JP2013153335A - コンパレータ - Google Patents
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Abstract
【課題】寄生容量のチャージ量を調整することで、高速化されたコンパレータを提供する。
【解決手段】第1トランジスタと第2トランジスタから成る差動対及び定電流生成部を有する差動入力部と、差動入力部の出力信号に基づいて、Hi信号又はLo信号を出力する出力部と、を有するコンパレータ。第1入力端子と第1トランジスタの制御電極との間に接続された、第1入力端子から第1トランジスタへ順方向電流が流れる第1整流素子と、第2入力端子と第2トランジスタの制御電極との間に接続された、第2入力端子から第2トランジスタへ順方向電流が流れる第2整流素子と、第1入力電圧が入力されていない状態にて、2つのトランジスタに電流が均等に流れ、第1トランジスタが活性状態となる手前の電圧レベルの補助電圧を、第1整流素子と第1トランジスタの制御電極との間に印加する電圧印加部と、を有する。
【選択図】図1
【解決手段】第1トランジスタと第2トランジスタから成る差動対及び定電流生成部を有する差動入力部と、差動入力部の出力信号に基づいて、Hi信号又はLo信号を出力する出力部と、を有するコンパレータ。第1入力端子と第1トランジスタの制御電極との間に接続された、第1入力端子から第1トランジスタへ順方向電流が流れる第1整流素子と、第2入力端子と第2トランジスタの制御電極との間に接続された、第2入力端子から第2トランジスタへ順方向電流が流れる第2整流素子と、第1入力電圧が入力されていない状態にて、2つのトランジスタに電流が均等に流れ、第1トランジスタが活性状態となる手前の電圧レベルの補助電圧を、第1整流素子と第1トランジスタの制御電極との間に印加する電圧印加部と、を有する。
【選択図】図1
Description
本発明は、差動増幅回路を備えるコンパレータに関するものである。
従来、例えば特許文献1に示されるように、バイアス電流によって活性化されるコンパレータ回路が提案されている。このコンパレータ回路は、入力電圧と任意に設定された基準電圧との比較に基づいたバイアス増強電流をバイアス電流に加算するバイアス増強回路を具備している。この構成により、特許文献1に記載のコンパレータ回路では、各回路を構成するMOSFETの動作速度を高速化させ、入力信号の周波数が上昇しても、出力信号の周波数を入力信号に追随させている。
ところで、上記したように、特許文献1に示されるコンパレータ回路では、バイアス増強電流をMOSFETに流すことで、MOSFETの動作速度を高速化させている。しかしながら、MOSFETの寄生容量のチャージ量を調整することで、MOSFETの動作速度を高速化しているコンパレータは、未だ提案されていない。
そこで、本発明は上記問題点に鑑み、寄生容量のチャージ量を調整することで、高速化されたコンパレータを提供することを目的とする。
上記した目的を達成するために、請求項1に記載の発明は、第1入力端子、第2入力端子、第1入力端子に入力される第1入力電圧が第2入力端子に入力される第2入力電圧よりも高い場合に一方がON状態、第1入力電圧よりも第2入力電圧が高い場合に他方がON状態となる、対を成す第1トランジスタと第2トランジスタ、及び、第1トランジスタと第2トランジスタそれぞれのソース電極若しくはエミッタ電極に定電流を供給する定電流生成部を有する差動入力部と、該差動入力部の出力信号に基づいて、Hi信号、若しくは、Hi信号よりも電圧レベルの低いLo信号を出力する出力部と、を有するコンパレータであって、第1入力端子と第1トランジスタの制御電極との間に接続された、第1入力端子から第1トランジスタへ順方向電流が流れる第1整流素子と、第2入力端子と第2トランジスタの制御電極との間に接続された、第2入力端子から第2トランジスタへ順方向電流が流れる第2整流素子と、第1入力端子に第1入力電圧が入力されていない状態にて、第1トランジスタと第2トランジスタの双方に電流が均等に流れ、第1トランジスタが活性状態となる手前の電圧レベルの補助電圧を、定電流生成部の生成した定電流に基づいて生成し、生成された補助電圧を第1整流素子と第1トランジスタの制御電極との間に印加する電圧印加部と、を有することを特徴とする。
このように本発明によれば、補助電圧が第1トランジスタの制御電極に絶えず入力されている。このため、第1トランジスタの寄生容量が全く充電されず、第1トランジスタがON状態に移行し難い状態になること、すなわち、第1トランジスタが著しく不活性状態になることが抑制される。これにより、第1トランジスタの入力電圧に対する動作速度の高速化が実現される。
ところで、第1トランジスタと第2トランジスタそれぞれのソース電極若しくはエミッタ電極に定電流が供給されるので、第1トランジスタと第2トランジスタそれぞれを流れる電流の総和(総和定電流量)は、一定となっている。上記したように、第1トランジスタには、絶えず補助電圧が印加されるので、第1トランジスタに流れる電流量は、一定量確保されることとなる。そのため、第2トランジスタに流れる電流量は、上記総和定電流量よりも第1トランジスタに流れる電流量だけ少なくなる。しかしながら、逆に言えば、第1トランジスタに定電流生成部から流れ込む電流量は、補助電圧印加分、少なくなっている。そのため、第2トランジスタに流れる電流量は、2つの入力電圧の電圧レベルが一致し、且つ、双方のトランジスタに均等の電流(総和定電流量の1/2)が流れる活性状態に近くなっており、一定量よりも少なくなることはなくなっている。したがって、第2トランジスタが著しく不活性状態になることも抑制される。これにより、第2トランジスタの入力電圧に対する動作速度の高速化が実現される。以上、示したように、対を成す第1トランジスタと第2トランジスタそれぞれの動作速度の高速化(入力電圧に対する応答性の向上)が実現される。
請求項2に記載のように、定電流生成部は、第1定電圧源、該第1定電圧源とグランドとの間に接続された電圧降下素子、及び、該電圧降下素子とグランドとの間に接続された第1ミラートランジスタと、第1トランジスタ及び第2トランジスタそれぞれのソース電極若しくはエミッタ電極とグランドとの間に接続された第2ミラートランジスタとによって構成される第1カレントミラー回路を有し、電圧印加部は、第1ミラートランジスタと第2カレントミラー回路を構成する、第2定電圧源とグランドとの間に接続された第3ミラートランジスタ、第1ミラートランジスタと第3カレントミラー回路を構成する、第3定電圧源及び第4定電圧源それぞれとグランドとの間に接続された第4ミラートランジスタ、第2定電圧源と第3ミラートランジスタとの間に接続された第5ミラートランジスタ、該第5ミラートランジスタと第4カレントミラー回路を構成する、第3定電圧源と第4ミラートランジスタとの間に接続された第6ミラートランジスタ、該第6ミラートランジスタと第4ミラートランジスタとの間に接続された第3トランジスタ、第4定電圧源と第4ミラートランジスタとの間に接続された定電圧素子、該定電圧素子と第4ミラートランジスタとの間に接続された第4トランジスタ、第3トランジスタの制御電極とグランドとの間に接続された第1定電流回路、第4トランジスタとグランドとの間に接続された第2定電流回路、及び、第3トランジスタの制御電極から、第1整流素子と第1トランジスタとの間に向かって順に直列接続されたオペアンプとダイオードを有し、第1ミラートランジスタの制御電極は、第1ミラートランジスタと電圧降下素子との間、及び、第2ミラートランジスタ、第3ミラートランジスタ、第4ミラートランジスタそれぞれの制御電極と接続され、第5ミラートランジスタの制御電極は、第5ミラートランジスタと第3ミラートランジスタとの間、及び、第6ミラートランジスタの制御電極と接続され、第3トランジスタの制御電極は、第3トランジスタと第6ミラートランジスタとの間、及び、オペアンプとダイオードを介して、第1整流素子と第1トランジスタの制御電極との間に接続され、第4トランジスタの制御電極は、第2整流素子と第2トランジスタの制御電極との間に接続され、オペアンプの非反転入力端子に第3トランジスタの制御電極が接続され、反転入力端子と出力端子とが接続されて、ボルテージホロアー回路が構成され、オペアンプの出力端子と反転入力端子との接続点に、ダイオードのカソード電極が接続され、オペアンプの出力端子に、ダイオードのアノード電極が接続されており、第1ミラートランジスタと、第2ミラートランジスタ及び第4ミラートランジスタそれぞれとは、同一の特性を有し、第1カレントミラー回路、及び、第3カレントミラー回路それぞれのミラーする電流量は等倍であり、第1ミラートランジスタと第3ミラートランジスタ、及び、第5ミラートランジスタと第6ミラートランジスタの少なくとも一方の組では、異なる特性を有し、第6ミラートランジスタを流れる電流量が、第1カレントミラー回路を流れる電流量よりも少なくなっており、補助電圧は、第3トランジスタの制御電極を流れる電流量によって決定された構成が好適である。
これによれば、第3トランジスタと第4トランジスタとによって差動対が構成され、これら差動対に流れる電流に応じた電圧が、補助電圧として生成される。この補助電圧は、請求項2に記載のように、第3トランジスタの制御電極を流れる電流量に比例し、その電流量は、第1、第3、第5、第6ミラートランジスタそれぞれの特性によって決定される。したがって、上記した4つのミラートランジスタの特性を調整することで、補助電圧を決定することができる。
請求項3に記載のように、第1〜第6ミラートランジスタは、MOSFETであり、第1ミラートランジスタ、第3ミラートランジスタ、第5ミラートランジスタ、及び、第6ミラートランジスタそれぞれのチャネル幅をチャネル長にて割った値を、α1、α3、α5、α6とすると、α1とα3、及び、α5とα6の少なくとも一方の組では、値が異なる構成が好ましい。
第1ミラートランジスタを流れる電流をiとすると、第6ミラートランジスタを流れる電流は、i×(α3/α1)×(α6/α5)と現される。そのため、請求項3に記載のように、α1とα3、及び、α5とα6の少なくとも一方の組で値が異なっていれば、第6ミラートランジスタを流れる電流量を、第1カレントミラーを流れる電流量と異ならせ、第1カレントミラー回路を流れる電流量よりも少なくすることができる。
請求項4に記載のように、第1整流素子は、カソード電極が、第1トランジスタの制御電極に接続された第1ダイオードであり、第2整流素子は、カソード電極が、第2トランジスタの制御電極に接続された第2ダイオードである構成を採用することができる。
請求項5〜8に記載の発明の作用効果は、請求項1〜4に記載の発明の作用効果と同等なので、その記載を省略する。
請求項9に記載のように、請求項4に記載のコンパレータとしての第1コンパレータと、請求項8に記載のコンパレータとしての第2コンパレータと、上記した2つのコンパレータの出力信号のいずれか一方を出力する論理回路と、を有するコンパレータであって、第1コンパレータの第1入力端子と第2コンパレータの第1入力端子とが電気的に接続され、第1コンパレータの第2入力端子と第2コンパレータの第2入力端子とが同電位となっており、論理回路は、第1コンパレータの第1トランジスタがON状態の場合に、第1コンパレータの出力信号と電圧レベルが同一の信号を出力し、第2コンパレータの第1トランジスタがOFF状態の場合に、第2コンパレータの出力信号と電圧レベルが同一の信号を出力する構成が好ましい。
詳しくは、各実施形態にて説明するが、第1コンパレータの第1トランジスタがON状態に移行する時の応答速度は、第2コンパレータの第1トランジスタがON状態に移行する立ち上がり時の応答速度より速い。また、第2コンパレータの第1トランジスタがOFF状態に移行する時の応答速度は、第1コンパレータの第1トランジスタがOFF状態に移行する時の応答速度より速い。これに対して、請求項9では、第1コンパレータの第1トランジスタがON状態の場合に、第1コンパレータの出力信号を出力し、第2コンパレータの第1トランジスタがOFF状態の場合に、第2コンパレータの出力信号を出力する。これにより、第1入力端子と第2入力端子それぞれに入力される入力電圧の全ての場合において、コンパレータの応答速度が向上される。
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて説明する。
(第1実施形態)
以下、図1〜図3に基づいて、第1実施形態に係るコンパレータを説明する。図1に示すように、コンパレータ100は、要部として、差動入力部10、出力部30、整流素子51,52、電圧印加部60を有する。差動入力部10に入力電圧が入力されると、その入力電圧に応じて差動入力部10が作動する。出力部30は、差動入力部10の作動に応じた出力信号(Hi信号若しくはLo信号)を外部に出力する。整流素子51,52、及び、電圧印加部60は、コンパレータ100の特徴点なので、後で詳説する。
(第1実施形態)
以下、図1〜図3に基づいて、第1実施形態に係るコンパレータを説明する。図1に示すように、コンパレータ100は、要部として、差動入力部10、出力部30、整流素子51,52、電圧印加部60を有する。差動入力部10に入力電圧が入力されると、その入力電圧に応じて差動入力部10が作動する。出力部30は、差動入力部10の作動に応じた出力信号(Hi信号若しくはLo信号)を外部に出力する。整流素子51,52、及び、電圧印加部60は、コンパレータ100の特徴点なので、後で詳説する。
作動入力部10は、差動対11と、定電流生成部12と、を有する。図2に示すように、差動対11は、対を成す第1トランジスタ13と第2トランジスタ14から成り、第1トランジスタ13の制御電極が第1整流素子51を介して第1入力端子15に接続され、第2トランジスタ14の制御電極が第2整流素子52を介して第2入力端子16に接続されている。本実施形態に係るトランジスタ13,14はNチャネル型MOSFETであり、第1トランジスタ13のゲート電極が第1整流素子51を介して第1入力端子15に接続され、第2トランジスタ14のゲート電極が第2整流素子52を介して第2入力端子16に接続されている。そして、トランジスタ13,14それぞれのソース電極が互いに電気的に接続され、トランジスタ13,14それぞれのドレイン電極が、電気的に独立して出力部30に接続されている。トランジスタ13,14の制御電極に入力される入力電圧によって、各トランジスタ13,14の活性状態(寄生容量の充電量)が変動し、各トランジスタ13,14を流れる電流量が変動する。
定電流生成部12は、第1定電圧源17、第1定電圧源17とグランドとの間に接続された電圧降下素子18、電圧降下素子18とグランドとの間に接続された第1ミラートランジスタ19、及び、トランジスタ13,14それぞれのソース電極とグランドとの間に接続された第2ミラートランジスタ20を有する。第1ミラートランジスタ19の制御電極が、電圧降下素子18と第1ミラートランジスタ19との間、及び、第2ミラートランジスタ20の制御電極に接続され、ミラートランジスタ19,20によって第1カレントミラー回路が構成されている。ミラートランジスタ19,20は、互いに同一の特性を有し、第1カレントミラー回路のミラーする電流量は等倍となっている。したがって、電圧降下素子18と第1ミラートランジスタ19とを流れる第1電流i1と同量の電流が、第2ミラートランジスタ20に流れ、ミラートランジスタ19,20それぞれを流れる電流量の総和が、第1電流i1と等しくなっている。以上の構成により、トランジスタ13,14の制御電極に入力される入力電圧によって、第1トランジスタ13が、第2トランジスタ14よりも活性状態になると、第1トランジスタ13に流れる電流量が、第2トランジスタ14を流れる電流量よりも多くなる。これとは反対に、第2トランジスタ14が、第1トランジスタ13よりも活性状態になると、第2トランジスタ14に流れる電流量が、第1トランジスタ13を流れる電流量よりも多くなる。なお、本実施形態に係るミラートランジスタ19,20はNチャネル型MOSFETであり、ミラートランジスタ19,20それぞれのチャネル幅Wをチャネル長Lにて割った値を、α1、α2とすると、α1=α2という関係が成立している。
出力部30は、トランジスタ31〜38を有する。トランジスタ31〜34はPチャネル型MOSFETであり、トランジスタ35〜38はNチャネル型MOSFETである。図1に示すように、一つの定電圧源からグランドに向かって、トランジスタ31,33,35,37が順次直列に接続され、もう一つの定電圧源からグランドに向かって、トランジスタ32,34,36,38が順次直列に接続されている。そして、トランジスタ31,32それぞれの制御電極が互いに接続され、トランジスタ33,34それぞれの制御電極が互いに接続され、トランジスタ35,36それぞれの制御電極が互いに接続され、トランジスタ37,38それぞれの制御電極が互いに接続されている。また、トランジスタ37,38それぞれの制御電極がトランジスタ33とトランジスタ35との間に接続され、カレントミラー回路が構成されている。
トランジスタ31,32の制御電極にはそれぞれがON状態となる第1バイアス電圧が印加され、トランジスタ33,34の制御電極にはそれぞれがON状態となる第2バイアス電圧が印加され、トランジスタ35,36の制御電極にはそれぞれがON状態となる第3バイアス電圧が印加される。これら、バイアス電圧が印加されるトランジスタ31〜36は、トランジスタ37,38によって構成されるカレントミラー回路のドレイン電流のドレイン電圧依存性を無くす機能を果たし、その性能を向上する役割を果たしている。
図2に示すように、トランジスタ31とトランジスタ33との間に第1トランジスタ13のドレイン電極が接続され、トランジスタ32とトランジスタ34との間に第2トランジスタ14のドレイン電極が接続されている。そして、トランジスタ34とトランジスタ36との間に出力端子39が接続されている。出力部30を構成するトランジスタ31〜38を流れる電流、及び、出力端子39から出力される信号は、差動対11を構成するトランジスタ13,14を流れる電流に応じて変動する。例えば、第2トランジスタ14に流れる電流が増大して、第1トランジスタ13に流れる電流が減少すると、トランジスタ31,33,35,37に流れる電流が増大して、トランジスタ37がON状態になる。上記したように、トランジスタ37,38によってカレントミラー回路が構成されているので、トランジスタ38もON状態になり、トランジスタ37を流れる電流がトランジスタ38を流れ、出力端子39とグランドとが接続される。この結果、出力端子39からLo信号が出力される。これとは反対に、第1トランジスタ13に流れる電流が増大して、第2トランジスタ14に流れる電流が減少すると、トランジスタ32,34に流れる電流が増大する。この結果、出力端子39からHi信号が出力される。
整流素子51,52は、整流効果を奏する素子である。第1整流素子51は、第1入力端子15と第1トランジスタ13の制御電極との間に接続され、第2整流素子52は、第2入力端子16と第2トランジスタ14の制御電極との間に接続されている。整流素子51,52はそれぞれダイオードであり、第1整流素子51のカソード電極が第1トランジスタ13の制御電極に接続され、第2整流素子52のカソード電極が第2トランジスタ14の制御電極に接続されている。この構成により、第1入力端子15から第1トランジスタ13へと第1整流素子51の順方向電流が流れ、第2入力端子16から第2トランジスタ14へと第2整流素子52の順方向電流が流れる。また、第1トランジスタ13の制御電極に印加される電圧が、第1入力電圧よりも第1整流素子51の順方向電圧分低くなり、第2トランジスタ14の制御電極に印加される電圧が、第2入力電圧よりも第2整流素子52の順方向電圧分低くなっている。そして、第1トランジスタ13の制御電極に入力される電圧は、第1整流素子51のカソード電極側の電圧よりもアノード電極側の電圧(第1入力電圧)が高くならない限り、変動し難くなっている。同じく、第2トランジスタ14の制御電極に入力される電圧は、第2整流素子52のカソード電極側の電圧よりもアノード電極側の電圧(第2入力電圧)が高くならない限り、変動し難くなっている。
なお、本実施形態では、閾値電圧を生成する閾値電圧生成部50が、第2入力端子16に接続されている。したがって第2トランジスタ14の制御電極には、閾値電圧から第2整流素子52の順方向電圧が差分された電圧が絶えず印加されている。第1入力端子15に何も入力されていない状態では、第2トランジスタ14がON状態になり、出力部30からLo信号が出力されている。
以下、コンパレータ100の特徴点である電圧印加部60について、図2に基づいて説明する。電圧印加部60は、第1入力端子15に第1入力電圧が入力されておらず、第2トランジスタ14がON状態の場合において、第1トランジスタ13がON状態となる手前の電圧レベルの補助電圧を定電流生成部12の生成した定電流に基づいて生成し、生成された補助電圧を第1整流素子51と第1トランジスタ13の制御電極との間に印加するものである。
電圧印加部60は、ミラートランジスタ61〜64、トランジスタ65,66、定電圧素子67、定電流回路68,69、オペアンプ70、ダイオード71を有する。図2に示すように、第2定電圧源からグランドに向かって、第5ミラートランジスタ63、第3ミラートランジスタ61が順次直列に接続され、第3定電圧源からグランドに向かって、第6ミラートランジスタ64、第3トランジスタ65、第4ミラートランジスタ62が順次直列に接続され、第4定電圧源からグランドに向かって、定電圧素子67、第4トランジスタ66、第4ミラートランジスタ62が順次直列に接続されている。そして、第3トランジスタ65の制御電極からグランドに向かって、オペアンプ70、ダイオード71、第1定電流回路68が順次直列に接続され、第4トランジスタ66の制御電極とグランドとの間に、第2定電流回路69が接続されている。トランジスタ65,66それぞれの制御電極が、電圧印加部60の出力端子に相当し、第3トランジスタ65の制御電極が、オペアンプ70とダイオード71を介して、第1トランジスタ13と第1整流素子51との間に接続され、第4トランジスタ66の制御電極が、第2トランジスタ14と第2整流素子52との間に接続されている。
図2に示すように、ミラートランジスタ61,62それぞれの制御電極は、第1ミラートランジスタ19の制御電極と接続されている。これにより、ミラートランジスタ19,61によって第2カレントミラー回路が構成され、ミラートランジスタ19,62によって第3カレントミラー回路が構成されている。また、第5ミラートランジスタ63の制御電極が、ミラートランジスタ61,63の間、及び、第6ミラートランジスタ64の制御電極に接続されている。これにより、ミラートランジスタ63,64によって第4カレントミラー回路が構成されている。以上の構成により、第2〜第4カレントミラー回路のミラー量に応じた電流が、ミラートランジスタ61〜64それぞれに流れる。
本実施形態に係るミラートランジスタ61〜64はNチャネル型MOSFETであり、ミラートランジスタ61〜64それぞれのチャネル幅Wをチャネル長Lにて割った値を、α3、α4、α5、α6とすると、α1≠α3、α1=α4、α5=α6の関係が成立している。したがって、ミラートランジスタ61,63,64それぞれを流れる電流は、第1ミラートランジスタ19を流れる第1電流i1とは異なり、第4ミラートランジスタ62を流れる電流は、第1電流i1と同一となっている。本実施形態では、第1電流i1=10μAであり、ミラートランジスタ61,63,64を流れる電流(以下、第2電流と示す)は、2μAとなっている。ちなみに、第6ミラートランジスタ64を流れる第2電流i2は、i1×(α3/α1)×(α6/α5)と現される。そのため、本実施形態とは異なり、α1=α3、α5≠α6、若しくは、α1≠α3、α5≠α6とすることによっても、第6ミラートランジスタ64を流れる電流を、第1ミラートランジスタ19を流れる電流と異ならせることができる。
図2に示すように、第3トランジスタ65は、第6ミラートランジスタ64を介して第3定電圧源と接続され、第4トランジスタ66は、定電圧素子67を介して第4定電圧源と接続されている。そして、トランジスタ65,66それぞれは、第4ミラートランジスタ62を介してグランドと接続されている。第4ミラートランジスタ62には、絶えず第1電流i1が流れるので、ミラートランジスタ19,20それぞれを流れる電流量の総和は、第1電流i1と等しくなっている。また、第6ミラートランジスタ64には、第2電流i2(=2μA)が流れ、第3トランジスタ65の制御電極が、トランジスタ63,65との間に接続されているので、第3トランジスタ65を流れる電流量は、第2電流i2で固定されている。したがって、第4トランジスタ66を流れる電流量は、電流i1−i2(=8μA)と固定されている。このトランジスタ65,66を流れる電流差に応じた電圧ΔVが、特許請求の範囲に記載の補助電圧として、第1トランジスタ13の制御電極と第1整流素子51との間に印加される。この補助電圧ΔVの印加により、第1入力端子15へ電圧が印加されていない場合、第1トランジスタ13に2μAの電流が流れ、第2トランジスタ14に8μAの電流が流れる。
ちなみに、補助電圧ΔVは、トランジスタ65,66の制御電極(電圧印加部60の2つの出力端子)の間の電位差に相当し、それは、(2i1/β)0.5−(2(i1−i2)/β)0.5に相当する。i1=10μA、i2=2μAを代入すると、ΔV=−2/β0.5と現される。ここで、βは、トランジスタ65,66それぞれのチャネル幅Wをチャネル長Lで割った値、キャリアの移動度、及び、ゲートと基板との間のゲート酸化膜の容量値に依存する係数である。ΔVは、第1トランジスタ13がON状態に移行する電圧(例えば2.5V)よりも低い電圧(例えば2.45V)である。
図2に示すように、オペアンプ70の非反転入力端子に第3トランジスタ65の制御電極が接続され、自身の反転入力端子と出力端子とが接続されて、ボルテージホロアー回路が構成されている。また、オペアンプ70の出力端子と反転入力端子との接続点に、ダイオード71のカソード電極が接続され、オペアンプ70の出力端子に、ダイオード71のアノード電極が接続されている。そして、ダイオード71のカソード電極とグランドとの間に、第1定電流回路68が設けられ、第4トランジスタ66の制御電極とグランドとの間に第2定電流回路69が設けられている。この構成により、入力電圧の変動によって、トランジスタ65,66の制御電極に印加される電圧の変動が抑制され、補助電圧ΔVの変動が抑制される。
次に、本実施形態に係るコンパレータ100の作用効果を説明する。上記したように、補助電圧ΔVが、第1トランジスタ13の制御電極と第1整流素子51との間に印加される。そのため、第1トランジスタ13は、第1入力端子15への電圧印加の有無に関わらず、絶えず2μA以上の電流が流れるようになっている。このように、第1トランジスタ13には絶えず電流が流れるので、第1トランジスタ13の寄生容量が全く充電されず、第1トランジスタ13がON状態に移行し難い状態になること、すなわち、第1トランジスタ13が著しく不活性状態になることが抑制される。これにより、第1トランジスタ13の入力電圧に対する動作速度の高速化が実現される(図3参照)。なお、第1トランジスタ13よりも後段に位置する出力部30のトランジスタにも電流が流れ、各トランジスタの寄生容量がある程度充電された状態に保たれる。これによっても、入力電圧に対する出力部30の動作速度が向上され、コンパレータ100の動作速度が向上される。
ちなみに、図3の縦軸は電圧、横軸は時間を表し、実線は、第1実施形態に係る第1トランジスタ13のゲート−ドレイン間電圧(ゲート−ドレイン間の寄生容量の充電状態)、破線は、比較例としてΔV未印加時における第1トランジスタのゲート−ドレイン間電圧(ゲート−ドレイン間の寄生容量の充電状態)を示している。電圧の立ち上がり、立ち下がりは、第1入力端子15への第1入力電圧の印加に依る。そして、図3に示す本実施形態と比較例との応答速度の差異Δt1は、第1トランジスタ13の制御電極側の配線抵抗やコンタクト抵抗等の寄生抵抗と、ゲート−ドレイン間の寄生容量との積によって定まる時定数に比例する。
ところで、トランジスタ13,14それぞれのソース電極に定電流が供給されるので、トランジスタ13,14それぞれを流れる電流の総和(総和定電流量)は、一定となっている。上記したように、第1トランジスタ13には、絶えず補助電圧ΔVが印加されるので、第1トランジスタ13に流れる電流量は、一定量確保されることとなる。そのため、第2トランジスタ14に流れる電流量は、上記総和定電流量よりも第1トランジスタに流れる電流量だけ少なくなる。しかしながら、逆に言えば、第1トランジスタ13に定電流生成部12から流れ込む電流量は、補助電圧ΔV印加分、少なくなっている。そのため、第2トランジスタ14に流れる電流量は、2つの入力電圧の電圧レベルが一致し、且つ、双方のトランジスタ13,14に均等の電流(総和定電流量の1/2)が流れる活性状態に近くなっており、第2入力端子16に閾値電圧生成部50が接続されていない場合において、第2トランジスタ14が著しく不活性状態になることも抑制される。これにより、第2トランジスタ14の入力電圧に対する動作速度の高速化が実現される。以上、示したように、対を成す第1トランジスタ13と第2トランジスタ14それぞれの動作速度の高速化(入力電圧に対する応答性の向上)が実現される。
(第2実施形態)
次に、本発明の第2実施形態を、図4〜図6に基づいて説明する。第2実施形態に係るコンパレータ100は、第1実施形態によるものと共通するところが多いので、以下、共通部分については詳しい説明を省略し、異なる部分を重点的に説明する。なお、第1実施形態で示した要素と同一の要素には、同一の符号を付与している。
次に、本発明の第2実施形態を、図4〜図6に基づいて説明する。第2実施形態に係るコンパレータ100は、第1実施形態によるものと共通するところが多いので、以下、共通部分については詳しい説明を省略し、異なる部分を重点的に説明する。なお、第1実施形態で示した要素と同一の要素には、同一の符号を付与している。
第1実施形態では、第1入力電圧が上昇する場合に、コンパレータ100の動作速度が向上された例を示した。これに対し、本実施形態では、第1実施形態に係るコンパレータ100とは異なり、第1入力電圧が下降する場合に、コンパレータ100の動作速度が向上された点を特徴とする。
第2実施形態に係るコンパレータ100は、第1実施形態に係るコンパレータ100と以下の点で異なる。整流素子51,52及びダイオード71それぞれのカソード電極とアノード電極の向きが反対になっている。第3トランジスタ65の制御電極と第5定電圧源との間に第1定電流回路68が設けられ、第4トランジスタ66の制御電極と第6定電圧源との間に第1定電流回路68が設けられている。また、補助電圧ΔVも異なり、それは、第1トランジスタ13がON状態に移行する電圧(例えば2.5V)よりもわずかに高い電圧(例えば2.55V)となっている。なお、構成上の違いではないが、図1,2とは異なり、図4,5では、第1入力端子15、第1整流素子51、及び、第1トランジスタ13と、第2入力端子16、第2整流素子52、及び、第2トランジスタ14との配置を逆転させている。
以上の構成により、第1入力端子15に2.55Vよりも高い入力電圧(例えば5V)が印加された場合、第1整流素子51に逆電圧が印加されるので、第1トランジスタ13の制御電極に印加される電圧は2.55Vに固定される(図6参照)。この結果、第1トランジスタ13の寄生容量が過剰に充電されることが抑制される。これとは反対に、第1入力端子15に印加される入力電圧が2.55Vよりも低くなると、第1整流素子51に順方向電圧が印加されるので、第1トランジスタ13がON状態からOFF状態に移行して、第2トランジスタ14を流れる電流量が増大する。上記したように、第1入力端子15に、第1トランジスタ13をON状態に移行する電圧が印加されている期間、第1トランジスタ13の制御電極に印加される電圧が2.55Vに固定され、第1トランジスタ13の寄生容量が過剰に充電されることが抑制される。したがって、第1トランジスタ13がON状態からOFF状態に移行するまでの時間が短縮される。これにより、第1トランジスタ13の入力電圧に対する動作速度の高速化が実現される。なお、第1トランジスタ13よりも後段に位置する出力部30のトランジスタにも電流が流れ、各トランジスタの寄生容量が過剰に充電されるのが抑制される。これによっても、入力電圧に対する出力部30の動作速度が向上され、コンパレータ100の動作速度が向上される。
ちなみに、図6の縦軸は電圧、横軸は時間を表し、実線は、第2実施形態に係る第1トランジスタ13のゲート−ドレイン間電圧(ゲート−ドレイン間の寄生容量の充電状態)、破線は、比較例としてΔV未印加時における第1トランジスタのゲート−ドレイン間電圧(ゲート−ドレイン間の寄生容量の充電状態)を示している。電圧の立ち上がり、立ち下がりは、第1入力端子15への第1入力電圧の印加に依る。そして、図6に示す本実施形態と比較例との応答速度の差異Δt2は、第1トランジスタ13の制御電極側の配線抵抗又はコンタクト抵抗等の寄生抵抗と、ゲート−ドレイン間の寄生容量との積によって定まる時定数に比例する。
(第3実施形態)
次に、本発明の第3実施形態を、図7及び図8に基づいて説明する。第3実施形態に係るコンパレータは、上記した各実施形態によるものと共通するところが多いので、以下、共通部分については詳しい説明を省略し、異なる部分を重点的に説明する。なお、上記した各実施形態で示した要素と同一の要素には、同一の符号を付与している。
次に、本発明の第3実施形態を、図7及び図8に基づいて説明する。第3実施形態に係るコンパレータは、上記した各実施形態によるものと共通するところが多いので、以下、共通部分については詳しい説明を省略し、異なる部分を重点的に説明する。なお、上記した各実施形態で示した要素と同一の要素には、同一の符号を付与している。
第1実施形態では、第1入力電圧が増大する場合に、動作速度が向上されたコンパレータ100を示した。また、第2実施形態では、第1入力電圧が減少する場合に、動作速度が向上されたコンパレータ100を示した。これに対して、本実施形態では、第1、第2実施形態に記載のコンパレータ100と、第1入力電圧が増大する場合に、第1実施形態に記載のコンパレータ100の出力信号を出力し、且つ、第1入力電圧が減少する場合に、第2実施形態に記載のコンパレータ100の出力信号を出力する論理回路80と、を有するコンパレータ100を示す。
以下においては、便宜上、第1実施形態に係るコンパレータ100を第1コンパレータ101と示し、第2実施形態に係るコンパレータ100を第2コンパレータ102と示す。
コンパレータ101,102それぞれの第1入力端子15が電気的に接続され、それぞれに第1入力電圧が印加される構成となっている。また、コンパレータ101,102それぞれの第2入力端子16が閾値電圧生成部50に接続され、それぞれに閾値電圧が印加される構成となっている。そして、コンパレータ101,102それぞれの出力端子39が論理回路80に電気的に接続されている。
論理回路80は、ポジティブ・エッジ・ゴーイング型のフリップフロップ81,82、インバータ83、AND84、OR85,86を有する。フリップフロップ81,82それぞれの入力DにHi信号が常時入力され、第1フリップフロップ81のクロックCLKに第1コンパレータ101の出力端子39が接続され、第2フリップフロップ82のクロックCLKに第2コンパレータ102の出力端子39がインバータ83を介して接続されている。以上により、第1コンパレータ101からHi信号が出力されると、第1フリップフロップ81の出力QからHi信号が出力され、第2コンパレータ102からLo信号(インバータ83からHi信号)が出力されると、第2フリップフロップ82の出力QからHi信号が出力される。
図7に示すように、第1フリップフロップ81の出力Qは、論理回路80(コンパレータ100)の出力端子に接続され、フリップフロップ81,82それぞれの出力Qは、AND84の入力端子に接続されている。したがって、第1コンパレータ101からHi信号が出力され、第2コンパレータ102からLo信号(インバータ83からHi信号)が出力された場合に、AND84からHi信号が出力される。
AND84の出力端子は、OR85,86それぞれの一方の入力端子に接続され、OR85,86それぞれの他方の入力端子に、リセット信号が入力されるリセット配線87が接続されている。論理回路80(コンパレータ100)の動作時において、リセット配線87には、常時Lo信号が入力されるので、AND84からHi信号が出力された際に、OR85,86それぞれからHi信号が出力される。
第1OR85の出力端子は第1フリップフロップ81のリセットRに接続され、第2OR86の出力端子は第2フリップフロップ82のリセットRに接続されている。したがって、OR85,86それぞれからHi信号が出力されると、フリップフロップ81,82がリセットされ、フリップフロップ81,82それぞれからLo信号が出力され、論理回路80(コンパレータ100)からLo信号が出力される。
次に、論理回路80の動作を図7,8に基づいて説明する。なお、図8の縦軸は電圧、横軸は時間を示している。そして、実線は、第1コンパレータ101の第1トランジスタ13のゲート−ドレイン間電圧(ゲート−ドレイン間の寄生容量の充電状態)、破線は、比較例としてΔV未印加時における第1トランジスタのゲート−ドレイン間電圧(ゲート−ドレイン間の寄生容量の充電状態)、一点鎖線は、第2コンパレータ102の第1トランジスタ13のゲート−ドレイン間電圧(ゲート−ドレイン間の寄生容量の充電状態)を示している。また、out1は第1コンパレータ101の出力信号、invはインバータ83の出力信号、Q_out1は第1フリップフロップ81の出力信号、Q_out2は第2フリップフロップ82の出力信号、ANDはAND84の出力信号、ORはOR85,86それぞれの出力信号を示している。ちなみに、Q_out1は、論理回路80(コンパレータ100)の出力信号をも示している。
第1入力端子15に第1入力電圧が入力されると、第1入力端子15の電圧が上昇する。この場合、第1コンパレータ101の第1トランジスタ13は、予め充電されているので、第2コンパレータ102の第1トランジスタ13よりもΔt1だけ早くON状態へと移行する。この結果、第1コンパレータ101からは、第2コンパレータ102よりもΔt1だけ早くHi信号が出力される。第1コンパレータ101からHi信号が入力されると、それに伴って、第1フリップフロップ81からHi信号が出力され、コンペレータ100からHi信号が出力される。上記したように、第2コンパレータ102の出力端子39は、インバータ83を介して、第2フリップフロップ82のCLKに接続されている。そのため、第1コンパレータ101の第1トランジスタ13よりもΔt1だけ遅く第2コンパレータ102の第1トランジスタ13がON状態に移行したタイミングにおいて、立ち下がり信号が第2フリップフロップ82のCLKに入力される。この場合、第2フリップフロップ82からLo信号が出力される。
時間が経過して、第1入力端子15の電圧が下降すると、第2コンパレータ102の第1トランジスタ13は、過剰に充電されることが抑制されているので、第1コンパレータ101の第1トランジスタ13よりも早くΔt2だけ早くOFF状態へと移行する。したがって、第2コンパレータ102からは、第1コンパレータ101よりもΔt2だけ早くLo信号が出力される。第2コンパレータ102からLo信号(インバータ83からHi信号)が出力されると、第2フリップフロップ82からHi信号が出力される。したがって、この場合、AND84の2つの入力端子にHi信号が入力されるので、AND84からHi信号が出力される。上記したように、リセット配線87には、常時Lo信号が入力されているので、上記タイミングにおいて、OR85,86それぞれの2つの入力端子にHi信号とLo信号が出力され、OR85,86それぞれからHi信号が出力される。これにより、2つのフリップフロップ81,82それぞれがリセット状態になり、第1フリップフロップ81(コンパレータ100)からLo信号が出力される。
以上、示したように、第1入力電圧の立ち上がり時には、立ち上がり時において高速化された第1コンパレータ101の出力信号と電圧レベルが同一の信号(Hi信号)が外部に出力され、第1入力電圧の立ち下がり時には、立ち下がり時において高速化された第2コンパレータ102の出力信号と電圧レベルが同一の信号(Lo信号)が外部に出力される。これにより、第1入力電圧の立ち上がり時と立ち下がり時それぞれにおいて、動作速度が向上される。
本実施形態では、論理回路80が、フリップフロップ81,82、インバータ83、AND84、OR85,86を有する例を示した。これに対して、第3実施形態に記載の論理回路80と同等の機能を果たす論理回路80としては、OR85,86をなくした、図9に示す構成を採用することができる。図9に示す論理回路80では、第1フリップフロップ81の出力端子がAND84の一方の入力端子に接続され、第2フリップフロップ82の出力端子がインバータ83を介してAND84の他方の入力端子に接続されている。そして、各フリップフロップ81,82のリセットRにリセット配線87が接続されている。
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。
各実施形態では、電圧印加部60を構成するトランジスタがMOSFETである例を示した。しかしながら、電圧印加部60を構成するトランジスタとしてはバイポーラトランジスタを採用することもできる。ちなみに、この構成において、バイポーラトランジスタで構成されるカレントミラー回路のミラー量を変化させる場合、バイポーラトランジスタのエミッタ、ベース、コレクタそれぞれの面積を調整すればよい。なお、この変形例の場合、ミラートランジスタ19,20それぞれは、バイポーラトランジスタである。
各実施形態では、整流素子51,52がダイオードである例を示した。しかしながら、整流素子51,52としては、上記例に限定されず、ドレインとゲートとが電気的に接続されたMOSFETを採用することもできる。
10・・・差動入力部
13・・・第1トランジスタ
14・・・第2トランジスタ
30・・・出力部
60・・・電圧印加部
100・・・コンパレータ
13・・・第1トランジスタ
14・・・第2トランジスタ
30・・・出力部
60・・・電圧印加部
100・・・コンパレータ
Claims (9)
- 第1入力端子、第2入力端子、前記第1入力端子に入力される第1入力電圧が前記第2入力端子に入力される第2入力電圧よりも高い場合に一方がON状態、前記第1入力電圧よりも前記第2入力電圧が高い場合に他方がON状態となる、対を成す第1トランジスタと第2トランジスタ、及び、前記第1トランジスタと前記第2トランジスタそれぞれのソース電極若しくはエミッタ電極に定電流を供給する定電流生成部を有する差動入力部と、
該差動入力部の出力信号に基づいて、Hi信号、若しくは、前記Hi信号よりも電圧レベルの低いLo信号を出力する出力部と、を有するコンパレータであって、
前記第1入力端子と前記第1トランジスタの制御電極との間に接続された、前記第1入力端子から前記第1トランジスタへ順方向電流が流れる第1整流素子と、
前記第2入力端子と前記第2トランジスタの制御電極との間に接続された、前記第2入力端子から前記第2トランジスタへ順方向電流が流れる第2整流素子と、
前記第1入力端子に前記第1入力電圧が入力されていない状態にて、前記第1トランジスタと前記第2トランジスタの双方に電流が均等に流れ、前記第1トランジスタが活性状態となる手前の電圧レベルの補助電圧を、前記定電流生成部の生成した定電流に基づいて生成し、生成された前記補助電圧を前記第1整流素子と前記第1トランジスタの制御電極との間に印加する電圧印加部と、を有することを特徴とするコンパレータ。 - 前記定電流生成部は、第1定電圧源、該第1定電圧源とグランドとの間に接続された電圧降下素子、及び、該電圧降下素子とグランドとの間に接続された第1ミラートランジスタと、前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタそれぞれのソース電極若しくはエミッタ電極とグランドとの間に接続された第2ミラートランジスタとによって構成される第1カレントミラー回路を有し、
前記電圧印加部は、前記第1ミラートランジスタと第2カレントミラー回路を構成する、第2定電圧源とグランドとの間に接続された第3ミラートランジスタ、前記第1ミラートランジスタと第3カレントミラー回路を構成する、第3定電圧源及び第4定電圧源それぞれとグランドとの間に接続された第4ミラートランジスタ、前記第2定電圧源と前記第3ミラートランジスタとの間に接続された第5ミラートランジスタ、該第5ミラートランジスタと第4カレントミラー回路を構成する、前記第3定電圧源と前記第4ミラートランジスタとの間に接続された第6ミラートランジスタ、該第6ミラートランジスタと前記第4ミラートランジスタとの間に接続された第3トランジスタ、前記第4定電圧源と前記第4ミラートランジスタとの間に接続された定電圧素子、該定電圧素子と前記第4ミラートランジスタとの間に接続された第4トランジスタ、前記第3トランジスタの制御電極とグランドとの間に接続された第1定電流回路、前記第4トランジスタとグランドとの間に接続された第2定電流回路、及び、前記第3トランジスタの制御電極から、前記第1整流素子と前記第1トランジスタとの間に向かって順に直列接続されたオペアンプとダイオードを有し、
前記第1ミラートランジスタの制御電極は、前記第1ミラートランジスタと前記電圧降下素子との間、及び、前記第2ミラートランジスタ、前記第3ミラートランジスタ、前記第4ミラートランジスタそれぞれの制御電極と接続され、
前記第5ミラートランジスタの制御電極は、前記第5ミラートランジスタと前記第3ミラートランジスタとの間、及び、前記第6ミラートランジスタの制御電極と接続され、
前記第3トランジスタの制御電極は、前記第3トランジスタと前記第6ミラートランジスタとの間、及び、前記オペアンプと前記ダイオードを介して、前記第1整流素子と前記第1トランジスタの制御電極との間に接続され、
前記第4トランジスタの制御電極は、前記第2整流素子と前記第2トランジスタの制御電極との間に接続され、
前記オペアンプの非反転入力端子に前記第3トランジスタの制御電極が接続され、反転入力端子と出力端子とが接続されて、ボルテージホロアー回路が構成され、
前記オペアンプの出力端子と前記反転入力端子との接続点に、前記ダイオードのカソード電極が接続され、前記オペアンプの出力端子に、前記ダイオードのアノード電極が接続されており、
前記第1ミラートランジスタと、前記第2ミラートランジスタ及び前記第4ミラートランジスタそれぞれとは、同一の特性を有し、前記第1カレントミラー回路、及び、前記第3カレントミラー回路それぞれのミラーする電流量は等倍であり、
前記第1ミラートランジスタと前記第3ミラートランジスタ、及び、前記第5ミラートランジスタと前記第6ミラートランジスタの少なくとも一方の組では、異なる特性を有し、前記第6ミラートランジスタを流れる電流量が、前記第1カレントミラー回路を流れる電流量よりも少なくなっており、
前記補助電圧は、前記第3トランジスタの制御電極を流れる電流量によって決定されていることを特徴とする請求項1に記載のコンパレータ。 - 前記第1〜第6ミラートランジスタは、MOSFETであり、
前記第1ミラートランジスタ、前記第3ミラートランジスタ、前記第5ミラートランジスタ、及び、前記第6ミラートランジスタそれぞれのチャネル幅をチャネル幅にて割った値を、α1、α3、α5、α6とすると、
α1とα3、及び、α5とα6の少なくとも一方の組では、値が異なることを特徴とする請求項2に記載のコンパレータ。 - 前記第1整流素子は、カソード電極が、前記第1トランジスタの制御電極に接続された第1ダイオードであり、
前記第2整流素子は、カソード電極が、前記第2トランジスタの制御電極に接続された第2ダイオードであることを特徴とする請求項1〜3いずれか1項に記載のコンパレータ。 - 第1入力端子、第2入力端子、前記第1入力端子に入力される第1入力電圧が前記第2入力端子に入力される第2入力電圧よりも高い場合に一方がON状態、前記第1入力電圧よりも前記第2入力電圧が高い場合に他方がON状態となる、対を成す第1トランジスタと第2トランジスタ、及び、前記第1トランジスタと前記第2トランジスタそれぞれのソース電極若しくはエミッタ電極に定電流を供給する定電流生成部を有する差動入力部と、
該差動入力部の出力信号に基づいて、Hi信号、若しくは、前記Hi信号よりも電圧レベルの低いLo信号を出力する出力部と、を有するコンパレータであって、
前記第1入力端子と前記第1トランジスタの制御電極との間に接続された、前記第1トランジスタから前記第1入力端子へ順方向電流が流れる第1整流素子と、
前記第2入力端子と前記第2トランジスタの制御電極との間に接続された、前記第2トランジスタから前記第2入力端子へ順方向電流が流れる第2整流素子と、
前記第1入力端子に前記第1入力電圧が入力されておらず、前記第2トランジスタがON状態の場合において、前記第1トランジスタがON状態となる電圧よりも電圧レベルが僅かに高い補助電圧を前記定電流生成部の生成した定電流に基づいて生成し、生成された前記補助電圧を前記第1整流素子と前記第1トランジスタの制御電極との間に印加する電圧印加部と、を有することを特徴とするコンパレータ。 - 前記定電流生成部は、第1定電圧源、該第1定電圧源とグランドとの間に接続された電圧降下素子、及び、該電圧降下素子とグランドとの間に接続された第1ミラートランジスタと、前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタそれぞれのソース電極若しくはエミッタ電極とグランドとの間に接続された第2ミラートランジスタとによって構成される第1カレントミラー回路を有し、
前記電圧印加部は、前記第1ミラートランジスタと第2カレントミラー回路を構成する、第2定電圧源とグランドとの間に接続された第3ミラートランジスタ、前記第1ミラートランジスタと第3カレントミラー回路を構成する、第3定電圧源及び第4定電圧源それぞれとグランドとの間に接続された第4ミラートランジスタ、前記第2定電圧源と前記第3ミラートランジスタとの間に接続された第5ミラートランジスタ、該第5ミラートランジスタと第4カレントミラー回路を構成する、前記第3定電圧源と前記第3ミラートランジスタとの間に接続された第6ミラートランジスタ、該第6ミラートランジスタと前記第4ミラートランジスタとの間に接続された第3トランジスタ、前記第4定電圧源と前記第4ミラートランジスタとの間に接続された定電圧素子、該定電圧素子と前記第4ミラートランジスタとの間に接続された第4トランジスタ、前記第3トランジスタの制御電極と第5定電圧源との間に接続された第1定電流回路、前記第4トランジスタと第6定電圧源との間に接続された第2定電流回路、及び、前記第3トランジスタの制御電極から、前記第1整流素子と前記第1トランジスタとの間に向かって順に直列接続されたオペアンプとダイオードを有し、
前記第1ミラートランジスタの制御電極は、前記第1ミラートランジスタと前記電圧降下素子との間、及び、前記第2ミラートランジスタ、前記第3ミラートランジスタ、前記第4ミラートランジスタそれぞれの制御電極と接続され、
前記第5ミラートランジスタの制御電極は、前記第5ミラートランジスタと前記第3ミラートランジスタとの間、及び、前記第6ミラートランジスタの制御電極と接続され、
前記第3トランジスタの制御電極は、前記第3トランジスタと前記第6ミラートランジスタとの間、及び、前記オペアンプと前記ダイオードを介して、前記第1整流素子と前記第1トランジスタの制御電極との間に接続され、
前記第4トランジスタの制御電極は、前記第2整流素子と前記第2トランジスタの制御電極との間に接続され、
前記オペアンプの非反転入力端子に前記第3トランジスタの制御電極が接続され、反転入力端子と出力端子とが接続されて、ボルテージホロアー回路が構成され、
前記オペアンプの出力端子と前記反転入力端子との接続点に、前記ダイオードのアノード電極が接続され、前記オペアンプの出力端子に、前記ダイオードのカソード電極が接続されており、
前記第1ミラートランジスタと、前記第2ミラートランジスタ及び前記第4ミラートランジスタそれぞれとは、同一の特性を有し、前記第1カレントミラー回路、及び、前記第3カレントミラー回路それぞれのミラーする電流量は等倍であり、
前記第1ミラートランジスタと前記第3ミラートランジスタ、及び、前記第5ミラートランジスタと前記第6ミラートランジスタの少なくとも一方の組では、異なる特性を有し、前記第6ミラートランジスタを流れる電流量が、前記第1カレントミラー回路を流れる電流量よりも少なくなっており、
前記補助電圧は、前記第3トランジスタの制御電極を流れる電流量によって決定されていることを特徴とする請求項5に記載のコンパレータ。 - 前記第1〜第6ミラートランジスタは、MOSFETであり、
前記第1ミラートランジスタ、前記第3ミラートランジスタ、前記第5ミラートランジスタ、及び、前記第6ミラートランジスタそれぞれのチャネル幅をチャネル幅にて割った値を、α1、α3、α5、α6とると、
α1とα3、及び、α5とα6の少なくとも一方の組では、値が異なることを特徴とする請求項6に記載のコンパレータ。 - 前記第1整流素子は、アノード電極が、前記第1トランジスタの制御電極に接続された第1ダイオードであり、
前記第2整流素子は、アノード電極が、前記第2トランジスタの制御電極に接続された第2ダイオードであることを特徴とする請求項5〜7いずれか1項に記載のコンパレータ。 - 請求項4に記載のコンパレータとしての第1コンパレータと、
請求項8に記載のコンパレータとしての第2コンパレータと、
上記した2つのコンパレータの出力信号のいずれか一方を出力する論理回路と、を有するコンパレータであって、
前記第1コンパレータの第1入力端子と前記第2コンパレータの第1入力端子とが電気的に接続され、
前記第1コンパレータの第2入力端子と前記第2コンパレータの第2入力端子とが同電位となっており、
前記論理回路は、前記第1コンパレータの第1トランジスタがON状態の場合に、前記第1コンパレータの出力信号と電圧レベルが同一の信号を出力し、前記第2コンパレータの第1トランジスタがOFF状態の場合に、前記第2コンパレータの出力信号と電圧レベルが同一の信号を出力することを特徴とするコンパレータ。
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