JP2013059194A - インバータ制御装置と電動圧縮機および電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ信号のデューティ値が小さくＰＷＭ信号がオンとなる時間が短い場合、強制的に転流を継続する強制同期転流によってモータの運転状態を維持し、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じてインバータ出力電圧を変化させることで、強制同期転流時の安定したモータ動作を実現すること。
【解決手段】出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段２１０と、ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で予め設定した転流波形を出力する強制同期転流制御手段２１１を備え、ＰＷＭ制御デューティ値が所定の値より小さくなった場合、強制同期転流により動作するとともにロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させるので安定したモータ動作を実現することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置における通電制御方式に関するものであり、またインバータ制御装置を用いた電動圧縮機および該インバータ制御装置によって駆動されるブラシレスＤＣモータを具備した家庭用冷蔵庫等の電気機器における制御方式に関するものである。

従来、この種のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのロータ磁極位置に応じて、ステータの三相巻線の通電相の切り換え、すなわち転流動作を行なうことで回転磁界を発生させ、ロータが出力トルクを得るように制御される。したがって、ブラシレスＤＣモータの運転においては、ステータ巻線電流により発生する磁束に対してロータ磁束の相対関係を得ることが必要である。

ホール素子等のセンサを用いたモータでは、センサによりロータ磁極位置を正確に認識することができるため、間接的な誘起電圧によるロータ磁極位置を検知などの必要がなく、センサから直接ロータ磁極位置が判断できるので、容易にモータ制御を行なうことができる。

しかしながら、密閉型圧縮機においては、ホール素子等のセンサを埋め込むこと自体が、使用環境によるセンサ故障、冷媒漏れなどの信頼性、センサ一体型による故障時のモータのメンテナンスの観点から採用が容易ではなく、一般的にはホール素子等のセンサを用いずにステータ巻線に生じる誘起電圧により、ロータ磁極位置を検知するセンサレス方式のインバータ制御装置が用いられている。

一般に、センサレス方式のインバータ制御装置の波形制御としては、１２０度通電波形が採用されているものが多く、ブラシレスＤＣモータを駆動するシステムにおいては、電気角１２０度の期間インバータの各相スイッチを導通させ、残りの電気角６０度の区間を無制御としている。この場合、無制御期間中の電気角６０度を用い、上下アームのスイッチのオフ期間中にモータ端子に現れる誘起電圧を観測することにより、ロータ磁極位置を得ている（例えば、特許文献１参照）。

また、誘起電圧によって観測されるロータの回転速度に応じてモータ端子電圧を変化させ、ロータ磁極位置と回転磁界との相対位置を一定に維持するようにモータの回転数を制御しており、モータ端子電圧はＰＷＭ制御により変化させることが一般的に行なわれている。

さらに、ＰＷＭ制御による出力デューティが最大の１００％の状態となった場合、ブラシレスＤＣモータは負荷が増加すると回転数が低下してくるため、高負荷状態となった場合に同期駆動に切り替えることにより、高負荷時の回転数低下を抑えることが行なわれている（例えば、特許文献２参照）。

以下、図面を参照しながら、上記従来のインバータ制御装置について説明する。

図４は、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の構成を示す図である。

図５は、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示すタイムチャートである。

図４において、直流電源００１の端子間に３対のスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚをそれぞれ直列接続してインバータ回路部１４０を構成している。ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極の分布巻き構造のステータ１０５ｂと、ロータ１０５ａで構成されている。ロータ１０５ａは、内部に永久磁石１０５α、１０５βを埋め込んだ磁石埋込型構造である。

各対のスイッチングトランジスタ同士の接続点は、ブラシレスＤＣモータ１０５のＹ接続された各相のステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの端子にそれぞれ接続されている。

尚、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚのコレクタ−エミッタ端子間には、それぞれ保護用の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚが接続されている。

抵抗１０１、１０２は、母線１０３、１０４間に直列に接続されており、その共通接続点である検出端子ＯＮは、ブラシレスＤＣモータ１０５のステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの中性点の電圧に相当する直流電源００１の電圧の１／２である仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。

コンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃは、これらの各非反転入力端子（＋）が、抵抗１０７、１０８、１０９を介して出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）が、検出端子ＯＮに接続されている。

そして、これらのコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの出力端子は、論理手段であるマイクロプロセッサ１１０の入力端子Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３にそれぞれ接続されている。またその出力端子Ｏ１からＯ６は、ドライブ回路１２０を介してスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚを駆動する。

ブラシレスＤＣモータ１０５は、４極分布巻き構造で、ロータ１０５ａがロータ表面に永久磁石１０５α、１０５βを配置した表面磁石構造となっている。

次に図５を用いて制御動作について説明する。

（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は定常動作時におけるステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを示すものである。

これらの端子電圧は、インバータ回路部１４０による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部１４０の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。これらの端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと直流電源００１の１／２の電圧である仮想中性点電圧ＶＮとコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃにより比較した出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗを（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）に示す。

この場合、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、前述の誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を表わす信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、前述のパルス状電圧のＶｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとからなる。

また、パルス状電圧のＶｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃは、ウェイトタイマにより無視しているので、コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、結果として誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの正および負ならびに位相を示すものとなる。

マイクロプロセッサ１１０は、各コンパレータの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態に基づいて（Ｇ）に示す６つのモードＡ〜Ｆを認識し、出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗのレベルが変化した時点から電気角で３０度だけ遅らせて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｊ）からＤＳｚ（Ｏ）を出力する。

モードＡ〜Ｆの各時間Ｔ（Ｈ）は、電気角６０度を示すものであり、Ａ〜Ｆの１／２の時間（Ｉ）すなわちＴ／２は、電気角で３０度に相当する遅延時間を示すものである。

このように、ブラシレスＤＣモータ１０５のロータ１０５ａの回転に応じて、ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗに生ずる誘起電圧からロータ１０５ａの位置状態を検出するとともに、その誘起電圧の変化時間（Ｔ）を検出してステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗへの通電モードおよびタイミングにより各相ステータ巻線１０５ｕ、１０５ｖ、１０５ｗの通電のための駆動信号を決定して実行させるようにしている。

図６は、特許文献２に記載された従来のインバータ制御装置のブロック図である。

図６において、商用電源１５１は、日本の場合周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、電圧１００Ｖの交流電源である。

整流回路１５２は商用電源１５１の交流電圧を直流電圧に変換するものである。整流回路１５２はブリッジ接続された整流用ダイオード１５２ａ〜１５２ｄと平滑用の電解コンデンサ１５２ｅ、１５２ｆとからなり、図６に示す回路では倍電圧整流回路であり、商用電源１５１のＡＣ１００Ｖ入力から直流電圧２８０Ｖを得ることができる。

インバータ回路１５３は、６個のスイッチ素子１５３ａ、１５３ｂ、１５３ｃ、１５３ｄ、１５３ｅ、１５３ｆを３相ブリッジ構成としている。なお、各々のスイッチ素子には各スイッチ素子の逆方向に還流電流用のダイオードが入っているが、本図では省略している。

ブラシレスＤＣモータ１５４は、永久磁石を有する回転子１５４ａと３相巻線を有した固定子１５４ｂとからなる。インバータ１５３により作られた３相交流電流が固定子１５４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子１５４ａを回転させることができる。

逆起電圧検出回路１５５は、ブラシレスＤＣモータ１５４の永久磁石を有する回転子１５４ａが回転することにより発生する逆起電圧から、回転子１５４ａの回転相対位置を検出する。

転流回路１５６は、逆起電圧検出回路１５５の出力信号によりロジカルな信号変換を行い、インバータ１５３のスイッチ素子１５３ａ、１５３ｂ、１５３ｃ、１５３ｄ、１５３ｅ、１５３ｆを順次切り換えて駆動する信号を作り出す。

同期駆動回路１５７は、インバータ１５３から強制的に所定周波数を出力し、ブラシレスＤＣモータ１５４を駆動するものであり、転流回路１５６で生成されるロジカルな信号と同等形状の信号を強制的に所定周波数で発生させるものである。

負荷状態判定回路１５８は、ブラシレスＤＣモータ１５４が運転されている負荷状態を判定するものである。

切替回路１５９は、負荷状態判定回路１５８の出力により、ブラシレスＤＣモータ１５４を転流回路１５６で駆動するか、同期駆動回路１５７で駆動するかを切り替える。

ドライブ回路１６０は、切替回路１５９からの出力信号により、インバータ１５３のスイッチ素子１５３ａ、１５３ｂ、１５３ｃ、１５３ｄ、１５３ｅ、１５３ｆを駆動する。

以上の構成において、次に動作の説明を行う。

負荷状態判定回路１５８で検出された負荷が、通常負荷の場合、転流回路１５６による駆動を行う。

逆起電圧検出回路１５５でブラシレスＤＣモータ１５４の回転子１５４ａの相対位置を検出する。次に転流回路１５６で回転子１５４ａの相対位置に応じてインバータ１５３を駆動する転流パターンを作り出す。

この転流パターンは切替回路１５９を通して、ドライブ回路１６０に供給され、インバータ１５３のスイッチ素子１５３ａ、１５３ｂ、１５３ｃ、１５３ｄ、１５３ｅ、１５３ｆを駆動する。

この動作により、ブラシレスＤＣモータ１５４はその回転位置に合致した駆動を行うこととなる。

次に、負荷が増加してきたときの動作について説明する。

ブラシレスＤＣモータ１５４の負荷が増加すると、ブラシレスＤＣモータ１５４の特性により回転数が低下してくる。この状態を負荷状態判定回路１５８で高負荷状態であると判定し、切替回路１５９の出力を同期駆動回路１５７からの信号に切り替える。このように駆動することにより高負荷時の回転数低下を抑えることが可能となる。

特開平１−８８９０号公報 特開平９−８８８３７号公報

しかしながら、上記従来の構成では、ブラシレスＤＣモータ１０５の回転数を可変するためにＰＷＭ制御を行なった場合、出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷに接続されているコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの各入力端子はＰＷＭ信号が重畳した電圧を検出するため、ロータ１０５ａの誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂの検出電圧波形に対してもＰＷＭ信号が重畳することとなり、マイクロプロセッサ１１０はＰＷＭ信号がオン中の各コンパレータ出力を位置検知信号として判定する必要が生じる。

したがって、ＰＷＭ信号のデューティ値が小さく、ＰＷＭ信号がオンとなる時間が短い場合は、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと仮想中性点の電圧ＶＮの比較結果が一致する時点がＰＷＭ信号のオフ期間中に発生する可能性が高くなり、その後ＰＷＭ信号がオンとなることで発生する位置検知信号出力の判定結果が得られるまでの遅れ時間が大きくなる
。

このためロータ１０５ａの位置に対して転流が遅れることとなり、負荷トルクが増加した時にブラシレスＤＣモータ１０５が脱調停止するという課題を有していた。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、ＰＷＭ信号のオン時間が所定の時間以下の場合、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて、所定の周波数の駆動波形によって強制的に転流を継続する強制同期転流によってモータの運転状態を維持するとともに、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じてインバータ出力電圧を変化させることで、強制同期転流時の安定したモータ動作を実現する信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。

上記従来の課題を解決するために本発明のインバータ制御装置は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータからなるブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転回転数を可変するため前記インバータ回路部の三相出力電圧をＰＷＭ制御によって変化させる出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記位置検出回路部の信号に基づいて前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させインバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で予め設定した転流波形を出力する強制同期転流制御手段を備え、前記ブラシレスＤＣモータの位置検知転流において、位置検知信号の検出が出力電圧制御手段のＰＷＭ制御のオフ期間中に一定以上発生していると推定される場合、強制同期転流により動作するとともに、ロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させモータの運転状態を追従させるようにしたものである。

これによって、ブラシレスＤＣモータのロータ位置検知信号が不安定となっている場合、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて所定の周波数の駆動波形によって強制的に転流を継続する強制同期転流によってモータの運転状態を維持するとともに、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させることで強制同期転流運転時の安定したモータ動作を実現し、目標回転数の変化等の原因によってブラシレスＤＣモータの運転状態が変化した場合においても、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じてインバータ出力電圧を変化させて、モータ出力トルクが過剰トルクまたは不足トルクとなることから脱調停止することを防止して安定したモータ動作を実現することができる。

本発明のインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動において、低速運転時にデューティ値が小さくロータの磁極位置検知が困難な運転状態となった場合においても、強制的に同期駆動によって運転状態を継続することで運転範囲を拡大し、また同期駆動による運転中に負荷トルクが増加した時にブラシレスＤＣモータが脱調停止することを防止して安定した運転動作の継続を可能とすることができる。

本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図 同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の信号波形と処理内容を示すタイムチャート 同実施の形態１におけるインバータ制御装置の制御動作を示すフローチャート 従来のインバータ制御装置の構成を示す図 従来のインバータ制御装置の各部の信号波形および処理内容を示す図 従来のインバータ制御装置のブロック図

請求項１に記載の発明は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータからなるブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転回転数を可変するために前記インバータ回路部の三相出力電圧をＰＷＭ制御によって変化させる出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記位置検出回路部の信号に基づき前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で予め設定した転流波形を出力する強制同期転流制御手段を備え、前記ブラシレスＤＣモータの位置検知転流において、位置検知信号の検出が出力電圧制御手段のＰＷＭ制御のオフ期間中に一定以上発生していると推定される場合、強制同期転流により動作するとともに、ロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させモータの運転状態を追従させるようにしたものである。

これによって、ブラシレスＤＣモータのロータ位置検知信号が不安定となっている場合、インバータ回路部出力電圧の周波数を強制的に同期周波数で出力することとなり、転流動作を安定させるとともに、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させることで強制転流による同期運転時の安定したモータ動作を実現することができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記出力電圧制御手段のＰＷＭ制御の設定値が所定の値より小さくなった場合、強制同期転流により動作するようにしたものである。

これによって、ブラシレスＤＣモータの低速運転時にインバータ回路部出力電圧の周波数を強制的に同期周波数で出力することとなり、誘起電圧の検出が困難である出力電圧のＰＷＭ制御によるオン時間が短い状態、すなわちロータ位置検出信号が不安定な状態となった場合においても、転流動作を安定させるとともに、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化させることで強制転流による同期運転時の安定したモータ動作を実現することができる。

請求項３に記載の発明は、前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置によって駆動される電動圧縮機である。

これによって、ブラシレスＤＣモータの低回転数領域は高効率、高回転数領域は高トルクでの運転が可能となり、また冷凍サイクルの負荷変動に追従する信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。

請求項４に記載の発明は、前記電動圧縮機を具備し、請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置によって駆動される電気機器である。

これによって、高効率で運転範囲が広く、信頼性の高い駆動制御を行なう家庭用冷蔵庫等の電気機器を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図である。図２は、同実施の形態１におけるインバータ制御装置の各部の信号波形と処理内容を示すタイムチャートである。図３は、同実施の形態１における制御動作を示すフローチャートである。

図１において、インバータ制御装置２００は、商用交流電源２０１と、周知の構成からなる圧縮機構（図示せず）とブラシレスＤＣモータ２０３を具備した電動圧縮機２２０に接続されており、商用交流電源２０１を直流電源に変換する整流部２０２と、電動圧縮機２２０のブラシレスＤＣモータ２０３を駆動するインバータ回路部２０４とを備えている。

さらに、インバータ回路部２０４を駆動するドライブ回路２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０３の端子電圧を検出する位置検出回路部２０６と、インバータ回路部２０４を制御するマイクロプロセッサ２０７を備えている。

マイクロプロセッサ２０７は、位置検出回路部２０６からの出力信号に対してブラシレスＤＣモータ２０３の磁極位置を検出する位置検出判定手段２０８と、位置検出信号に基づいて転流信号を生成する位置検出転流制御手段２０９とを備えている。

また、マイクロプロセッサ２０７は、位置検出回路部２０６からの出力信号により、インバータ回路部２０４の出力電圧位相に対するブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧位相の位相差を検出する位相差判定手段２１０と、位相差検出信号に基づいて転流信号を生成する強制同期転流制御手段２１１とを備えている。

さらに、位置検出判定手段２０８からの出力に基づいて回転速度を算出する回転速度検出手段２１２と、回転速度と回転速度指令、または位相差に応じて出力電圧にＰＷＭ変調を行なうための出力電圧制御手段２１３と、位置検出転流制御手段２０９または強制同期転流制御手段２１１の出力により、ドライブ回路２０５を駆動するためのドライブ制御手段２１６を備えている。

ブラシレスＤＣモータ２０３は、３相巻線のステータ２０３ａとロータ２０３ｂとで構成されている。

ステータ２０３ａは、ステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗにより構成され、ロータ２０３ｂは、内部に永久磁石２０３α、２０３β、２０３γ、２０３δ、２０３ε、２０３ζを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造である。

インバータ回路部２０４は、６つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚと、それぞれに並列に接続された還流
ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚより構成されている。

位置検出回路部２０６は、コンパレータ（図示せず）等から構成されており、ブラシレスＤＣモータ２０３の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較して位置検出信号を得ている。

位置検出判定手段２０８は、位置検出回路部２０６の出力信号から、ロータ２０３ｂの位置信号を得て位置検出信号を生成し、位置検出転流制御手段２０９は、位置検出判定手段２０８の位置検出信号によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。

位相差判定手段２１０は、位置検出回路部２０６の出力信号から、インバータ回路部２０４の出力電圧位相とステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧位相の位相差信号を生成し、強制同期転流制御手段２１１は、回転速度指令によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの転流信号を生成する。

回転速度検出手段２１２は、位置検出判定手段２０８からの位置信号によってブラシレスＤＣモータ２０３の回転速度を算出し、回転速度検出手段２１２から得られた回転速度と指令回転速度との偏差を出力する。

出力電圧制御手段２１３は、回転速度検出手段２１２の偏差信号、または位相差判定手段２１０の位相差信号の状態に応じて、インバータ出力電圧を変化するためのＰＷＭ変調信号を出力する。

ところで、従来のインバータ制御装置（図４）において、出力端子ＯＵ、ＯＶ、ＯＷに接続されているコンパレータ１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの各入力端子は、ＰＷＭ信号が重畳したインバータ出力電圧を検出するため、ロータ１０５ａの誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ（図２）の検出電圧波形に対してもＰＷＭ信号が重畳することとなる。したがって、本実施の形態の位置検出判定手段２０８は、ＰＷＭ信号がオン中の各コンパレータ出力を位置検知信号として判定する必要が生じる。

この時、出力電圧制御手段２１３からのＰＷＭ制御による出力電圧のデューティ値が小さく、ＰＷＭ信号がオンとなる時間が短い場合は、位置検出判定手段２０８に入力される位置検出回路部２０６の出力信号は、後述する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ（図２）と仮想中性点の電圧ＶＮの比較結果が一致する時点がＰＷＭ信号のオフ期間中に発生すると、その後ＰＷＭ信号がオンとなることで発生する位置検知信号出力の判定結果が得られるまでの遅れ時間が大きくなるため、ロータ１０５ａの位置に対して転流が遅れることとなる。

また、ＰＷＭ信号のオン時間が短い場合は、誘起電圧の検出レベルの判定時間が限定されるため、誘起電圧波形から位置検出信号を検出することが難しくなる。

一例として、ＰＷＭ周期が１００μｓで電圧制御を行なっている場合について、オン時間デューティ値が５０％以下、すなわちＰＷＭオン時間が５０μｓ以下となった場合、位置検出が可能な時間は半分以下に減少し、誘起電圧の変動、検出回路による波形歪みなど位置検出の障害となる要因に対してマージンの確保が不足するため、位置検出信号の発生タイミングが不安定となる。

このため、出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調によるオン時間が所定の値以下の状態
で継続した場合、位置検知転流から強制同期転流へ切り換える。

すなわち、ドライブ制御手段２１６は、出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調デューティ値、回転速度検出手段２１２の回転数偏差信号に応じて、位置検出転流制御手段２０９と強制同期転流制御手段２１１のいずれかの転流信号によってドライブ回路２０５を駆動する。

そして、ドライブ制御手段２１６は、位置検出転流制御手段２０９、または強制同期転流制御手段２１１の転流信号と出力電圧制御手段２１３のＰＷＭ変調信号を合成し、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚをＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路２０５へ出力する。

ドライブ回路２０５では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、ＴｒｚのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行ない、ブラシレスＤＣモータ２０３を駆動する。

次に、図２に示すインバータ制御装置の各種波形について説明する。

（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ブラシレスＤＣモータ２０３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗであり、それぞれの位相が１２０度ずつずれた状態で変化する。

これらの端子電圧は、インバータ回路部２０４による供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａと、ステータ巻線２０３ｕ、２０３ｖ、２０３ｗに発生する誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと、転流切り換え時にインバータ回路部２０４の還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、Ｄｖ、Ｄｙ、Ｄｗ、Ｄｚの内のいずれかが導通することにより生じるパルス状のスパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃとの合成波形となる。

また、各相端子電圧（値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、整流部２０２によって直流電源に変換された直流電源電圧の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮを比較し、各コンパレータ（図示せず）より出力する出力信号がＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗである。

この出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、供給電圧Ｖｕａ、Ｖｖａ、Ｖｗａに対応する出力信号ＰＳｕａ、ＰＳｖａ、ＰＳｗａと、スパイク電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃに対応する出力信号ＰＳｕｃ、ＰＳｖｃ、ＰＳｗｃと、誘起電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂと仮想中性点電圧ＶＮの比較中の期間に相当する出力信号ＰＳｕｂ、ＰＳｖｂ、ＰＳｗｂとの合成信号となる。

ここで、誘起電圧位相が中間位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｇ）となる。

また、誘起電圧位相が遅れ位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは、（Ｈ）、（Ｉ）、（Ｊ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態が（Ｋ）となる。

同様に、誘起電圧位相が進み位相の場合のＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗは（Ｌ）、（Ｍ）、（Ｎ）であり、その時の位相差判定手段の出力信号の状態は（Ｏ）である。

マイクロプロセッサ２０７は、目標回転数に応じて基準タイマカウント値（Ｐ）のカウント動作を行ない、強制同期基準信号（Ｑ）を発生する。

さらに、強制同期基準信号を基準として、一定間隔で転流信号（Ｒ）、およびサンプリ
ング開始信号（Ｓ）を発生し、転流信号の状態に応じて、ドライブ信号ＤＳｕ（Ｔ）からＤＳｚ（Ｙ）を出力する。

続いて、図３のフローチャートにより、インバータ制御装置２００によるブラシレスＤＣモータ２０３の同期運転時の誘起電圧位相の判定についての詳細な動作について説明する。

図３において、各ステップは位相差判定手段２１０、強制同期転流制御手段２１１、出力電圧制御手段２１３の動作を示す。

まず、ステップ１０１において、基準タイマによって目標周波数に対する電気角１２０度に相当する基準時間のタイマカウントを開始する。

ここで、ステップ１０１は強制同期基準信号（Ｑ）の発生時点であり、後述する位相進み判定期間に相当する。

その後、ステップ１０２において、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行なう。

ここで、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相のいずれかの誘起電圧の立上り期間においては、該当通電相は電気角６０度に相当する期間、無通電状態となり、それぞれの無通電期間の開始前後において、それぞれ下側ドライブ信号ＤＳｘ、ＤＳｙ、ＤＳｚに対して、上側ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、ＤＳｗへと切り換えが行なわれる。

インバータ回路部２０４の出力電圧が立上り波形の場合において、誘起電圧が進み位相の場合、位相進み検出期間の期間中、端子電圧が仮想中性点電圧値ＶＮを下回ることがなく位置検出回路部出力が‘Ｌ’信号となることはない。すなわち位置検出回路部出力の‘Ｌ’信号を検出した場合、ステップ１０３で誘起電圧位相が進み位相状態ではないと判断し進み位相状態をセットする。

そして、ステップ１０４において基準タイマカウント値（Ｐ）が転流時間、例えば電気角３０度に相当する時間を経過するまでステップ１０２に戻り、進み位相検知判定を継続する。転流時間を経過した場合、ステップ１０５に進む。

ステップ１０５は、転流信号（Ｒ）を発生させて、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相の状態に応じて、それぞれ上側ドライブ信号ＤＳｕ、ＤＳｖ、またはＤＳｗをＯＮとして転流動作を行なう。

その後、ステップ１０６において、基準タイマカウント値（Ｐ）が遅れ位相検知開始時間が経過するまで待機する。

ステップ１０６は、基準タイマカウント値（Ｐ）が遅れ位相検知開始時間、例えば電気角９０度に相当する時間の直前１００μｓ手前の時間を経過した場合、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行なう。

インバータ回路部２０４の出力電圧が立下り波形の場合において、誘起電圧が遅れ位相の場合、位相遅れ検出期間の期間中、端子電圧が仮想中性点電圧値ＶＮを上回るため、位置検出回路部出力が‘Ｈ’信号となる。すなわち位置検出回路部出力の‘Ｈ’信号を検出した場合、ステップ１０８で誘起電圧位相が遅れ位相状態であると判断し遅れ位相状態をセットする。

そして、ステップ１０９において基準タイマカウント値（Ｐ）が転流時間を経過するまでステップ１０７に戻り、遅れ位相検知を継続し、転流時間を経過した場合、ステップ１１０に進む。

ステップ１１０は、転流信号（Ｒ）を発生させて、Ｕ相、Ｖ相、またはＷ相の状態に応じて、それぞれ下側ドライブ信号ＤＳｘ、ＤＳｙ、またはＤＳｚをＯＮとして転流動作を行なう。

その後、ステップ１１１において、基準タイマカウント値（Ｐ）が進み位相検知開始時間が経過するまで待機する。

続いて、ステップ１１２は、基準タイマカウント値（Ｐ）が進み位相検知開始時間、例えば電気角９０度に相当する時間の直後１００μｓの時間を経過した場合、位置検出回路部２０６からの出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態の検出を行ない、スイッチングトランジスタＴｒｕ、Ｔｒｘ、Ｔｒｖ、Ｔｒｙ、Ｔｒｗ、Ｔｒｚの出力状態、すなわち図２における動作モードの状態に応じた出力信号ＰＳｕ、ＰＳｖ、ＰＳｗの状態によって位相検出判定を行なう。

以後、ステップ１１２およびステップ１１３は、進み位相判定期間であり前述のステップ１０２およびステップ１０３と同様に誘起電圧の進み位相検知を行なう。

そして、ステップ１１４において、基準タイマカウント値（Ｐ）が基準時間、例えば電気角１２０度に相当する時間を経過するまで、ステップ１１２に戻り進み位相検知を継続する。

ステップ１１４で基準タイマカウント値（Ｐ）が基準時間を経過した場合は、ステップ１１５に進む。

ステップ１１５は、遅れ位相状態の判定を行ない、下側ドライブ信号出力直前まで該当相のコンパレータ出力が‘Ｈ’状態を継続した状態となり、誘起電圧の位相が極端な遅れ位相状態となっていた場合、ステップ１１６で、出力電圧制御手段２１３は電圧ＰＷＭ制御信号の出力デューティを一定値だけ増加させる。ステップ１１６の後は、ステップ１０１に戻り、以下同様の動作を繰り返す。

一方、ステップ１１５で誘起電圧の状態が遅れ位相状態でない場合、ステップ１１７に進む。

ステップ１１７は、進み位相状態の判定を行ない、上側ドライブ信号出力直前まで該当相のコンパレータ出力が‘Ｌ’状態を検出することがない状態となり、誘起電圧の位相が極端な進み位相状態となっていた場合、ステップ１１８で、出力電圧制御手段２１３は電圧ＰＷＭ制御信号の出力デューティを一定値だけ減少させる。ステップ１１８の後は、ステップ１０１に戻り、以下同様の動作を繰り返す。

また、ステップ１１７で誘起電圧の状態が進み位相状態でない場合、ステップ１０１に
戻り、以下同様の動作を繰り返す。

このように、ブラシレスＤＣモータの各相端子電圧（値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、整流部２０２によって直流電源に変換された直流電源電圧の１／２の電圧である仮想中性点電圧（値）ＶＮとの比較によって、インバータ回路部の転流動作による各相出力電圧位相と、ロータ磁束変化によりステータ巻線に発生する誘起電圧の位相差を判定し、インバータ出力電圧位相に対して誘起電圧位相が遅れている場合に、インバータ回路出力電圧を増加し、逆にインバータ出力電圧位相に対して誘起電圧位相が進んでいる場合に、インバータ回路出力電圧を減少する。

したがって、ブラシレスＤＣモータの低速運転時に、インバータ回路部出力電圧の周波数を強制的に同期周波数で出力することによって、誘起電圧波形によるロータ位置検出が困難である出力電圧のＰＷＭ制御によるオン時間が短い状態（例えば、５０μｓ以下）、すなわち、ロータ位置検出信号が不安定な状態となった場合においても、目標回転数およびその時点の運転回転数に基づいて所定の周波数の駆動波形によって強制的に転流を継続する同期運転によってブラシレスＤＣモータの運転状態を安定に維持することができる。

さらに、誘起電圧波形によるロータ位置検出が不可能な状態における強制転流による同期運転時において、負荷トルク変動、または目標回転数の変化等の原因によってブラシレスＤＣモータの運転状態が変化した場合においても、インバータ出力電圧に対する誘起電圧位相の状態に応じてインバータ出力電圧が変化することで、モータ出力トルクが過剰トルクまたは不足トルクとなることで脱調停止することを防止し、強制転流による同期運転時の安定したモータ動作を実現することができる。

このように、ブラシレスＤＣモータ２０３の回転制御に信頼性が得られるため、ブラシレスＤＣモータ２０３を具備した電動圧縮機２２０に、本実施の形態１におけるインバータ制御装置２００を用いても、良好な運転が可能となる。

また、電動圧縮機２２０、凝縮器、減圧装置、蒸発器を配管によって環状に連結した冷凍サイクル（いずれも図示せず）を具備した電気機器である冷蔵庫等の物品貯蔵装置において、電動圧縮機２２０を、本実施の形態１のインバータ制御装置２００を用いて駆動制御することにより、良好なシステム運転を得ることができ、物品貯蔵装置の物品保存温度を安定させ、物品貯蔵の信頼性を高めることができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータのセンサレス駆動において、低速運転時にデューティ値が小さくロータの磁極位置検知が困難な運転状態となった場合においても、強制的に同期駆動によって運転状態を継続することで運転範囲を拡大し、また同期駆動による運転中に負荷トルクが増加した時にブラシレスＤＣモータが脱調停止することを防止して安定した運転動作の継続を可能とすることができるので、ブラシレスＤＣモータの運転回転数を変化させ、負荷変動、電圧変動の生じるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車等に有用である。

２００ インバータ制御装置
２０３ ブラシレスＤＣモータ
２０３ａ ステータ
２０３ｂ ロータ
２０３α 永久磁石
２０３β 永久磁石
２０３γ 永久磁石
２０３δ 永久磁石
２０３ε 永久磁石
２０３ζ 永久磁石
２０３ｕ ステータ巻線
２０３ｖ ステータ巻線
２０３ｗ ステータ巻線
２０４ インバータ回路部
２０６ 位置検出回路部
２０８ 位置検出判定手段
２０９ 位置検出転流制御手段
２１０ 位相差判定手段
２１１ 強制同期転流制御手段
２１３ 出力電圧制御手段
２２０ 電動圧縮機

Claims (4)

1. 永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータからなるブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転回転数を可変するために前記インバータ回路部の三相出力電圧をＰＷＭ制御によって変化させる出力電圧制御手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する位置検出回路部と、前記位置検出回路部の信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、前記位置検出判定手段からの出力信号に基づき前記インバータ回路部の転流波形を出力する位置検出転流制御手段と、前記位置検出回路部の信号に基づき前記インバータ回路部の出力電圧位相に対する誘起電圧位相の位相差を検出するとともに、位相状態に応じて前記出力電圧制御手段による三相出力電圧を変化させ、インバータ回路部の出力電圧に対するロータ誘起電圧位相を所定の位相に保つ位相差判定手段と、前記ブラシレスＤＣモータの目標回転数に応じて所定の周波数で予め設定した転流波形を出力する強制同期転流制御手段を備え、前記ブラシレスＤＣモータの位置検知転流において、位置検知信号の検出が出力電圧制御手段のＰＷＭ制御のオフ期間中に一定以上発生していると推定される場合、強制同期転流により動作するとともに、ロータ位相の変化状態に応じて出力電圧を変化させモータの運転状態を追従させるようにしたインバータ制御装置。
2. 前記出力電圧制御手段のＰＷＭ制御の設定値が所定の値より小さくなった場合、強制同期転流により動作するようにした請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記ブラシレスＤＣモータを具備し、請求項１または２に記載のインバータ制御装置によって駆動される電動圧縮機。
4. 前記電動圧縮機を具備し、請求項１または２に記載のインバータ制御装置によって駆動される電気機器。