ハイブリッド６の接続部
13 負荷抵抗
14 90°ハイブリッド８の接続部
15 90°ハイブリッド８の接続部
16 90°ハイブリッド８の接続部
17 90°ハイブリッド８の接続部
18 負荷抵抗
19 90°ハイブリッド７の接続部
20 90°ハイブリッド７の接続部
21 90°ハイブリッド７の接続部
22 90°ハイブリッド７の接続部
23 負荷抵抗
24 第１信号経路
25 第２信号経路
26 マーク
27 マーク
28 マーク
29 マーク
30 送信通過帯域
31 受信通過帯域
32 送信通過帯域30の最低送信チャネル
33 受信通過帯域31の最低受信チャネル
34 送信通過帯域30の最高送信チャネル
35 受信通過帯域31の最高受信チャネル
36 スイッチ
37 スイッチ
38 スイッチ
39 伝送ライン

Claims (24)

  1. アンテナポート（２），送信ポート（１）及び受信ポート（３）を備える回路配置であって，
    少なくとも３個の90°ハイブリッド（6, 7, 8）を備え，該90°ハイブリッド（6, 7, 8）がそれぞれ入力信号を，互いに90°の位相差を有する２つの出力信号に分割し，前記アンテナポート（２），前記送信ポート（１）及び前記受信ポート（３）がそれぞれ少なくとも１つの90°ハイブリッド（6, 7, 8）と接続し，
    少なくとも２個のデュプレクサ（4, 5）を備え，該デュプレクサ（4, 5）が，送信ポート（１）に接続された90°ハイブリッド（６）から出力される両出力信号をアンテナポート（２）において加算的に干渉させると共に，両出力信号に起因する寄生信号を受信ポート（３）において減算的に干渉させるように接続される回路配置。
  2. 請求項１に記載の回路配置であって，
    各デュプレクサ（4, 5）における３つの接続部が，それぞれ１個の90°ハイブリッド（6, 7, 8）に接続する回路配置。
  3. 請求項１又は２に記載の回路配置であって，
    両デュプレクサのうち，一方のデュプレクサ（４）が，受信ポート（３）に接続する90°ハイブリッド（８）と，送信ポート（１）に接続する90°ハイブリッド（６）とに対し，該90°ハイブリッド（6, 8）のそれぞれが各入力信号に対して角度Φ1だけ位相がシフトした出力信号を前記デュプレクサ（４）に出力するように接続され，
    両デュプレクサのうち，他方のデュプレクサ（５）が，受信ポート（３）に接続する90°ハイブリッド（６）と，送信ポート（１）に接続する90°ハイブリッド（８）とに対し，該90°ハイブリッド（6, 8）のそれぞれが各入力信号に対して角度Φ２だけ位相がシフトした出力信号を前記デュプレクサ（５）に出力するように接続され，
    該デュプレクサ（５）において前記角度Φ1及びΦ２の差がほぼ90°であり，
    各デュプレクサ（4, 5）が，前記アンテナポート（２）に接続する90°ハイブリッド（７）の出力部に接続される回路配置。
  4. 請求項３に記載の回路配置であって，
    前記角度Φ1がほぼ0°であり，前記角度Φ２がほぼ90°である回路配置。
  5. 請求項３に記載の回路配置であって，
    前記角度Φ1がほぼ-45°であり，前記角度Φ２がほぼ45°である回路配置。
  6. 請求項１〜５の何れか一項に記載の回路配置であって，
    両デュプレクサ（4, 5）は，それぞれの周波数帯域内で周波数が同調可能である回路配置。
  7. 請求項６に記載の回路配置であって，
    同調可能な前記デュプレクサ（4, 5）は，送信通過帯域の挿入損失が，現に使用されている送信チャネルの周波数用に最小となり，現に使用されている送信チャネルと受信チャネルの間で急上昇するように調整される回路配置。
  8. 請求項６又は７に記載の回路配置であって，
    同調可能な前記デュプレクサ（4, 5）は，受信通過帯域の挿入損失が，現に使用されている受信チャネルの周波数用に最小となり，現に使用されている送信チャネルと受信チャネルの間で急上昇するように調整される回路配置。
  9. 請求項１〜８の何れか一項に記載の回路配置であって，
    前記90°ハイブリッド（6, 7, 8）が離散的素子から構成され，又は該90°ハイブリッド（6, 7, 8）がマイクロストリップラインから構成される回路配置。
  10. 請求項１〜９の何れか一項に記載の回路配置であって，
    前記デュプレクサ（4, 5）が離散的素子から構成され，又は該デュプレクサ（4, 5）が音響素子を含む回路配置。
  11. 請求項１０に記載の回路配置であって，
    前記デュプレクサ（4, 5）が，SAW変換器及びBAW変換器を備えるSAWデュプレクサ，BAWデュプレクサ又はハイブリッドデュプレクサである回路配置。
  12. 請求項１〜９の何れか一項に記載の回路配置であって，
    前記デュプレクサ（4, 5）が，ハイパスフィルタ及びローパスフィルタを備える回路配置。
  13. 請求項１〜１２の何れか一項に記載の回路配置であって，
    前記デュプレクサが同調可能な素子を備える回路配置。
  14. 請求項１〜１３の何れか一項に記載の回路配置であって，
    前記90°ハイブリッド（6, 7, 8）は，回路配置のレイアウト上の非対称性を補正するように位相差が調整される回路配置。
  15. 請求項１〜１３の何れか一項に記載の回路配置であって，
    該回路配置を非対称レイアウトとすることにより，前記90°ハイブリッド（6, 7, 8）で与えられた出力信号の位相差の変動を補償する回路配置。
  16. 請求項１〜１５の何れか一項に記載の回路配置であって，
    複数の異なる周波数帯域用に構成され，それぞれの周波数帯域毎に２個のデュプレクサ（4a, 4b, 5a, 5b）を備え，異なるデュプレクサ（4a, 4b, 5a, 5b）及び周波数帯域間で切り替えを行うための切り替え手段（36, 37, 38）を備える回路配置。
  17. 請求項１６に記載の回路配置であって，
    それぞれの周波数帯域用に分離された受信ポート（３）を備え，それぞれの受信ポートが各別の90°ハイブリッド（8a, 8b）に接続し，該90°ハイブリッド（8a, 8b）の出力部がそれぞれの周波数帯域用のデュプレクサ（4a, 4b, 5a, 5b）に相互接続し，前記切り替え手段（36, 37, 38）が，送信ポート（１）を切り替えるために，異なる周波数帯域に割り当てられたデュプレクサ（4a, 4b, 5a, 5b）に選択的に接続する回路配置。
  18. 請求項１〜１７の何れか一項に記載の回路配置であって，
    少なくとも１つの受信ポート（３）が平衡作動型である回路配置。
  19. 請求項１〜１８の何れか一項に記載の回路配置であって，
    ダイプレクサを備える回路配置。
  20. 請求項１〜１９の何れか一項に記載の回路配置を備えるモジュール。
  21. 請求項２０に記載のモジュールであって，
    前記デュプレクサ（4, 5）及び／又は前記90°ハイブリッド（6, 7, 8）がモジュール基板に集積されているモジュール。
  22. 請求項２０又は２１に記載のモジュールであって，
    前記デュプレクサ（4, 5）及び前記90°ハイブリッド（6, 7, 8）が，インダクタンス素子Ｌ，キャパシタンス素子Ｃ及び抵抗素子Ｒとして多層構造のモジュール基板に集積されているモジュール。
  23. 高周波領域における無線通信装置であって，
    請求項１〜１９の何れか一項に記載の回路配置を備える装置。
  24. 高周波帯域における無線通信装置であって，
    請求項２０〜２２の何れか一項に記載のモジュールで構成したフロントエンドモジュールを備える装置。
JP2013529637A 2010-09-27 2011-09-20 回路配置 Pending JP2013545325A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102010046677.8A DE102010046677B4 (de) 2010-09-27 2010-09-27 Schaltungsanordnung
DE102010046677.8 2010-09-27
PCT/EP2011/066350 WO2012041739A1 (de) 2010-09-27 2011-09-20 Schaltungsanordnung

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015048544A Division JP5982519B2 (ja) 2010-09-27 2015-03-11 回路配置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2013545325A true JP2013545325A (ja) 2013-12-19

Family

ID=44719894

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013529637A Pending JP2013545325A (ja) 2010-09-27 2011-09-20 回路配置
JP2015048544A Active JP5982519B2 (ja) 2010-09-27 2015-03-11 回路配置

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015048544A Active JP5982519B2 (ja) 2010-09-27 2015-03-11 回路配置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9240622B2 (ja)
JP (2) JP2013545325A (ja)
KR (1) KR101892166B1 (ja)
CN (1) CN103119782A (ja)
DE (1) DE102010046677B4 (ja)
WO (1) WO2012041739A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017520164A (ja) * 2014-05-19 2017-07-20 エプコス アクチエンゲゼルシャフトＥｐｃｏｓ Ａｇ マルチプレクサ、およびマルチプレクサを備えるモバイル用通信機器
US10972072B2 (en) 2018-03-14 2021-04-06 Murata Manufacturing Co., Ltd. Composite multiplexer

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8723619B2 (en) * 2011-03-09 2014-05-13 Kathrein-Werke Kg Filter arrangement having first and second duplex filters
DE102011114642B4 (de) 2011-09-30 2015-07-30 Epcos Ag Modul und Chip
US9356643B2 (en) 2011-12-29 2016-05-31 Rf Micro Devices, Inc. RF duplexing device
US9083311B2 (en) 2011-12-30 2015-07-14 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Apparatus having double phase-matched configuration for reducing magnitude of intermodulation products
US9319208B2 (en) * 2012-01-10 2016-04-19 Rf Micro Devices, Inc. RF duplexing device
DE102012107873B4 (de) 2012-08-27 2019-02-14 Snaptrack, Inc. Duplexer
DE102012107877B4 (de) 2012-08-27 2016-01-07 Epcos Ag Duplexer
US9438288B2 (en) 2012-12-07 2016-09-06 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. System providing reduced intermodulation distortion
DE112013006963T5 (de) 2013-04-17 2016-01-07 Epcos Ag Schaltungsanorderung
DE102013105999A1 (de) * 2013-06-10 2014-12-24 Epcos Ag Mobilfunkgerät mit gemeinsam genutztem Filter, Verfahren zum Betrieb des Mobilfunkgeräts und Verwendung eines Filters
US9602156B2 (en) * 2014-04-22 2017-03-21 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for diversity modules
US9961631B2 (en) 2015-02-12 2018-05-01 Harris Corporation Power saving transceiver switch configuration
KR102324960B1 (ko) 2015-06-25 2021-11-12 삼성전자 주식회사 통신 장치 및 이를 포함하는 전자 장치
US9991578B2 (en) * 2015-10-20 2018-06-05 Honeywell International Inc. Systems and methods for mode suppression in a cavity
EP3375100B1 (en) * 2015-11-12 2022-04-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Duplexer
CN107196623B (zh) 2016-03-15 2021-03-12 络达科技股份有限公司 具主动校准机制的声波装置
US20170302429A1 (en) * 2016-04-15 2017-10-19 Andrew Wireless Systems Gmbh Duplexing and combining networks
US10367475B2 (en) 2016-10-28 2019-07-30 Skyworks Solutions, Inc. Acoustic wave filter including surface acoustic wave resonators and bulk acoustic wave resonator
JP7057636B2 (ja) * 2017-08-16 2022-04-20 株式会社村田製作所 マルチプレクサ
SG10201902753RA (en) 2018-04-12 2019-11-28 Skyworks Solutions Inc Filter Including Two Types Of Acoustic Wave Resonators
DE102018112847A1 (de) 2018-05-29 2019-12-05 RF360 Europe GmbH Multiplexerschaltung mit verbesserter Isolation und Multiplexer-Bauelement
US10686485B1 (en) * 2018-12-06 2020-06-16 Qorvo Us, Inc. High isolation duplexer/quasi circulator with two quadrature couplers
US11658688B2 (en) 2019-05-01 2023-05-23 Skyworks Solutions, Inc. Multiplexer with bulk acoustic wave filter and multilayer piezoelectric substrate filter

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003517239A (ja) * 1999-12-14 2003-05-20 エプコス アクチエンゲゼルシャフト 改善された送信帯域／受信帯域分離を有するデュプレクサ
US20070015468A1 (en) * 2005-04-14 2007-01-18 Kouki Ammar B Balanced active and passive duplexers
JP2007214718A (ja) * 2006-02-08 2007-08-23 Hitachi Media Electoronics Co Ltd 高周波回路装置及びこれを搭載した通信装置。
JP2008177956A (ja) * 2007-01-19 2008-07-31 Hitachi Cable Ltd 通信基地局及びそれを用いた通信システム
WO2009078095A1 (ja) * 2007-12-18 2009-06-25 Fujitsu Limited デュプレクサ、およびデュプレクサを含むモジュール、通信機器
JP2009528759A (ja) * 2006-02-28 2009-08-06 ケーエムダブリュ・インコーポレーテッド 無線通信基地局の共用化装置
WO2010053131A1 (ja) * 2008-11-05 2010-05-14 日立金属株式会社 高周波回路、高周波部品、及びマルチバンド通信装置

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USB351737I5 (ja) 1966-05-02
GB2170358B (en) * 1985-01-23 1988-09-21 John Domokos Microwave power divider
JPH06284043A (ja) * 1993-03-29 1994-10-07 Soshin Denki Kk 集中定数型方向性結合器
JP2001156569A (ja) * 1999-11-26 2001-06-08 Murata Mfg Co Ltd 積層型ｌｃ複合部品
DE10054968A1 (de) * 2000-11-06 2002-05-08 Epcos Ag Frontend-Schaltung mit Duplexer für ein Kommunikationssystem
EP1377994B1 (en) 2001-04-11 2010-09-29 Kyocera Corporation Tunable ferro-electric filter
JP4604433B2 (ja) 2001-08-30 2011-01-05 ソニー株式会社 無線通信装置および方法
JP2003110360A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Seiko Epson Corp 電圧制御型発振器、受信装置および通信装置
US6806768B2 (en) * 2001-10-31 2004-10-19 Qualcomm Incorporated Balanced power amplifier with a bypass structure
CA2413714C (en) 2001-12-07 2011-11-15 Ecole De Technologie Superieure Adjustable electronic duplexer
DE10208169A1 (de) * 2002-02-26 2003-09-04 Epcos Ag Abstimmbares Filter und Verfahren zur Frequenzabstimmung
JP2004320446A (ja) 2003-04-16 2004-11-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチモード通信装置
JP3919194B2 (ja) 2003-08-11 2007-05-23 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 フロントエンドモジュール
US7123883B2 (en) 2003-09-26 2006-10-17 Nokia Corporation Systems and methods that employ a balanced duplexer
TW200520201A (en) * 2003-10-08 2005-06-16 Kyocera Corp High-frequency module and communication apparatus
JP2005244336A (ja) * 2004-02-24 2005-09-08 Kyocera Corp 電子回路モジュール
DE102004049684B4 (de) * 2004-10-12 2019-01-03 Snaptrack, Inc. Frontendmodul mit einem Antennenschalter
DE102005037040A1 (de) * 2005-08-05 2007-02-08 Epcos Ag Elektrisches Bauelement
DE102006031548A1 (de) * 2006-07-07 2008-01-17 Epcos Ag Sendeempfangsschaltung
WO2008082638A1 (en) 2006-12-29 2008-07-10 Knox Michael E High isolation signal routing assembly for full duplex communication
US8126452B2 (en) * 2007-11-29 2012-02-28 Intel Mobile Communications GmbH Systems and methods for self-calibrating transceivers
US7834719B2 (en) 2008-05-31 2010-11-16 Applied Radar Inc Lange-ferrite circulator for simultaneous transmit and receive (STAR) with high isolation and noise suppression
DE102008045346B4 (de) 2008-09-01 2018-06-07 Snaptrack Inc. Duplexer und Verfahren zum Erhöhen der Isolation zwischen zwei Filtern
US8264298B2 (en) 2009-10-01 2012-09-11 Unidyne, Inc. Filtering device and a method for filtering a signal
US8723619B2 (en) * 2011-03-09 2014-05-13 Kathrein-Werke Kg Filter arrangement having first and second duplex filters

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003517239A (ja) * 1999-12-14 2003-05-20 エプコス アクチエンゲゼルシャフト 改善された送信帯域／受信帯域分離を有するデュプレクサ
US20070015468A1 (en) * 2005-04-14 2007-01-18 Kouki Ammar B Balanced active and passive duplexers
JP2007214718A (ja) * 2006-02-08 2007-08-23 Hitachi Media Electoronics Co Ltd 高周波回路装置及びこれを搭載した通信装置。
JP2009528759A (ja) * 2006-02-28 2009-08-06 ケーエムダブリュ・インコーポレーテッド 無線通信基地局の共用化装置
JP2008177956A (ja) * 2007-01-19 2008-07-31 Hitachi Cable Ltd 通信基地局及びそれを用いた通信システム
WO2009078095A1 (ja) * 2007-12-18 2009-06-25 Fujitsu Limited デュプレクサ、およびデュプレクサを含むモジュール、通信機器
WO2010053131A1 (ja) * 2008-11-05 2010-05-14 日立金属株式会社 高周波回路、高周波部品、及びマルチバンド通信装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017520164A (ja) * 2014-05-19 2017-07-20 エプコス アクチエンゲゼルシャフトＥｐｃｏｓ Ａｇ マルチプレクサ、およびマルチプレクサを備えるモバイル用通信機器
US10972072B2 (en) 2018-03-14 2021-04-06 Murata Manufacturing Co., Ltd. Composite multiplexer

Also Published As

Publication number Publication date
DE102010046677B4 (de) 2017-10-12
CN103119782A (zh) 2013-05-22
JP2015159546A (ja) 2015-09-03
JP5982519B2 (ja) 2016-08-31
DE102010046677A1 (de) 2012-03-29
US20130234806A1 (en) 2013-09-12
US9240622B2 (en) 2016-01-19
KR101892166B1 (ko) 2018-08-27
KR20130139267A (ko) 2013-12-20
WO2012041739A1 (de) 2012-04-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5982519B2 (ja) 回路配置
CN109921808B (zh) 用于射频滤波器的系统和方法
EP1976134B1 (en) Radio circuit arrangement with improved decoupling
US9590794B2 (en) Enhancing isolation and impedance matching in hybrid-based cancellation networks and duplexers
US8995310B2 (en) Communication module
US10277259B2 (en) Front-end circuit for simultaneous transmission and reception operation
US8891412B2 (en) Circuit configuration for a mobile radio device and method for operating the same
US8412121B2 (en) Circuit integrating a tunable antenna with a standing wave rate correction
US10129008B2 (en) Module
WO2015123668A1 (en) Hybrid-based cancellation in presence of antenna mismatch
WO2016204053A1 (ja) 高周波フロントエンド回路
JP2012519445A (ja) 信号を送受信するための通信システムおよび方法
KR102041721B1 (ko) 복합형 필터 장치, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
US20170288632A1 (en) Variable filter circuit, rf front end circuit and communication device
CN107534452B (zh) 射频电路以及射频模块
WO2012011309A1 (ja) 分波器
US20170324393A1 (en) Radio Frequency Duplexer
KR102432604B1 (ko) 멀티플렉서, 고주파 프런트엔드 회로 및 통신 장치
US20140043113A1 (en) Duplexer with phase shifter circuit
US10530415B2 (en) HF circuit and front-end circuit comprising an HF circuit
CN111869115B (zh) 具备泄漏消除功能的双工滤波器装置
US10027353B2 (en) High-frequency front end circuit
US9130534B2 (en) Impedance matching circuit capable of broadband operation

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20140508

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20140527

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20140825

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20141111

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20150311

A911 Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911

Effective date: 20150319

A912 Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A912

Effective date: 20150403