JP2013516151A - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents
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Abstract
Description
ることは実装によってはかなり大がかりになる可能性がある。
本発明のさらなる実施形態が以下の図面を参照して記述される。
f(x,c)=p(q(x))=c1x+c2x2+c3x3+...+cjxj,
となり、ここで、c=[c1,c2,c3,...,cj]は、多項式関数fの係数ベクトルである。“最小二乗”法は、残留二乗誤差の合計を最小化することにより、誤差信号e=y’’−xを最小化しようとする。
ここで、
であり、添字iは信号eの時間サンプリングした値を示す。Sの最小値は、ベクトルcに関する勾配を零とすることで得られる。
勾配は、
および
最小二乗誤差に基づく確率的勾配アルゴリズム、例えば最小二乗平均(LMS)は:
ここで、μは収束速度の制御に利用されるステップ幅の好適な小さい値である。
(y’)*・y’’=(I’I’’+Q’Q’’)+j(I’Q’’-Q’I’’) (式1)
バンドパス変調信号y’は次のように表現できる:
y’(t)=I’(t)cos(ω0t)-Q’(t)sin(ω0t),
ここで、ω0=2pf0であり、f0は搬送波周波数である。
および
と定義すると、信号y’は次のように表現できる。
y’(t)=A’(t)cos(ω0t+φ’(t))
同様に、出力信号y’’は次のように表現できる:
y’’(t)=I’’(t)cos(ω0t)-Q’’(t)sin(ω0t),
ここで、I’’(t)とQ’’(t)は増幅器130の非線形効果を受ける。
y’=Kw
であると仮定する。ここで、Kはアップコンバージョンチェーンに依存する定数行列である。誤差eを評価する一方法は、複素信号を次のように処理して行われる。
定数Kは最小化アルゴリズムに無関係であるので、e’を最小化することはeを最小化することと等価である。従って、プレディストーション特性の更新処理は、評価誤差e’の値を最小化することにより行われる。
(y’)*・y’’=(I’I’’+Q’Q’’)+j(I’Q’’-Q’I’’) (式1)
バンドパス変調信号y’は次のように表現できる:
y’(t)=I’(t)cos(ω0t)-Q’(t)sin(ω0t),
ここで、ω0=2pf0であり、f0は搬送波周波数である。
および
と定義すると、信号y’は次のように表現できる。
y’(t)=A’(t)cos(ω0t+φ’(t))
同様に、増幅器130の出力信号y’’は次のように表現できる:
y’’(t)=I’’(t)cos(ω0t)-Q’’(t)sin(ω0t),
ここで、I’’(t)とQ’’(t)は増幅器130の非線形効果を受ける。
Claims (14)
- 入力信号(x)を処理する信号処理装置であって、前記信号処理装置は、
処理された信号(y’)を増幅して増幅された信号(y’’)を得るための増幅器(130)と、
1つの信号バージョンが位相シフトされている、前記処理された信号(y’)のバージョンと前記増幅された信号(y’’)のバージョンとを乗算して第1のダウンコンバートされた信号(z1,z1’)を取得し、かつ前記処理された信号(y’)と前記増幅された信号(y’’)とを乗算して第2のダウンコンバートされた信号(z2,z2’)を取得するように構成されたダウンコンバータ(150)と、
前記入力信号(x)をプレディストーション特性に従って、予め歪ませて前記処理された信号(y’)を取得するように構成され、さらに、前記第1のダウンコンバートされた信号(zl,z1’)と前記第2のダウンコンバートされた信号(z2,z2’)とに基づいて前記プレディストーション特性を適応させるように構成されている適応型プレディストータ(110、160)と、
を備える、信号処理装置。 - 前記プレディストータ(110、160)は、前記第1のダウンコンバートされた信号(z1’)と前記第2のダウンコンバートされた信号(z2’)をフィルタリングするためのローパスフィルタ(260、265)を備える、請求項1に記載の信号処理装置。
- 前記プレディストータ(110、160)は、前記第1のダウンコンバートされた信号(z1,z1’)と前記第2のダウンコンバートされた信号(z2,z2’)をアナログ/デジタル変換するためのアナログ/デジタルコンバータ(270)を備える、請求項1〜2に記載の信号処理装置。
- 前記プレディストータ(110、160)は、平均二乗誤差アルゴリズムまたは最小二乗平均アルゴリズムに基づいてプレディストーション特性を適応させるように構成されている、請求項1〜3に記載の信号処理装置。
- 前記アルゴリズムは誤差信号に依存し、かつ前記プレディストータ(110、160)は、前記第1のダウンコンバートされた信号(z1,z1’)を利用して前記誤差信号の第1の成分を導出し、かつ前記第2のダウンコンバートされた信号(z2,z2’)を利用して前記誤差信号の第2の成分を導出するように構成されている、請求項4に記載の信号処理装置。
- 前記プレディストータ(110、160)は、前記プレディストーション特性を形成する多項式関数に基づいて、あるいは前記プレディストーション特性を形成するエントリを有するルックアップテーブルに基づいて、前記入力信号(x)を予め歪ませるように構成されている、請求項1〜5に記載の信号処理装置。
- 前記ダウンコンバータ(150)は、前記第1のダウンコンバートされた信号(zl,z1’)を取得するための第1の乗算器(251)、具体的にはギルバートセルと、前記第2のダウンコンバートされた信号(z2,z2’)を取得するための第2の乗算器(253)、具体的にはギルバートセルと、を備える、請求項1〜6に記載の信号処理装置。
- 前記入力信号(x)はデジタル信号であり、前記信号処理装置は、前記プレディストータ(110)の下流に配置されたデジタル/アナログコンバータ(210)を備える、請求項1〜7に記載の信号処理装置。
- 前記プレディストータ(110)の下流に配置された直交ミキサ(220)をさらに備える、請求項1〜8に記載の信号処理装置。
- 前記プレディストータ(110)と前記増幅器(130)の間に配置された、周波数をアップコンバートするためのアップコンバータ(220)をさらに備える、請求項1〜9に記載の信号処理装置。
- 前記位相シフトされた信号バージョンは90°位相シフトされている、請求項1〜10に記載の信号処理装置。
- 前記増幅器(130)は、第1のカプラ(230)と第2のカプラ(235)とを備え、前記第1のカプラ(230)は前記処理された信号(y’)を前記ダウンコンバータ(150)へ供給するように構成され、前記第2のカプラ(235)は前記増幅された信号(y’’)を前記ダウンコンバータ(150)へ供給するように構成されている、請求項1〜11に記載の信号処理装置。
- 請求項1〜12のいずれか1項に記載の信号処理装置を備える送信路を有する、無線送信装置。
- プレディストーション特性に従って入力信号(x)に予め歪ませて、処理された信号(y’)を取得し、
前記処理された信号(y’)を増幅して増幅された信号(y’’)を取得し、
信号バージョンンの1つが位相シフトである、前記処理された信号(y’)のバージョンと前記増幅された信号(y’’)のバージョンとを乗算して、第1のダウンコンバートされた信号(zl,z1’)を取得し、
前記処理された信号(y’)を前記増幅された信号(y’’)で乗算して第2のダウンコンバートされた信号(z2,z2’)を取得し、
前記第1のダウンコンバートされた信号(zl,zl’)と前記第2のダウンコンバートされた信号(z2,z2’)とに基づいて前記プレディストーション特性を適応させる、
ことを含む、入力信号を処理するための信号処理方法。
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