JP2013507855A - 差動四相位相偏移変調送信機のドライブ振幅の制御装置及び方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、差動四相位相偏移変調送信機のドライブ振幅の制御装置及び方法を開示する。前記方法は、差動四相位相偏移変調器が変調信号を加えない連続スペクトル光源からの光信号を変調することと、変調器フィードバック制御ユニットは第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点と接続し、差動四相位相偏移変調器が変調した光信号の一部によって第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点を制御することと、ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御することと、ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御することとを含む。本発明によって差動四相位相偏移変調送信機の制御回路の複雑さを簡単化させ、ドライブのドライブ振幅にパイロット信号を加える必要がないため、余計な光信号対雑音比コストを発生することがない。
【選択図】図３

Description

本発明は通信設備に関し、特に差動四相位相偏移変調送信機のドライブ振幅の制御装置及び方法に関する。

光通信には多くの新しい変調技術、例えば、DPSK（Differential Phase Shift Keying、差動位相偏移変調）、DQPSK（Differential Quadrature Phase Shift Keying、差動四相位相偏移変調）等を適用しているが、DQPSK符号化は更にそれが電気部品レート、色分散及びPMD（ Polarization Mode Dispersion、偏波モード分散）に対する要求を低下させるため、40G光通信システムには重要な地位を占める。DQPSK送信機はMZM（Mach-Zender Modulator、マッハツェンダー変調器）を用いて変調してNRZ-DQPSK（Non-Return-to-Zero-DQPSK、非ゼロ復帰-DQPSK）信号を発生する際に、ドライブ振幅の変化による影響がNRZ-DPSKより随分大きい。

図1はドライブ振幅を変調する影響の模式図であり、その中、図1AがOSNR（Optical Signal Noise Ratio、光信号雑音比）トレランス曲線の模式図であり、図1Aにおいて、実線は光フィルタの帯域幅が37.5GHz（ビット誤り率（BER）=1e-4）でのOSNRトレランス曲線を代表し、一点鎖線は光フィルタの帯域幅が75GHz（BER=1e-4）でのOSNRトレランス曲線を代表し、点線は光フィルタの帯域幅が75GHZ（BER=1e-12）でのOSNRトレランス曲線を表す。図1Bが色分散トレランス曲線によるシミュレーション模式図であり、図1Bには、実線は光フィルタの帯域幅が37.5GHz（BER=1e-4）での色分散トレランス曲線を代表し、一点鎖線は光フィルタの帯域幅が75GHz（BER=1e-4）での色分散トレランス曲線を代表し、点線は光フィルタの帯域幅が75GHZ（BER=1e-12）での色分散トレランス曲線を表す。異なる光フィルタの帯域幅（37.5GHzと75GHz）でOSNRトレランス及びバックツーバックの2dB OSNRコスト色分散トレランスが変調ドライブ振幅よって変わる曲線は図1に示す。

図1からみると、ドライブ振幅がVpiよりも小さい際に、2種類の光フィルタの帯域幅（37.5GHzと75GHz）でドライブ振幅の減少にしたがってOSNRトレランス及び2dB OSNRコスト色分散トレランスはともに急速に増加し、ドライブ振幅が0.5Vpiに減少する際にVpiによるOSNRコストより4dBを超え、NRZ-DPSKである場合よりはるかに大きい。ドライブ振幅がVpiより大きい際に、2種類の光フィルタの帯域幅（37.5GHzと75GHz）でドライブ振幅の増加にしたがってOSNRトレランス及び2dB OSNRコスト色分散トレランスは先に平穏を保持し、次に、急速に増加するが、増加する速度はドライブ振幅が減少する場合より遅く、ドライブ振幅が1.5Vpiに増加する際にVpiによるOSNRコストより2dBに近く、NRZ-DPSKである場合よりはるかに大きい。

ドライブ振幅の変化はNRZ-DQPSK性能への影響が比較的大きく、ドライブ振幅が1.1Vpiである際に、色分散トレランスが最小であるが、そのOSNR性能が最高で、40Gb/sレートのNRZ-DQPSKシステムに対して、優れたOSNR性能により注目するため、最適にドライブ振幅が1.1Vpiである。このため、ドライブ振幅の安定性はNRZ-DQPSK送信機のOSNR性能に対して大きい影響を与えることで、ドライブ振幅に厳しい制御を行う必要がある。

図2は、DQPSK送信機のフィードバック制御装置の構造フレーム模式図であり、図面には、CWは信号を変調しない連続スペクトル光源を表し、ドライバI及びドライバQはDQPSK変調器の上、下の2つのマッハツェンダー変調器のドライブを表し、Bias1、Bias 2、Bias 3はバイアス点1、バイアス点2、バイアス点3である。図に示すように、CWからの光はDQPSK変調器による変調により変調された光信号を発生して出力され、その中、変調された光信号の一部は変調器、ドライバI及びドライバQの状態制御を行うことに用いられる。

従来の技術の欠点は、DQPSK送信機は変調器の3つのバイアス点を制御する必要があるため、制御回路は複雑であり、従来のパイロット信号を加える方法を用い、且つ、時分割多重方式によりドライブ振幅を制御すると、制御回路が非常に大きくなり、且つ、パイロット信号を加えることは一定のOSNRコストを導入することになる。

本発明が解决しようとする技術問題は、DQPSK送信機の制御回路の複雑さを簡単化させる差動四相位相偏移変調送信機のドライブ振幅の制御装置及び方法を提供することである。

本発明は、DQPSK送信機のドライブ振幅の制御装置を提供し、該装置は、第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点、ドライバI、ドライバQ、CWからの光信号を変調するDQPSK変調器を備え、更に、
第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点と接続し、DQPSK変調器が変調した光信号の一部によって第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点を制御することに用いられる変調器フィードバック制御ユニットと、
ドライバIと接続し、ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御することに用いられるドライバIフィードバック制御ユニットと、
ドライバQと接続し、ドライバQの温度変化によって、ドライバQのドライブ振幅を制御することに用いられるドライバQフィードバック制御ユニットとを備える。

好ましくは、前記ドライバIフィードバック制御ユニットは、
ドライバIと接続し、ドライバIの温度変化を検出することに用いられる第1の温度センサー、及び
ドライバIの温度変化によって温度の補償曲線に従って補償してドライバIの第三レベルの金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（MOSFET）のドレイン電圧のオフセットを取得した後に、ドライバIと接続するスイッチング電源変換器にフィードバックし、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の変化を制御することに用いられる第1の直接補償モジュールを備える。

好ましくは、前記ドライバQフィードバック制御ユニットは、
ドライバQと接続し、ドライバQの温度変化を検出することに用いられる第2の温度センサー、及び
ドライバQの温度変化によって温度補償曲線に従って補償してドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧のオフセットを取得した後に、ドライバQと接続するスイッチング電源変換器にフィードバックし、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の変化を制御することに用いられる第2の直接補償モジュールを備える。

好ましくは、前記温度補償曲線はドライバ出力信号のドライブ振幅及びドライバMOSFETのドレイン電圧によって取得されるものである。

好ましくは、前記ドライバIフィードバック制御ユニットは、
ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧と接続し、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を検出することに用いられる第1の電流検出モジュール、及び
ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御し、第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を制御することに用いられる第1の間接補償モジュールを備える。

好ましくは、前記ドライバQフィードバック制御ユニットは、
ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧と接続し、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を検出することに用いられる第2の電流検出モジュールと、及び
ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御し、第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を制御することに用いられる第2の間接補償モジュールを備える。

本発明は、DQPSK送信機のドライブ振幅の制御方法を提供し、該方法は、
DQPSK変調器はCWからの光信号を変調することと、
変調器フィードバック制御ユニットは第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点と接続し、DQPSK変調器が変調した光信号の一部によって第1のバイアス点、第2の バイアス点、第3のバイアス点を制御することと、
ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御することと、
ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御することとを含む。

好ましくは、前記ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御するのは、
ドライバIの温度変化を検出することと、
ドライバIの温度変化によって温度補償曲線に従って補償してドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧のオフセットを取得した後に、ドライバIと接続するスイッチング電源変換器にフィードバックし、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の変化を制御することに用いられることとを含み、
及び/または、
前記ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御するのは、
ドライバQの温度変化を検出することと、
ドライバQの温度変化によって温度補償曲線に従って補償してドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧のオフセットを取得した後に、ドライバQと接続するスイッチング電源変換器にフィードバックし、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の変化を制御することに用いられることとを含む。

好ましくは、前記温度補償曲線はドライバ出力信号のドライブ振幅及びドライバMOSFETのドレイン電圧によって取得されるものである。

好ましくは、前記ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御するのは、
ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を検出することと、
ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御し、第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を制御することとを含み、
及び/または、
前記ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御するのは、
ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を検出することと、
ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御し、第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を制御することとを含む。

本発明の有益な効果は以下の通りである。本発明の実施中に、変調器フィードバック制御ユニットは、第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点と接続するため、DQPSK変調器が変調した光信号の一部によって第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点を制御する一方で、再び変調された光信号の一部をドライバI及びドライバQの状態制御に用いることなく、ドライバI、ドライバQの温度変化によってそれぞれドライバI及びQのドライブ振幅を制御するが、変調器フィードバック制御ユニットによって制御するのではないため、ドライブ振幅の制御回路は、DQPSK変調器のフィードバック制御と分離し、ドライブの温度変化によってドライブのドライブ振幅を制御する。このため、従来の技術に比べ、DQPSK送信機の制御回路の複雑さを簡単化させる。しかも、ドライブのドライブ振幅にパイロット信号を加える必要がないため、余計なOSNRコストを発生することがない。

背景技術におけるドライブ振幅を変調する影響の模式図であり、その中、図1AがOSNRトレランス曲線の模式図である。 背景技術におけるドライブ振幅を変調する影響の模式図であり、その中、図1Bが色分散トレランス曲線によるシミュレーションの模式図である。 背景技術におけるDQPSK送信機のフィードバック制御装置の構造フレームの模式図である。 本発明の実施例におけるDQPSK送信機のドライブ振幅の制御装置の構成模式図である。 本発明の実施例における直接補償方式でのドライブのフィードバック制御の模式図である。 本発明の実施例における直接補償方式での温度補償曲線の模式図である。 本発明の実施例における中間接補償方式でのドライブのフィードバック制御の模式図である。 本発明の実施例におけるDQPSK送信機のドライブ振幅の制御方法の実施フロー模式図である。

DQPSK送信機は、変調器の3つのバイアス点を制御する必要がある。このため、制御回路は複雑であり、従来のようにパイロット信号を加える方法を用い、且つ、時分割多重方式によってドライブ振幅を制御すると、制御回路が非常に大きくなり、且つ、パイロット信号を加えることは一定のOSNRコストを引き起こすことになる。従って、本発明の実施例では、新しいドライブ振幅のモニタリング及び制御技術を提供し、DQPSK送信機の複数に相互結合する制御回路を簡単化し、元のドライブ振幅の制御に変調器によってフィードバックする必要がある方式を分離することに用いられ、ドライブ自身のある信号をフィードバック信号としてドライブ振幅の制御を行うだけでよい。以下に図面を結びつけ本発明の具体的な実施方式について説明する。

図3は、DQPSK送信機のドライブ振幅の制御装置の構成模式図であり、図に示すように、装置には、第1のバイアス点Bias1、第2のバイアス点Bias2、第3のバイアス点Bias3、ドライバI、ドライバQ、CWからの光信号を変調するDQPSK変調器を備え、装置には、更に、
第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点と接続し、DQPSK変調器が変調した光信号の一部によって第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点を制御することに用いられ、その中、光信号の一部が約10%である変調器フィードバック制御ユニットと、
ドライバIと接続し、ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御することに用いられるドライバIフィードバック制御ユニットと、
ドライバQと接続し、ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御することに用いられるドライバQフィードバック制御ユニットとを備える。

上記の案からみると、変調器フィードバック制御ユニットは、再び変調された光信号の一部をドライバI及びドライバQの状態制御に用いることはなく、ドライブ振幅の制御回路は、DQPSK変調器のフィードバック制御と分離し、且つ、他のフィードバック信号によってドライブ振幅を制御する、即ち、ドライブの温度変化によってドライブのドライブ振幅を制御する。

実施中に、従来の信号帯域幅が高く30-40GHzに達する高速ドライブはほとんど多極FET（field effect transistor、電界効果トランジスタ、電界効果管を略称する）と増幅器が直列する構成を用いて、増幅器のゲインは温度の変化により変わり、このように、ドライブ振幅の変化を招致することとする。したがって、以下に、異なる温度によってドライブ振幅を制御する実例を挙げる。

図4は直接補償方式によるドライブフィードバック制御の模式図であり、図中、該ドライブ（Driver）は3つのレベルがあり、各レベルが1つのMOSFET（MetalOxide Semicoductor Field Effect Transistor、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）と見なされ、VD3が第三レベルのMOSFETのドレイン電圧であり、VD2が第二レベルのMOSFETのドレイン電圧であり、VD1が第一レベルののMOSFETのドレイン電圧である。

DC-DCはスイッチング電源変換器であり、Vinが該DC-DCの電源変換の入力電圧である。

TEMP SENSORは温度センサーである。

VGがMOSFETのゲート電圧である。

DACがデジタル／アナログ変換器（Digital to Analog Converter）である。

図に示すように、直接補償方式で、このようなドライブのドライブ振幅はVD3に関わるため、温度センサーによってドライブの温度を検出でき、次に、温度補償アルゴリズムによってDC-DCのフィードバックネットワークを変化することによって、VD3の値を変化し、ドライブのドライブ振幅が変わらないことを保証する。具体的には、該過程は、温度センサーが、先にドライブの温度を検出し、次に、温度補償アルゴリズムによってVD3のオフセットを計算し、再びDACにより該オフセットをDC-DCにフィードバックし、DC-DCにより制御して電圧を出力し、VD3の値を変化するようにすることである。ドライバI及びドライバQは独立にこの温度制御回路によってドライブ振幅を制御することができる。変調器フィードバック制御ユニットは、いずれかの制御方式であってもよく、ドライブ制御回路に影響を与えることがない。

図5は直接補償方式での温度補償曲線の模式図であり、図中、EYE_AMPはドライバ出力信号のドライブ振幅であり、Cが摂氏温度であり、VDがドライバMOSFETのドレイン電圧である。図に示すように、該温度補償曲線によってDC-DCのフィードバックネットワークを変化することができ、即ち、ドライバ出力信号のドライブ振幅及びドライバMOSFETのドレイン電圧によって温度補償曲線を取得することができ、それを温度を補償することに用いる。

上記の実施例からみると、具体的な実施中に、ドライバI及び/またはドライバQへの制御について、次のようにすることができ、
ドライバIフィードバック制御ユニットは、
ドライバIと接続し、ドライバIの温度変化を検出することに用いられる第1の温度センサーと、
ドライバIの温度変化により温度補償曲線に従って補償してVD3のオフセットを取得した後、VD3のオフセットをスイッチング電源変換器DC-DCにフィードバックし、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧VD3の変化を制御することに用いられる第1の直接補償モジュールとを備えてもよい。

ドライバQフィードバック制御ユニットは、
ドライバQと接続し、ドライバQの温度変化を検出することに用いられる第2の温度センサーと、
ドライバQの温度変化により温度補償曲線に従って補償した後、スイッチング電源変換器DC-DCにフィードバックし、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧VD3の変化を制御することに用いられる第2の直接補償モジュールとを備えても良い。

図6は間接補償方式でのドライブフィードバック制御の模式図であり、図における該ドライブは3つのレベルがあり、VD3が第三レベルのMOSFETのドレイン電圧であり、VD2が第二レベルのMOSFETのドレイン電圧であり、VD1が第一レベルのMOSFETのドレイン電圧である。

DC-DCがスイッチング電源変換器であり、Vinが該DC-DC電源変換の入力電圧である。

Current Monitorが電流検出器である。

VGがMOSFETのゲート電圧である。

DACがデジタル／アナログ変換器（Digital to Analog Converter）である。

図に示すように、間接補償方式では、ドライブのドライブ振幅が温度の影響により変化すると、VD3を流れる電流は変化することがあるため、VD3の電流が変化するかどうかを検出することによって間接的にドライブのドライブ振幅が変化するかどうかを検出する。電流の変化を検出すると、VG3の電圧を変化することによってVD3の電流を修正し、VD3の電流が変わらないことを保証し、ドライブにドライブ振幅の制御を行う。ドライバI及びドライバQは独立にこの温度制御回路によってドライブ振幅を制御することができる。変調器フィードバック制御ユニットは、いずれかの制御方式であってもよく、ドライブ制御回路に影響を与えることがない。

上記の実施例からみると、具体的な実施中に、ドライバI及び/またはドライバQへの制御について、次のようにすることができ、
ドライバIフィードバック制御ユニットは、
ドライバIのVD3と接続し、ドライバIのVD3の電流変化を検出することに用いられる第1の電流検出モジュールと、
ドライバIのVD3電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧VG3の電圧変化を制御し、VG3の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧VD3の電流変化を制御することに用いられる第1の間接補償モジュールとを備えてもよい。

ドライバQフィードバック制御ユニットは、
ドライバQのVD3と接続し、ドライバQのVD3の電流変化を検出することに用いられる第2の電流検出モジュールと、
ドライバQのVD3電流変化によってVG3の電圧変化を制御し、VG3の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧VD3の電流変化を制御することに用いられる第2の間接補償モジュールとを備えても良い。

上記の実施案において、直接補償方式の制御方式は簡単であり、ドライブの温度全体範囲内の補償曲線が分かるだけで、フィードバック制御を行える。これに対して、間接補償方式の制御方式は複雑であり、電流検出の方式によってフィードバック制御を行う必要がある。しかしながら、制御精度が直接補償方式より高くなって、電流の微小な変化を検出することによってドライブ振幅を制御できる。具体的な実施中に、異なる適用の場合によって異なる制御方式を用いることができる。

実施中に、それぞれ直接補償及び間接補償を例に説明するが、理論的には、他の方式であってもよく、ドライブの温度変化によってドライブのドライブ振幅を制御できればよく、直接補償及び間接補償は当業者に具体的にいかに本発明を実施するのかを教えることに用いられるが、この2種類の方式しか用いられないという意味ではなく、実施過程中に実践の必要に合わせて相応的な方式を確定することができる。

同一の発明構想に基づいて、本発明の実施例においてDQPSK送信機のドライブ振幅制御方法を提供し、該方法が問題を解決する原理がDQPSK送信機のドライブ振幅の制御装置と同様であるため、該方法の実施は装置の実施を参照でき、重複部分を省略する。

図7はDQPSK送信機のドライブ振幅の制御方法の実施フロー模式図であり、図に示すように、ドライブ振幅制御を行う際に以下の通りのステップを含んでもよく、
ステップ701：DQPSK変調器はCWからの光信号を変調し、
ステップ702：変調器フィードバック制御ユニットは第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点と接続し、DQPSK変調器が変調した光信号の一部によって第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点を制御し、
ステップ703：ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御し、
ステップ704：ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御する。

実施中に、ステップ702、703、704の間に必然的なタイミング要求がない。

実施中に、ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御するのは、
ドライバIの温度変化を検出することと、
ドライバIの温度変化により温度補償曲線に従って補償した後、スイッチング電源変換器DC-DCにフィードバックし、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧VD3の変化を制御することに用いられることとを含んでも良い。

実施中に、ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御するのは、
ドライバQの温度変化を検出することと、
ドライバQの温度変化によって温度補償曲線に従って補償した後スイッチング電源変換器DC-DCにフィードバックし、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧VD3の変化を制御することに用いられることとを含んでも良い。

実施中に、温度補償曲線はドライバ出力信号のドライブ振幅及びドライバMOSFETのドレイン電圧によって取得されることができる。

実施中に、ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御するのは、
ドライバIのVD3の電流変化を検出することと、
ドライバIのVD3電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧VG3の電圧変化を制御し、VG3の電圧変化を制御することによって第三レベルのMOSFETのドレイン電圧VD3の電流変化を制御することとを含んでも良い。

実施中に、ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御するのは、
ドライバQのVD3の電流変化を検出することと、
ドライバQのVD3電流変化によってVG3の電圧変化を制御し、VG3の電圧変化を制御することによって第三レベルのMOSFETのドレイン電圧VD3の電流変化を制御することとを含んでも良い。

上記の実施例から見ると、本発明の実施例において提供した技術案では、変調器フィードバック制御ユニットは、DQPSK変調器の3つのバイアス点電圧を制御することに用いられるため、ドライブフィードバック制御ユニットは、独立にドライブのドライブ振幅を制御することに用いられる。従来の技術に比べ、DQPSK送信機の制御回路の複雑さを簡単化させる。そのほか、本発明は、ドライブのドライブ振幅にパイロット信号を加える必要が無いため、余計なOSNRコストを発生することがない。

本発明の好ましい実施例を説明したが、当業者は一旦基本的な創造概念が分かると、これらの実施例に他の変更や修正を行える。このため、付いている請求項は好ましい実施例及び本発明の範囲に入るすべての変更や修正を含むことを意味する。

本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や変形を加えることができることは当業者にとって明らかである。このように、本発明のこれらの変更や変形は本発明の請求項及びその等同技術の範囲に属すると、本発明はこれらの変更や変形も含む。

図1からみると、ドライブ振幅が1.1Vpiよりも小さい際に、2種類の光フィルタの帯域幅（37.5GHzと75GHz）でドライブ振幅の減少にしたがってOSNRトレランス及び2dB OSNRコスト色分散トレランスはともに急速に増加し、ドライブ振幅が0.5Vpiに減少する際に1.1VpiによるOSNRコストより4dBを超え、NRZ-DPSKである場合よりはるかに大きい。ドライブ振幅が1.1Vpiより大きい際に、2種類の光フィルタの帯域幅（37.5GHzと75GHz）でドライブ振幅の増加にしたがってOSNRトレランス及び2dB OSNRコスト色分散トレランスは先に平穏を保持し、次に、急速に増加するが、増加する速度はドライブ振幅が減少する場合より遅く、ドライブ振幅が1.5Vpiに増加する際に1.1VpiによるOSNRコストより2dBに近く、NRZ-DPSKである場合よりはるかに大きい。

Claims (10)

1. 差動四相位相偏移変調DQPSK送信機のドライブ振幅制御装置であって、
   該装置は、第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点、ドライバI、ドライバQ、信号を変調しない連続スペクトル光源CWからの光信号を変調するDQPSK変調器を含み、
   該装置は更に、変調器フィードバック制御ユニット、ドライバIフィードバック制御ユニット及びドライバQフィードバック制御ユニットを含み、その中、
   変調器フィードバック制御ユニットは、第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点と接続し、DQPSK変調器によって変調された光信号の一部により第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点を制御することに用いられ、
   ドライバIフィードバック制御ユニットは、ドライバIと接続し、ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御することに用いられ、
   ドライバQフィードバック制御ユニットは、ドライバQと接続し、ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御することに用いられる、
   ことを特徴とする差動四相位相偏移変調DQPSK送信機のドライブ振幅制御装置。
2. 前記ドライバIフィードバック制御ユニットは、第1の温度センサー及び第1の直接補償モジュールを含み、その中、
   第1の温度センサーは、ドライバIと接続し、ドライバIの温度変化を検出することに用いられ、
   第1の直接補償モジュールは、ドライバIの温度変化によって温度補償曲線に従って補償し、ドライバIの第三レベルの金属酸化物半導体電界効果トランジスタMOSFETのドレイン電圧のオフセットを取得した後に、ドライバIと接続するスイッチング電源変換器にフィードバックし、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の変化を制御することに用いられる
   ことを特徴とする請求項1に記載の装置。
3. 前記ドライバQフィードバック制御ユニットは、第2の温度センサー及び第2の直接補償モジュールを含み、その中、
   第2の温度センサーは、ドライバQと接続し、ドライバQの温度変化を検出することに用いられ、
   第2の直接補償モジュールは、ドライバQの温度変化によって温度補償曲線に従って補償し、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧のオフセットを取得した後に、ドライバQと接続するスイッチング電源変換器にフィードバックし、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の変化を制御することに用いられる
   ことを特徴とする請求項1に記載の装置。
4. 前記温度補償曲線は、ドライバ出力信号のドライブ振幅及びドライバMOSFETのドレイン電圧によって取得されるものである
   ことを特徴とする請求項2または3に記載の装置。
5. 前記ドライバIフィードバック制御ユニットは、第1の電流検出モジュール及び第1の間接補償モジュールを含み、その中、
   第1の電流検出モジュールは、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧と接続し、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を検出することに用いられ、
   第1の間接補償モジュールは、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御し、第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を制御することに用いられる
   ことを特徴とする請求項1に記載の装置。
6. 前記ドライバQフィードバック制御ユニットは、第2の電流検出モジュール及び第2の間接補償モジュールを含み、その中、
   第2の電流検出モジュールは、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧と接続し、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を検出することに用いられ、
   第2の間接補償モジュールは、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御し、第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を制御することに用いられる
   ことを特徴とする請求項1に記載の装置。
7. DQPSK送信機のドライブ振幅の制御方法であって、
   該方法は、
   DQPSK変調器がCWからの光信号を変調することと、
   変調器フィードバック制御ユニットが第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点と接続し、DQPSK変調器によって変調された光信号の一部により第1のバイアス点、第2のバイアス点、第3のバイアス点を制御することと、
   ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御することと、
   ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御することとを含む
   ことを特徴とするDQPSK送信機のドライブ振幅の制御方法。
8. 前記ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御することは、
   ドライバIの温度変化を検出することと、
   ドライバIの温度変化によって温度補償曲線に従って補償し、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧のオフセットを取得した後に、ドライバIと接続するスイッチング電源変換器にフィードバックし、ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の変化を制御することに用いられることとを含み、
   及び/または、
   前記ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御することは、
   ドライバQの温度変化を検出することと、
   ドライバQの温度変化によって温度補償曲線に従って補償し、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧のオフセットを取得した後に、ドライバQと接続するスイッチング電源変換器にフィードバックし、ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の変化を制御することに用いられることとを含む
   ことを特徴とする請求項7に記載の方法。
9. 前記温度補償曲線は、ドライバ出力信号のドライブ振幅及びドライバMOSFETのドレイン電圧によって取得されるものである
   ことを特徴とする請求項8に記載の方法。
10. 前記ドライバIの温度変化によってドライバIのドライブ振幅を制御することは、
    ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を検出することと、
    ドライバIの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御し、第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を制御することとを含み、
    及び/または、
    前記ドライバQの温度変化によってドライバQのドライブ振幅を制御することは、
    ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を検出することと、
    ドライバQの第三レベルのMOSFETのドレイン電圧電流変化によって第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御し、第三レベルのMOSFETのゲート電圧の電圧変化を制御することによって、第三レベルのMOSFETのドレイン電圧の電流変化を制御することとを含む
    ことを特徴とする請求項7に記載の方法。

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