JP5282172B2 - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、高周波増幅器用の適応型プレディストータの分野に関する。

無線送信機は通常電力増幅器を利用するが、その殆どはスペクトルの再生成と送信信号品質の劣化を起こす非線形効果の影響を受け易い。そのような劣化への対策としては、増幅される信号を予め歪ませて、特にデジタル的に予め歪ませて非線形効果を補償する。このプレディストーションは、増幅器の非線形効果に依存する非線形特性に基づいて遂行される。

プレディストータの非線形特性を評価するために、いわゆる開ループ技術と閉ループ技術が展開される。

開ループ法に関しては、プレディストータ用の非線形特性が事前に決定されて、運転中は固定的に適用される。閉ループ法に関しては、非線形特性は、増幅器の温度、経時変化、周波数変化に起因する非線形パラメータの変化を追跡するように適応して変化する。しかし公知の方法においては、通常変調された高周波信号である増幅器の出力信号は、高周波受信機に相応するダウンコンバートチェーンに提供される。例えば、ダウンコンバージョンのためには様々な局部発振子信号が生成されることが必要で、かつダウンコンバートされた信号はベースバンドのＩ成分とＱ成分を得るために復調されねばならない。

米国特許第４，２９１，２７７号公報には、プレディストータを持った増幅器が記述されており、そこでは増幅器の出力信号は局部発振子信号と混合されてダウンコンバートされ、直交復調器で復調される。復調された信号がプレディストータのパラメータの更新に利用される。しかし、送信機に対してそのようなダウンコンバージョンチェーンを提供す
ることは実装によってはかなり大がかりになる可能性がある。

欧州特許出願公開第２１１７１１５（Ａｌ）号明細書には、送信機がデジタルプレディストータを備える送信システムが記述されている。プレディストータのパラメータは受信器内で更新され、受信機はリターンリンクを介してこれらのパラメータをプレディストータへ提供する。受信機がプレディストータのパラメータを提供するので、プレディストータの効率と適応性が下がる可能性がある。

本発明の目的は、入力信号をプレディストータのために効果的に処理する概念を提供することである。

この目的は独立請求項の特徴によって達成される。さらなる実施形態は従属請求項から明らかである。

本発明は、増幅器の入力信号と増幅器の出力信号がその増幅器の非線形パラメータに関する情報を提供する、という知見に基づくものである。これらの入力信号と出力信号を処理することにより、ベースバンド情報が得られ、これを利用して、増幅器へ向かう信号を予め歪ませるために利用される非線形プレディストーション特性を適応させることが可能である。従って、増幅器の非線形パラメータの変化に適応して追跡しながら、プレディストーションによって増幅器の非線形効果を補償することが可能となる。プレディストーション特性を適応させることは高価で複雑なダウンコンバートチェーンを必要とせず、したがって非線形補償された増幅器の全体のコストの低減につながる。

第１の態様によると、本発明は入力信号処理のための信号処理装置に関する。信号処理装置は、処理された信号を増幅して増幅された信号を得るように構成された増幅器を備える。さらに、信号処理装置は、信号バージョンの１つが位相シフトされている、処理された信号のバージョンと増幅された信号のバージョンとを乗算して第１のダウンコンバートされた信号を取得し、かつ、処理された信号に、増幅された信号を乗算して第２のダウンコンバートされた信号を取得するように構成されたダウンコンバータを備える。信号処理装置はさらに、プレディストーション特性に従って入力信号（ｘ）を予め歪ませて処理された信号を取得するように構成された適応型プレディストータを備え、このプレディストータはさらに、第１のダウンコンバートされた信号と第２のダウンコンバートされた信号に基づいてプレディストーション特性を適応させるように構成されている。例えば、位相シフトされた信号バージョンは、９０°の位相シフトである。従って、ある実装によれば、ダウンコンバータで実行される２つの乗算は複素数の乗算に対応し、特に処理された信号と増幅された信号の複素共役乗算であってよい。ある実装によれば、第１と第２のダウンコンバートされた信号は前述の乗算の複素数結果の複素成分に対応してもよい。

第１の態様の第１の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、プレディストータが第１のダウンコンバートされた信号と第２のダウンコンバートされた信号をフィルタリングするローパスフィルタを備えている。例えば、第１と第２のダウンコンバートされた信号の高周波部分がフィルタリングされて除去され、第１と第２のダウンコンバートされた信号のフィルタリング後のバージョンには、それぞれの信号の直流部分しか基本的には残らない。例えば、その直流成分は、処理された信号、及び／又は増幅された信号のベースバンド成分に対応、または関係する。

第１の態様の第２の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、プレディストータが第１のダウンコンバートされた信号と第２のダウンコンバートされた信号をアナログ／デジタル変換するためのアナログ／デジタルコンバータを備えている。例えば、アナログ／デジタルコンバータは、予め歪ませる入力信号の信号速度に対応する変換速度で動作する。ある実装によれば、アナログ／デジタルコンバータの変換速度は、処理された信号または増幅された信号のそれぞれよりも低く、特に大幅に低くてもよい。

第１の態様の第３の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、プレディストータは、平均二乗誤差アルゴリズムまたは最小二乗平均アルゴリズムに基づいてプレディストーション特性を適応させるように構成されている。例えば、このアルゴリズムは、エラーの最小化、特に、増幅器の非線形効果の補償に関して、平均二乗誤差を最小化するように仕向けられている。

例えば、このアルゴリズムは誤差信号に依存する。ここでプレディストータは、第１のダウンコンバートされた信号を利用して誤差信号の第１の成分を導出し、かつ第２のダウンコンバートされた信号を利用して誤差信号の第２の成分を導出するように構成されている。例えば、誤差信号は複素誤差信号であって、複素誤差信号の複素成分は、それぞれ第１および第２のダウンコンバートされた信号から導出される。

第１の態様の第４の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、プレディストータが、プレディストーション特性を形成する多項式関数に基づいて入力信号を予め歪ませるように構成されている。例えば、多項式関数は、非線形プレディストーション関数の完全ボルテラ近似または打切りボルテラ近似であり、ボルテラ係数が非線形特性を決定する。さらに、多項式関数は、非線形特性を決定する多項式とそれぞれの多項係数からなる非線形プレディストーション関数の、他の任意の非線形表現であってよい。

第１の態様の第５の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、プレディストータが、プレディストーション特性を形成するエントリを持つルックアップテーブルに基づいて入力信号を予め歪ませるように構成されている。例えば、入力信号のそれぞれの値に対して、プレディストータのルックアップテーブルがそれぞれプレディストーション値を与えて、処理された信号を取得する。ルックアップテーブルは複素入力信号に対するエントリを持っていて、複素入力値に対して複素プレディストーション出力値が与えられるようになっていてもよい。

第１の態様の第６の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、ダウンコンバータが、第１のダウンコンバートされた信号を取得するための第１の乗算器と第２のダウンコンバートされた信号を取得するための第２の乗算器とを備える。例えば第１及び／又は第２の乗算器はギルバートセルを備える。ある実装によれば、第１と第２の乗算器は、高周波信号の乗算を実行するように適合されている。

第１の態様の第７の実装によれば、本発明は信号処理装置に関し、入力信号はデジタル信号であり、信号処理装置は、プレディストータの下流に配置されたデジタル／アナログコンバータを備える。例えば、予め歪ませたデジタル入力信号は、デジタル／アナログコンバータによってアナログ信号に変換される。入力信号および予め歪ませた入力信号は複素信号であって、デジタル／アナログコンバータが予め歪ませた複素信号の複素成分の変換を実行するように適合されていてもよい。

第８の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、プレディストータの下流に配置された直交ミキサをさらに備える。例えば、入力信号と、予め歪ませた入力信号とは複素信号であり、直交変調信号を取得するために直交ミキサに供給される。予め歪ませた入力信号がデジタル信号であれば、直交ミキサは、増幅器の前のデジタル／アナログコンバータの上流または下流に配置されてもよい。

第１の態様の第９の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、プレディストータと増幅器との間に配置された、周波数のアップコンバート用のアップコンバータをさらに備える。例えば、予め歪ませた入力信号、または予め歪ませた入力信号の直交変調バージョンは、アップコンバータにより高周波領域へアップコンバートされる。例えば、アップコンバータは、それぞれが１つまたは複数の局部発振周波数を有する１つまたは複数のミキシング段を備える。

第１の態様の第１０の実装形によれば、本発明は信号処理装置に関し、増幅器が第１のカプラと第２のカプラを備えている。第１のカプラは処理された信号をダウンコンバータへ提供し、第２のカプラは増幅された信号をダウンコンバータへ提供するように構成されている。例えば第１及び／又は第２のカプラは方向性カプラを備える。第１と第２のカプラは、処理された信号と増幅された信号の一部をそれぞれダウンコンバータに向けて発射してもよい。

第２の態様によれば、本発明は、上記の実装形の１つによる信号処理装置を備える送信路をもつ無線送信装置に関する。

第３の態様によると、本発明は入力信号処理のための信号処理方法に関する。この方法は、処理された信号を取得するためにプレディストーション特性に従って入力信号（ｘ）を予め歪ませることを含む。処理された信号は増幅されて、増幅された信号が得られる。処理された信号のバージョンが、増幅された信号のバージョンと乗算されて第１のダウンコンバートされた信号が得られる。ここで１つの信号バージョンは位相シフトされている。処理された信号は増幅された信号で乗算され、第２のダウンコンバートされた信号が得られる。プレディストーション特性は、第１のダウンコンバートされた信号と第２のダウンコンバートされた信号とに基づいて適応させられる。

上記の本発明の第１の態様の実装形から、本発明の第３の態様の様々な実装形が生じる。
本発明のさらなる実施形態が以下の図面を参照して記述される。

一実装形による信号処理装置を示す図である。 一実装形による信号処理装置を示す図である。 一実装形によるダウンコンバータを示す図である。 一実装形による信号処理方法のブロック図である。

図１は信号処理装置の一実施形態を示す。信号処理装置は、入力１１１と出力１１２と設定端子１１３とをもつプレディストーションブロック１１０を備える。プレディストーションブロック１１０の入力１１１は信号入力１２０に結合されている。出力１１２は増幅器１３０、具体的には増幅器入力１３１に結合されている。増幅器出力１３２は信号出力１４０に結合されている。信号処理装置は、増幅器入力１３１に結合された第１の入力端子１５１と、増幅器出力１３２に結合された第２の入力端子１５２とを備えるダウンコンバータ１５０をさらに備える。ダウンコンバータ１５０の出力１５３，１５４はそれぞれ、更新ブロック１６０の入力１６１、１６２へ結合されている。更新ブロック１６０の出力１６３は、プレディストータブロック１１０の設定端子１１３に結合されている。

プレディストータブロック１１０と更新ブロック１６０は、適応型プレディストータの機能ブロックである。例えば、適応型プレディストータは信号プロセッサによって実現される。機能ブロック１１０、１６０はソフトウェア、またはプログラマブル回路の部分として実現されてもよい。

ある実装によれば、プレディストータブロック１１０は、信号入力１２０で受信した入力信号を予め歪ませるためのデジタルプレディストータである。予め歪ませた入力信号は処理されて処理された信号ｙ’となり、増幅器１３０の入力信号となる。増幅された信号ｙ’’が、処理された信号ｙ’を増幅する増幅器１３０によって取得される。

増幅器１３０が増幅された信号ｙ’’中にもたらす非線形効果を補償するために、プレディストータブロック１１０が、入力信号ｘの非線形処理を実行する。この目的のために、プレディストータブロック１１０は、非線形部分からなるプレディストーション特性を有する。

ダウンコンバータ１５０は、処理された信号ｙ’と増幅された信号ｙ’’とに基づいて、第１のダウンコンバートされた信号ｚ１’と第２のダウンコンバートされた信号ｚ２’を取得する。ダウンコンバータは、具体的には処理された信号ｙ’のバージョンと増幅された信号ｙ’’のバージョンとを乗算して第１のダウンコンバートされた信号ｚ１’を取得するように構成されている。ここで、信号バージョンの１つは位相シフトされており、具体的には９０°位相シフトされている。ダウンコンバータはさらに、処理された信号ｙ’と増幅された信号ｙ’’とを乗算して第２のダウンコンバートされた信号ｚ２’を取得するように構成されている。

更新ブロック１６０は、プレディストーションブロック１１０のプレディストーション特性を適応させるために、第１および第２のダウンコンバートされた信号ｚ１’、ｚ２’をさらに処理する。例えば、プレディストータは、平均二乗誤差アルゴリズムまたは最小二乗平均アルゴリズムに基づいてプレディストーション特性を適応させるように構成されている。

図２は、信号処理装置のさらなる実施形態を示す。これは図１に示す構成に基づいている。同一または類似のブロック、要素、または信号は、同一の参照符合で示されている。以下においては、そのようなブロック、要素または信号に関する同じ説明は省略する。

図２の信号処理装置はさらに、デジタル／アナログコンバータ２１０を備える。その入力２１１はプレディストータブロック１１０の出力１１２に結合され、入力信号ｘの予め歪ませたバージョンｗを受信する。デジタル／アナログコンバータ２１０の出力２１２は、アップコンバージョンブロック２２０によって増幅器入力１３１へ結合されている。具体的には、アップコンバージョンブロックの入力２２１はデジタル／アナログコンバータ２１０の出力２１２に結合され、アップコンバージョンブロック２２０の出力２２２は増幅器入力１３１に結合されている。例えば、アップコンバージョンブロックは、直交変調信号を生成するための直交ミキサを備えている。アップコンバージョンブロック２２０はさらに、その入力信号の周波数アップコンバージョンのためのアップコンバータを備えている。このために、アップコンバージョンブロック２２０は例えば、それぞれの局部発振子信号でミキシングするために１つまたは複数のミキサを備えている。

ダウンコンバータ１５０はその入力側で、第１のカプラ２３０と第２のカプラ２３５とによって、増幅器入力１３１と増幅器出力１３２へ結合されている。例えば第１及び／又は第２のカプラ２３０、２３５は方向性カプラである。ダウンコンバータ１５０は、第１の乗算器２５１、位相シフタ２５２、及び第２の乗算器２５３を備えている。第１の乗算器２５１は、処理された信号ｙ’のバージョンを増幅された信号ｙ’’の位相シフトバージョンで乗算して、第１のダウンコンバートされた信号ｚ１’を取得する。位相シフト器２５２は９０°位相シフト器である。第２の乗算器２５３は、処理された信号ｙ’のバージョンを増幅された信号ｙ’’のバージョンで乗算して、第２のダウンコンバートされた信号ｚ２’を取得する。別の実装において、位相シフト器２５２は、処理された信号ｙ’が位相シフトしたものとなるように配置されてもよい。この場合、第１の乗算器２５１は、処理された信号ｙ’の位相シフトバージョンを増幅された信号ｙ’’のバージョンで乗算して、第１のダウンコンバートされた信号ｚ１’を取得する。

ダウンコンバータ１５０に結合されている更新ブロック１６０は、第１および第２のダウンコンバートされた信号ｚ１’、ｚ２’をそれぞれフィルタリングするための、第１および第２のローパスフィルタ２６０、２６５を備える。フィルタリングされ、ダウンコンバートされた信号ｚ１、ｚ２は、アナログ／デジタルコンバータ２７０に供給される。その出力は更新器２８０に結合される。例えば、更新器２８０はプレディストータブロック１１０のプレディストーション特性を適応させるための更新アルゴリズムまたは適応アルゴリズムを実行する。

更新器２８０で実行されるアルゴリズムは、誤差信号最小化に基づいていてもよい。以下において、処理された信号ｙ’と増幅された信号ｙ’’をどのように処理してそのような適応アルゴリズムを実装するかを説明する。

以下において、すべて複素信号である信号ｘ、ｙ’、ｙ’’のベースバンド等価表示を検討する。増幅器１３０は、例えば打切りボルテラ級数表示を利用してｐと称する複素多項式関数ｙ’’＝ｐ（ｙ’）としてモデル化可能である。この仮定のもとに、プレディストータブロック１１０のプレディストーション関数もまたモデル化されて、ｑと称する複素多項式関数、つまりｙ’＝ｑ（ｘ）で実装されてもよい。２つの関数のカスケードは：
ｆ（ｘ，ｃ）＝ｐ（ｑ（ｘ））＝ｃ_１ｘ＋ｃ_２ｘ^２＋ｃ_３ｘ^３＋．．．＋ｃ_ｊｘ^ｊ，
となり、ここで、ｃ＝［ｃ_１，ｃ_２，ｃ_３，．．．，ｃ_ｊ］は、多項式関数ｆの係数ベクトルである。“最小二乗”法は、残留二乗誤差の合計を最小化することにより、誤差信号ｅ＝ｙ’’−ｘを最小化しようとする。

ここで、

であり、添字ｉは信号ｅの時間サンプリングした値を示す。Ｓの最小値は、ベクトルｃに関する勾配を零とすることで得られる。

勾配は、

および

最小二乗誤差に基づく確率的勾配アルゴリズム、例えば最小二乗平均（ＬＭＳ）は：

,

ここで、μは収束速度の制御に利用されるステップ幅の好適な小さい値である。

デジタル信号ｘがプレディストータブロック１１０に供給されて、増幅器１３０の非線形効果を予め補正する。例えばブロック２１０でのデジタル／アナログ変換の後、１つまたは複数のアップコンバージョン段階、例えば局部発振子とのミキサを利用するブロック２２０によって信号が無線周波数（ＲＦ）信号ｙ’へアップコンバートされる。信号ｙ’は増幅器１３０の入力における無線周波数信号であり、ｙ’’は出力信号、すなわち増幅された信号ｙ’’である。

非線形歪みのほとんどは増幅器１３０（これはマイクロ波電力増幅器であってよいが）に起因するものと考えられる。従って、信号ｙ’は未だほぼ線型であると仮定することが可能である。

ダウンコンバータ１５０は、下記の式に示すように、ｙ’とｙ’’との解析的乗算を実行する。ただし、ダウンコンバータは信号ｙ’とｙ’’とを、誤差信号ｅの直接評価に利用できるようには変換しない。この実装においては、信号ｚｌとｚ２は、複素数の積ｙ’^＊ｙ’’あるいはｙ’’^＊ｙ’のそれぞれ実数部と虚数部とを表す。複素数の積の可換性により、ダウンコンバータ１５０の入力における２つの信号ｙ’とｙ’’は一般性を失わずに交換可能である。

ｙ’＝Ｉ’＋ｊＱ’かつｙ’’＝Ｉ’’＋ｊＱ’’であるとする。ＩとＱは直交変調されたＱＡＭ信号の位相と直交表示である。複素積ｙ’＊ｙ’’は：
（ｙ’）^＊・ｙ’’＝（Ｉ’Ｉ’’＋Ｑ’Ｑ’’）＋ｊ（Ｉ’Ｑ’’-Ｑ’Ｉ’’） （式１）
バンドパス変調信号ｙ’は次のように表現できる：
ｙ’（ｔ）＝Ｉ’（ｔ）ｃｏｓ（ω_０ｔ）-Ｑ’（ｔ）ｓｉｎ（ω_０ｔ），
ここで、ω_０＝２pｆ_０であり、ｆ_０は搬送波周波数である。

および

と定義すると、信号ｙ’は次のように表現できる。
ｙ’（ｔ）＝Ａ’（ｔ）ｃｏｓ（ω_０ｔ＋φ’（ｔ））
同様に、増幅器１３０の出力信号ｙ’’は次のように表現できる：
ｙ’’（ｔ）＝Ｉ’’（ｔ）ｃｏｓ（ω_０ｔ）-Ｑ’’（ｔ）ｓｉｎ（ω_０ｔ），
ここで、Ｉ’’（ｔ）とＱ’’（ｔ）は増幅器１３０の非線形効果を受ける。

ある実装形によれば、乗算器２５１は次の操作を実行する。

ローパスフィルタ２６０でフィルタリングすると、信号ｚ１は次のようになる。

これは、倍率１／２を除くと、式１の虚数部に等しい。

ある実装形によれば、乗算器２５３は次の操作を実行する。

ローパスフィルタ２６５でフィルタリングすると、信号ｚ２は次のようになる。

これは、倍率１／２を除くと、式１の実数部に等しい。

ある実装形によれば、アナログ／デジタルコンバータ２７０の前のローパスフィルタ２６０、２６５は２ω_０ｔにおける高周波成分を除去する。

複素積ｙ’^＊ｙ’’の２つの成分ｚ１、ｚ２を、アナログ／デジタルコンバータ２７０でデジタル化し、さらに処理することにより、誤差ｅ＝ｘ−ｙ’’のデジタル評価が得られる。

プレディストータブロック１１０の出力１１２に信号ｗを導入する。ｗはＲＦ領域の信号ｙ’のデジタル化された等価表示である。
ｙ’＝Ｋｗ
であると仮定する。ここで、Ｋはアップコンバージョンチェーンに依存する定数行列である。誤差ｅを評価する一方法は、複素信号を次のように処理して行われる。

定数Ｋは最小化アルゴリズムに無関係であるので、ｅ’を最小化することはｅを最小化することと等価である。従って、プレディストーション特性の更新処理は、評価誤差ｅ’の値を最小化することにより行われる。

結果として、ダウンコンバータ１５０で実行されるダウンコンバージョン処理は、ダウンミキサと局部発振子とそのほかの従来型の素子を有する従来型のダウンコンバージョンチェーンを置き換えることができる。

信号ｚ１、ｚ２を利用する別の可能な方法としては、増幅器１３０の振幅誤差｜Ｈ｜と位相誤差Φ_Ｈを直接評価する方法がある。

これらの量の反復測定を用いて増幅器１３０の複素伝達関数Ｈを評価することができ、関数Ｈ^−１を用いてプレディストータブロック１１０においてその補償を行うことができる。

図３はダウンコンバータ１５０の考えられる一実装を示す。ダウンコンバータ１５０は、第１のカプラ２３０によって増幅器入力１３１に結合され、カプラ２３５によって増幅器出力１３２に結合される。この図においては、増幅器１３０は等価な抵抗３１０、３１５で示されている。ダウンコンバータ１５０は、処理された信号ｙ’を第１の乗算器２５１と第２の乗算器２５３の両方に供給するための電力スプリッタ３２０を備えている。電力スプリッタ３２０は、それぞれバラン（平衡−不平衡変換器）３２５、３３０によって乗算器２５１、２５３に結合されている。位相シフト器２５５はその入力側が、カプラ２３５に結合され、また抵抗３３５を介して接地端子に結合されている。位相シフト器２５５はハイブリッド回路であってよいが、そのシフトされた出力は、別のバラン３４０によって第１の乗算器２５１に結合されている。増幅された信号ｙ’’のシフトしてないバージョンは、バラン３４５によって位相シフト器２５５から第２の乗算器２５３へ供給される。乗算器２５１、２５３はギルバートセルで構成されていてもよい。乗算器２５１、２５３の出力はダウンコンバータ１５０の出力１５３、１５４に結合されている。

図４は、前述の装置の１つに適用できる信号処理方法の例示的一実装を示す。

ステップ４１０で、入力信号が処理される。例えば、入力信号は複素デジタル信号であってもよいが、プレディストーション特性に従って予め歪ませて処理された信号が得られる。プレディストーションは、プレディストーション特性を形成する多項式関数によって実行することができる。さらに、プレディストーション特性を形成するエントリを持つルックアップテーブルに基づいてプレディストーションが行われることも可能である。

予め歪ませた信号は直交変調され、及び／又はその後の処理ステップで無線周波数信号にアップコンバートされて、処理された信号を取得することができる。ステップ４２０において、処理された信号が増幅される。例えば、増幅は、マイクロ波電力増幅器などの増幅器によって実行される。このような増幅器は伝達関数を持ち、それが増幅された信号を、特に非線形効果によって歪ませる可能性がある。しかし、ステップ４１０で実行されるプレディストーションは、増幅器のそのような効果、特に非線形効果を補償するように構成されている。

ステップ４３０において、処理された信号と増幅された信号の関数として第１のダウンコンバートされた信号が取得される。具体的には、処理された信号のバージョンが、増幅された信号のバージョンで乗算されて第１のダウンコンバートされた信号が得られる。ここで信号バージョンの１つは位相シフト、特に９０°位相シフトされている。

ステップ４４０において、第２のダウンコンバートされた信号が取得される。このために、処理された信号は増幅された信号で乗算され、第２のダウンコンバートされた信号が得られる。

ステップ４５０において、第１のダウンコンバートされた信号と第２のダウンコンバートされた信号とに基づいてプレディストーション特性が適応される。第１と第２のダウンコンバートされた信号を処理してプレディストーション特性を適応させる様々な方法に関しては、図１と２に関連する説明が参照される。

Claims (14)

1. 入力信号（ｘ）を処理する信号処理装置であって、前記信号処理装置は、
   処理された信号（ｙ’）を増幅して増幅された信号（ｙ’’）を得るための増幅器（１３０）と、
   １つの信号バージョンが位相シフトされている、前記処理された信号（ｙ’）のバージョンと前記増幅された信号（ｙ’’）のバージョンとを乗算して第１のダウンコンバートされた信号（ｚ１，ｚ１’）を取得し、かつ前記処理された信号（ｙ’）と前記増幅された信号（ｙ’’）とを乗算して第２のダウンコンバートされた信号（ｚ２，ｚ２’）を取得するように構成されたダウンコンバータ（１５０）と、
   前記入力信号（ｘ）をプレディストーション特性に従って、予め歪ませて前記処理された信号（ｙ’）を取得するように構成され、さらに、前記第１のダウンコンバートされた信号（ｚｌ，ｚ１’）と前記第２のダウンコンバートされた信号（ｚ２，ｚ２’）とに基づいて前記プレディストーション特性を適応させるように構成されている適応型プレディストータ（１１０、１６０）と、
   を備える、信号処理装置。
2. 前記プレディストータ（１１０、１６０）は、前記第１のダウンコンバートされた信号（ｚ１’）と前記第２のダウンコンバートされた信号（ｚ２’）をフィルタリングするためのローパスフィルタ（２６０、２６５）を備える、請求項１に記載の信号処理装置。
3. 前記プレディストータ（１１０、１６０）は、前記第１のダウンコンバートされた信号（ｚ１，ｚ１’）と前記第２のダウンコンバートされた信号（ｚ２，ｚ２’）をアナログ／デジタル変換するためのアナログ／デジタルコンバータ（２７０）を備える、請求項１〜２に記載の信号処理装置。
4. 前記プレディストータ（１１０、１６０）は、平均二乗誤差アルゴリズムまたは最小二乗平均アルゴリズムに基づいてプレディストーション特性を適応させるように構成されている、請求項１〜３に記載の信号処理装置。
5. 前記アルゴリズムは誤差信号に依存し、かつ前記プレディストータ（１１０、１６０）は、前記第１のダウンコンバートされた信号（ｚ１，ｚ１’）を利用して前記誤差信号の第１の成分を導出し、かつ前記第２のダウンコンバートされた信号（ｚ２，ｚ２’）を利用して前記誤差信号の第２の成分を導出するように構成されている、請求項４に記載の信号処理装置。
6. 前記プレディストータ（１１０、１６０）は、前記プレディストーション特性を形成する多項式関数に基づいて、あるいは前記プレディストーション特性を形成するエントリを有するルックアップテーブルに基づいて、前記入力信号（ｘ）を予め歪ませるように構成されている、請求項１〜５に記載の信号処理装置。
7. 前記ダウンコンバータ（１５０）は、前記第１のダウンコンバートされた信号（ｚｌ，ｚ１’）を取得するための第１の乗算器（２５１）、具体的にはギルバートセルと、前記第２のダウンコンバートされた信号（ｚ２，ｚ２’）を取得するための第２の乗算器（２５３）、具体的にはギルバートセルと、を備える、請求項１〜６に記載の信号処理装置。
8. 前記入力信号（ｘ）はデジタル信号であり、前記信号処理装置は、前記プレディストータ（１１０）の下流に配置されたデジタル／アナログコンバータ（２１０）を備える、請求項１〜７に記載の信号処理装置。
9. 前記プレディストータ（１１０）の下流に配置された直交ミキサ（２２０）をさらに備える、請求項１〜８に記載の信号処理装置。
10. 前記プレディストータ（１１０）と前記増幅器（１３０）の間に配置された、周波数をアップコンバートするためのアップコンバータ（２２０）をさらに備える、請求項１〜９に記載の信号処理装置。
11. 前記位相シフトされた信号バージョンは９０°位相シフトされている、請求項１〜１０に記載の信号処理装置。
12. 前記増幅器（１３０）は、第１のカプラ（２３０）と第２のカプラ（２３５）とを備え、前記第１のカプラ（２３０）は前記処理された信号（ｙ’）を前記ダウンコンバータ（１５０）へ供給するように構成され、前記第２のカプラ（２３５）は前記増幅された信号（ｙ’’）を前記ダウンコンバータ（１５０）へ供給するように構成されている、請求項１〜１１に記載の信号処理装置。
13. 請求項１〜１２のいずれか１項に記載の信号処理装置を備える送信路を有する、無線送信装置。
14. プレディストーション特性に従って入力信号（ｘ）に予め歪ませて、処理された信号（ｙ’）を取得し、
    前記処理された信号（ｙ’）を増幅して増幅された信号（ｙ’’）を取得し、
    信号バージョンンの１つが位相シフトである、前記処理された信号（ｙ’）のバージョンと前記増幅された信号（ｙ’’）のバージョンとを乗算して、第１のダウンコンバートされた信号（ｚｌ，ｚ１’）を取得し、
    前記処理された信号（ｙ’）を前記増幅された信号（ｙ’’）で乗算して第２のダウンコンバートされた信号（ｚ２，ｚ２’）を取得し、
    前記第１のダウンコンバートされた信号（ｚｌ，ｚｌ’）と前記第２のダウンコンバートされた信号（ｚ２，ｚ２’）とに基づいて前記プレディストーション特性を適応させる、
    ことを含む、入力信号を処理するための信号処理方法。

Images