JP2012005231A - 単相交流同期モータおよびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】単相交流同期モータの同期運転時に、脱調しづらく、且つ、高出力トルクを得ること。
【解決手段】単相交流同期モータ１において、モータコイル３０と単相交流電源２との間に直列接続されたトライアックｔｒ１，ｔｒ２を有し、制御部１９は、単相交流電源２の電圧周期の半周期毎に、単相交流電源２の電圧のゼロクロス点より電気角としてθ１遅らせてトライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号をＯＮし、ゼロクロス点より電気角としてθ２（＞θ１）度遅らせてゲートトリガー信号をＯＦＦする。
【選択図】図１

Description

本発明は、単相交流同期モータおよびその制御方法に関する。

特許文献１には、起動運転における逆回転トルクの発生を抑えて安定した同期引き込みを行うことができる単相交流同期モータが開示されている。特許文献１の単相交流同期モータは、永久磁石ロータの磁極位置を検出する検出センサからの検出信号により起動用スイッチング手段をスイッチングしてモータ電流の向きを切換えて通電する起動運転回路を有する。これにより、単相交流同期モータを直流ブラシレスモータとして起動運転させることができる。

また、特許文献１の単相交流同期モータは、永久磁石ロータの回転速度が同期回転速度近傍の所定回転数に到達すると検出センサの出力波形より位相が遅れるモータ電流波形を少なくとも当該センサ出力波形のゼロクロス点で通電方向が切り替わるようにモータ電流の通電範囲を抑制しながら起動運転させる。これにより、単相交流同期モータの起動運転における逆回転トルクの発生を抑え安定した同期回転の引き込みを行うことができる。

他に、単相交流同期モータの起動運転時において、振動や騒音を抑える提案としては特許文献２の提案がある。この提案では、単相交流同期モータの起動運転時に、モータコイルに通電する電圧の位相を、交流電源の電圧のゼロクロス点より電気角にして０度以上９０度未満遅らせて通電開始し、同ゼロクロス点より電気角にして９０度を超え１８０度以下遅らせて通電終了するように制御している。

特許第４０３０５７１号 特許第４４２８９３９号

上述したように、単相交流同期モータの起動運転時における性能を向上させる提案は見受けられるが、単相交流同期モータの同期運転時における性能についても向上を図りたい。すなわち、単相交流同期モータの起動運転時において、振動や騒音の発生を低減させることができたとしてもその後の同期運転時において脱調し易く、且つ、低出力では起動運転時における性能の向上の有用性は低くなる。

本発明は、このような背景の下に行われたものであって、同期運転時に、脱調しづらく、且つ、高出力トルクを得ることができる単相交流同期モータおよび制御方法を提供することを目的とする。

本発明の１つの観点は、単相交流同期モータとしての観点である。すなわち、本発明の単相交流同期モータは、単相交流電源に接続されるモータコイルに、当該単相交流電源より通電される交流電圧を直流電圧に変換し、永久磁石ロータの磁極位置を検出するセンサからの検出信号により起動用スイッチング手段をスイッチングしてモータ電圧の通電の向きを切換えて通電することにより、直流ブラシレスモータとして起動運転する起動運転用回路と、交流電圧をモータコイルに通電して交流同期モータとして同期運転する同期運転用回路と、を有し、起動運転用回路から同期運転用回路へ切換えて同期運転に移行するよう制御する、単相交流同期モータにおいて、モータコイルと単相交流電源との間に直列接続されたトライアックを有し、同期運転用回路は、単相交流電源の電圧周期の半周期毎に、単相交流電源の電圧のゼロクロス点より電気角にしてθ１遅らせてトライアックのゲートトリガー信号をＯＮし、ゼロクロス点より電気角にしてθ２（θ２＞θ１）度遅らせてゲートトリガー信号をＯＦＦするものである。

たとえば、θ１は、０度よりも大きく４０度以下とし、θ２は、θ１より大きく（１８０度−θ１）以下とすることができる。あるいは、θ２は、θ１より大きく９０度以下とすることができる。もしくは、θ２は、７０度以上であり（１８０度−θ１）以下としてもよい。または、θ２は、７０度以上であり９０度以下としてもよい。

また、本発明の単相交流同期モータは、所定の負荷での同期駆動時には、モータ電流の立ち上がりおよび立ち下がりのゼロクロス点が単相交流電圧の位相の半周期分以内に収まるように調整されることができる。

本発明の他の観点は、制御方法としての観点である。すなわち、本発明の制御方法は、単相交流電源に接続されるモータコイルに、当該単相交流電源より通電される交流電圧を直流電圧に変換し、永久磁石ロータの磁極位置を検出するセンサからの検出信号により起動用スイッチング手段をスイッチングしてモータ電圧の通電の向きを切換えて通電することにより、直流ブラシレスモータとして起動運転する起動運転ステップと、起動運転ステップから移行し、交流電圧をモータコイルに通電して交流同期モータとして同期運転する同期運転ステップとする単相交流同期モータが行う制御方法において、同期運転ステップの処理は、単相交流電源の電圧周期の半周期毎に、モータコイルと単相交流電源との間に直列接続されたトライアックのゲートトリガー信号を、単相交流電源の電圧のゼロクロス点より電気角にしてθ１遅らせてＯＮし、ゼロクロス点より電気角にしてθ２遅らせてＯＦＦするものである。

たとえば、θ１は、０度よりも大きく４０度以下とし、θ２は、θ１より大きく（１８０度−θ１）以下とすることができる。あるいは、θ２は、θ１より大きく９０度以下とすることができる。もしくは、θ２は、７０度以上であり（１８０度−θ１）以下としてもよい。または、θ２は、７０度以上であり９０度以下としてもよい。

また、本発明の制御方法は、所定の負荷での同期駆動時には、モータ電流の立ち上がりおよび立ち下がりのゼロクロス点が単相交流電圧の位相の半周期分以内に収まるように調整されることができる。

各発明によれば、単相交流同期モータの同期運転時に、脱調しづらく、且つ、高出力トルクを得ることができる。

本発明の実施の形態の単相交流同期モータのブロック構成図である。 図１に示す制御部が行う単相交流同期モータの制御手順を示すフローチャートである。 図２のフローチャートのステップＳ２の動作を説明するための図である。 図２のフローチャートのステップＳ３の動作を説明するための図である。 図２のフローチャートのステップＳ４の動作を説明するための図である。 図２のフローチャートのステップＳ４からステップＳ５へ遷移する際の動作を説明するための図である。 図２のフローチャートのステップＳ６の動作を説明するための図である。 図１の制御部がトライアックのゲートトリガー信号のＯＮのタイミングをモータコイルの端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）のゼロクロス点よりθ１遅らせる制御を行っていない場合の異なる負荷条件下でのモータコイルの端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、モータコイルの逆起電圧およびモータ電流の各位相を比較する図である。 図１の制御部がトライアックのゲートトリガー信号のＯＮのタイミングをモータコイルの端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）のゼロクロス点よりθ１遅らせる制御を行っている場合の異なる負荷条件下でのモータコイルの端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、モータコイルの逆起電圧およびモータ電流の各位相を比較する図である。 位相制御なしの実電圧およびモータ電流と位相制御した実電圧およびモータ電流とを互いに比較する図である。 定格負荷での位相制御を行ったときの逆起電圧、単相交流電圧、およびモータ電流の位相関係の実測結果を示す図である。 θ１の変化と単相交流同期モータの最大出力の変化との関係をシミュレーションした結果を示す図である。 定格負荷でのθ１の変化と単相交流同期モータの力率（実線）および効率（破線）の変化との関係をシミュレーションした結果を示す図である。 θ１の変化と定格負荷での単相交流同期モータが安定に同期回転する電圧の変化との関係をシミュレーションした結果を示す図である。 θ１＝１８度の位相制御を行い、θ２＝１８０度でトライアックをＯＦＦするように制御した場合の異なる負荷条件下での印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、モータコイルの逆起電圧およびモータ電流の各位相を比較する図である。 θ１＝１８度で位相制御を行い、θ２＝１６２度（すなわち、１８０度−θ１）でトライアックをＯＦＦするように制御した場合の異なる負荷条件下での印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、逆起電圧、およびモータ電流の各位相を比較する図である。 単相交流同期モータが同期駆動中に、定格負荷から軽負荷に突発的に移行した際の印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、逆起電圧、およびモータ電流の各位相を、θ１＝１８度、θ２＝１３０度の場合で比較する図である。 単相交流同期モータが同期駆動中に、定格負荷から軽負荷に突発的に移行した際の印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、逆起電圧、およびモータ電流の各位相を、θ１＝１８度、θ２＝９０度の場合で比較する図である。 図１７の単相交流同期モータが同期駆動中に、定格負荷から軽負荷に突発的に移行した際のθ１＝１８度、θ２＝１３０度の場合におけるトライアックのＯＮ／ＯＦＦ状況とモータ電流との関係を示す図である。 図１７の単相交流同期モータが同期駆動中に、定格負荷から軽負荷に突発的に移行した際のθ１＝１８度、θ２＝９０度の場合におけるトライアックのＯＮ／ＯＦＦ状況とモータ電流との関係を示す図である。

（本発明の実施の形態の単相交流同期モー１の概要について）
単相交流同期モータ１は、単相交流電源２の端子ＡＣＨ，ＡＣＬから電源が供給されると起動運転を開始し、やがて所定の回転速度に達すると同期運転に遷移する。単相交流同期モータ１の起動運転時には、スタート時の振動発生を低減させ、スムーズな同期回転への引き込みを行わせることができる。単相交流同期モータ１の同期運転時には、脱調しづらく、且つ、高出力トルクを得ることができる。

単相交流電源２は、たとえば１００Ｖ／５０Ｈｚ、１００Ｖ／６０Ｈｚ、１１０Ｖ／６０Ｈｚ、２３０Ｖ／５０Ｈｚなどの商用電源である。ただし、単相交流同期モータ１に適用できる単相交流電源２の周波数としては、たとえば４０Ｈｚ〜７５Ｈｚの範囲内のいずれでも適用可能である。なお、以下の説明では「ＡＣＨ−ＡＣＬ」は、端子ＡＣＨと端子ＡＣＬとの間の端子電圧を表す。

（本発明の実施の形態の単相交流同期モータ１の構成について）
本発明の実施の形態の単相交流同期モータ１の構成について図１を参照して説明する。

単相交流同期モータ１は、図１に示すように、整流ブリッジ回路１０、平滑フィルタ回路１１、Ｈブリッジ回路１２、同期運転回路１３、ＡＣ（交流）検出回路１４、直流電源１５、直流電源１６、センサ電源スイッチ１７、モータ部１８、および制御部１９を有して構成される。

起動運転用回路の一部となる整流ブリッジ回路１０は、４つのダイオードｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４によって構成されている。整流ブリッジ回路１０は、単相交流電源２より供給される交流電流を４つのダイオードｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４により全波整流する。

起動運転用回路の一部となる平滑フィルタ回路１１は、１つの電解コンデンサによって構成され、整流ブリッジ回路１０から出力される全波整流波形を平滑化した直流電圧を生成する。

起動運転用回路の一部となるＨブリッジ回路１２は、起動用スイッチング素子２１〜２４およびＦＴＥ駆動回路２５を有する。起動用スイッチング素子２１〜２４のそれぞれは、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）とダイオードの組合せによって構成される。これら４つの起動用スイッチング素子２１〜２４を適宜にＯＮ／ＯＦＦ制御することによって、モータ部１８のモータコイル３０に対して所望する方向に電圧を通電することができる。これにより、制御部１９は、モータ部１８の永久磁石ロータ３１が所定の回転方向に回転を継続するようにモータコイル３０の電圧通電方向を制御できる。

さらに、ＦＥＴ駆動回路２５は、制御部１９の制御にしたがって起動用スイッチング素子２１〜２４のスイッチングを制御し、モータ部１８のモータコイル３０に通電される電圧のデューティ比を変更する。これにより、制御部１９は、モータ部１８のモータコイル３０に通電される電圧値を制御することができる。

同期運転用回路の一部となる同期運転回路１３は、２つのトライアックｔｒ１，ｔｒ２によって構成されている。この２つのトライアックｔｒ１，ｔｒ２は、制御部１９の制御によってＯＮ／ＯＦＦする。トライアックｔｒ１，ｔｒ２は、単相交流電源２の端子ＡＣＨ，ＡＣＬと、モータ部１８の端子ＡＣＨ１，ＡＣＨ２との間にそれぞれ接続されている。また、トライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲート端子には、制御部１９のトライアック制御出力が接続される。

なお制御部１９は、モータ部１８の起動時には、同期運転回路１３が動作しないようにし、モータコイル３０へはＨブリッジ回路１２から電圧が通電されるようにする。一方、同期運転時には、制御部１９は、Ｈブリッジ回路１２が動作しないようにする。このとき、モータコイル３０は同期運転回路１３を介して単相交流電源２から電圧が通電される。このため後述する動作説明においては、起動時の駆動方式を「Ｈブリッジ駆動」と呼び、同期運転時の駆動方式を「トライアック駆動」と呼ぶ。

ＡＣ検出回路１４は、単相交流電源２の周波数を検出し、この検出結果を制御部１９に伝達する。

直流電源１５は、平滑フィルタ回路１１の出力電圧を１４．２Ｖに変換（たとえば降圧）する。そして、直流電源１５は、１４．２Ｖの直流電源を、Ｈブリッジ回路１２のＦＥＴ駆動回路２５に供給する。ＦＥＴ駆動回路２５は、直流電源１５から直流電源を供給されて稼働する。

直流電源１６は、直流電源１５の１４．２Ｖの出力電圧を５Ｖに降圧する。そして、直流電源１６は、５Ｖの直流電源を制御部１９に供給すると共に、センサ電源スイッチ１７を構成するトランジスタを介して５Ｖの直流電源をモータ部１８のセンサ３２Ａ，３２Ｂに供給する。

センサ電源スイッチ１７は、制御部１９の制御によって直流電源１６からのセンサ３２Ａ，３２Ｂへの電源の供給をＯＮ／ＯＦＦする。

モータ部１８は、出力軸と永久磁石を有する永久磁石ロータ３１、この永久磁石ロータ３１に磁界を与えて回転させるステータ（不図示）、およびセンサ３２Ａ，３２Ｂなどを有する。図１では、モータ部１８のステータが有するモータコイル３０のみ図示し、他のステータの構成要素の図示は省略してある。

永久磁石ロータ３１は、この実施の形態ではＮ極とＳ極を１つずつ有する２極のロータとなっている。モータコイル３０は、この実施の形態では、２極の各ステータに巻回されており、２つの磁極が直列接続され、一方の極がＮ極に励磁されると、他方の極がＳ極に励磁される関係となるように接続され、巻回されている。

モータコイル３０には、端子ＡＣＨ１，ＡＣＬ１から電源が供給される。なお、以下の説明では「ＡＣＨ１−ＡＣＬ１」は、端子ＡＣＨ１と端子ＡＣＬ１との間の端子電圧を表す。モータコイル３０は、電圧が通電されることによって磁界を発生する。モータコイル３０によって発生した交流磁界によって永久磁石ロータ３１は所定方向に回転する。

また、２つのセンサ３２Ａ，３２Ｂ（以下、個々に区別する必要がない場合、適宜、単にセンサ３２と記す）は、たとえばホール素子であり、センサ電源スイッチ１７を構成するトランジスタを介して直流電源１６から電源（５Ｖ）が供給される。センサ３２は、永久磁石ロータ３１の磁極位置を検出する。これにより、制御部１９は、センサ３２の出力から永久磁石ロータ３１の回転の状況を検出し、モータ部１８を制御する。たとえば制御部１９は、永久磁石ロータ３１が正転時には、センサ３２Ａの出力（以下では出力ＰＡと記す）を基準に制御を行ない、永久磁石ロータ３１が逆転時には、センサ３２Ｂの出力（以下では、出力ＰＢと記す）を基準に制御を行う。

すなわち２つのセンサ３２Ａ，３２Ｂを有することにより、永久磁石ロータ３１が正転（時計回り）方向に回転しているか、逆転（反時計回り）方向に回転しているかを検出することができる。単相交流同期モータ１は、Ｈブリッジ回路１２がモータコイル３０に電圧を通電する方向を制御することによって、正転方向の運転と逆転方向の運転とを自在に切替えることができる。このときに、２つのセンサ３２Ａ，３２Ｂを有することによって、正転運転または逆転運転のいずれの運転方向にも対応することができる。

制御部１９は、ＣＰＵ(Central Processing Unit)、メモリ、入出力ポートなどを有して構成されている。なお、ＣＰＵの代わりにＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit)、マイクロプロセッサ（マイクロコンピュータ）、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)などを用いてもよい。この制御部１９は、起動運転用回路の一部ともなり、また同期運転用回路の一部ともなる。また、この制御部１９は、起動運転から同期運転への切換えの制御も行う。

制御部１９は、Ｈブリッジ回路１２のＦＥＴ駆動回路２５を介して起動用スイッチング素子２１〜２４を制御することによって、モータ部１８のモータコイル３０に対して所望の通電方向の電圧を通電すると共にそのデューティ比を変更する。たとえば、制御部１９は、ＦＥＴ駆動回路２５を介して起動用スイッチング素子２１〜２４を制御することによって、モータコイル３０に通電される電圧を適宜遮断し、モータコイル３０に通電される電圧のデューティ比を変え、電圧値を可変する。制御部１９が行うデューティ制御は、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)のデューティ比を変えるもので、スタート時のデューティ比は２５％で最大で９６％まで制御可能となっている。また、デューティ比の切換え時の増減は、０．２％単位で実行可能となっている。

また、制御部１９は、ＡＣ検出回路１４が検出した単相交流電源２の周波数にほぼ同期した制御部１９の内部クロック（以下、内部同期信号）を利用して起動運転を行う。なお詳細は後述するが、内部同期信号は、単相交流電源２の周波数よりも若干低い周波数とする。これにより、単相交流電源２の周波数の位相が内部同期信号の周波数の位相と一致するタイミングを作り出し、その一致した時に同期運転へ移行させることができる。また起動運転は、同期運転へ移行する直前の運転方法を意味する。

また、制御部１９は、Ｈブリッジ回路１２をオフし、同期運転回路１３をオンさせることで同期運転を可能とする。たとえば、制御部１９は、所定の回転数まで回転数が上がったモータ部１８に対し、単相交流電源２の周波数による同期運転を実施する。

また、制御部１９は、運転指令入力、異常出力、外部リセット入力、手動設定入力を入出力し、その入力によって単相交流同期モータ１を起動する。すなわちユーザは、単相交流電源２を単相交流同期モータ１に接続した後、制御部１９に対して運転指令信号を入力することにより、単相交流同期モータ１を起動させることができる。

また、制御部１９は、異常発生を異常出力として外部に出力することができる。すなわちユーザは、制御部１９が出力する異常出力を所定の端末装置などによって受け取ることにより単相交流同期モータ１の異常発生を認識することができる。

また、制御部１９は、外部リセット入力を受け付けると制御状態を初期状態に復帰させる。また、制御部１９は、手動設定入力を受け付けることにより、ユーザが設定する数値または状態を制御部１９内に設定することもできる。

（単相交流同期モータ１の動作について）
次に、単相交流同期モータ１の動作について図２から図７を参照して説明する。図２は、モータ部１８の起動運転の処理を示すフローチャートである。

ＳＴＡＲＴ：単相交流電源２に単相交流同期モータ１が接続され、電源の供給が開始されると、単相交流同期モータ１の制御部１９は、ステップＳ１の処理へ移行する。

ステップＳ１：制御部１９は、ＡＣ検出回路１４を制御して単相交流電源２の周波数（ＡＣ周期）の検出を開始させ、検出された単相交流電源２の周波数に基づいて、モータ部１８の同期速度を設定する。この同期速度は、単相交流電源２の電源周波数に相当する速度である。制御部１９は、モータ部１８の同期速度の設定を完了するとステップＳ２の処理へ移行する。

ステップＳ２：制御部１９は、モータ部１８の低速駆動を開始する。この低速駆動は、第１の起動運転の前半に相当する。具体的には、制御部１９は、同期運転回路１３をオフすると共に、Ｈブリッジ回路１２とモータ部１８のモータコイル３０とを接続させる。制御部１９は、Ｈブリッジ回路１２とモータ部１８のモータコイル３０とを接続させたまま、Ｈブリッジ回路１２の起動用スイッチ素子２１〜２４をＦＥＴ駆動回路２５を介して制御して、永久磁石ロータ３１を正転回転させるための電圧をモータコイル３０に通電させ、そのデューティ比を徐々に上げる。

このステップＳ２でのモータ部１８の低速駆動時の出力ＰＡ（センサ３２Ａの出力）、Ｈブリッジ回路１２の動作期間とデューティ比、およびモータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）を図３に示す。

図３の上段は、センサ３２Ａの出力ＰＡの変化を表している。図３の中段は、Ｈブリッジ回路１２の動作期間を極性と共に表し、モータ部１８に通電される電圧のデューティ比の数値が示されている。ここでデューティ比とは、電圧のオンオフの期間に対応する値であり、全動作期間がオンのときは１００％、期間の中で半分がオンのときは５０％となる値である。このためデューティ比は、Ｈブリッジ回路１２がモータ部１８に通電可能な最大の電圧値に対して何％をモータ部１８へ通電しているかを示すものとなる。また、図３の下段は、モータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の極性および変化を四角形の向きとその高さの変化で表している。すなわち、図３の下段では、四角形の高さが高いほどモータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）も高くなる。

制御部１９は、図３の中段に示すように、起動の初期段階から徐々にモータコイル３０に通電する電圧のデューティ比を大きくして行くソフトスタートを実施する。図３の例では、デューティ比は、２５％から始まり４１％まで２％ずつ上昇している。この例では、制御部１９は、出力ＰＡのエッジを検出する場合にデューティ比を２％増加させる制御を行っている。デューティ比の増加に伴い、図３の下段に示すように、端子電圧が上がる。その結果回転速度が上がっている。なお、このステップＳ２では、全波整流波形の半周期に相当する１８０度全てを使用している。すなわち、モータコイル３０には、１８０度周期で交互に通電する方向が逆転する矩形波形状となる電圧が通電されていることとなる。

図３の例では、エッジであればタイミングが捉え易いため、デューティ比は、出力ＰＡのエッジ毎に切換わるようにした。だたし、デューティ比の切換えタイミングについては、出力ＰＡのエッジに限定するものではなく、タイミングが特定できるのであれば出力ＰＡの任意のタイミングであってもよい。

制御部１９は、時計方向回転時には、図３に示すように、センサ３２Ａの出力ＰＡに同期するようにモータコイル３０に電圧を通電する。一方、回転方向が反時計方向の場合、制御部１９は、センサ３２Ｂの出力ＰＢに同期させるように電圧を通電する。

制御部１９は、ステップＳ２において、モータ部１８の出力軸の回転速度がステップＳ１において設定したモータ同期速度の８０％以上になるとステップＳ３の処理へ移行する。このステップＳ３では、第１の起動運転の後半が行われる。

ステップＳ３：制御部１９は、モータ部１８の高速駆動を開始する。図４は、高速駆動時の出力ＰＡ、Ｈブリッジ回路１２の動作期間とデューティ比、無効化信号、およびモータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）を示す。

図４の上段は、センサ３２Ａの出力ＰＡの変化を表している。図４の第２段目は、Ｈブリッジ回路１２の動作期間を極性と共に表し、モータコイル３０に通電される電圧のデューティ比の数値が示されている。図４の第３段目は、制御部１９からＨブリッジ回路１２へ送出される信号で、Ｈブリッジ回路１２を動作させないようにする無効化信号を表している。図４の最下段は、モータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の変化を表している。この端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の状態は、理想的なもので、実際は出力ＰＡからわずかに遅れた状態になる。なお、図４には、図３に示した波形の続きを示しており、図３においてａ，ｂが付されている波形と図４においてａ，ｂが付されている波形は同じものである。すなわち、図３と図４とでは縦横の縮尺が異なる。また、図４のｃ，ｄが付されている波形との関係では、ａ＞ｃ，ｂ＜ｄの関係となる。

図４に示すように、制御部１９は、センサ３２Ａの出力ＰＡに同期するようにモータコイル３０に電圧を通電する。この例でも出力ＰＡのエッジを検出する毎にデューティ比を２％増加させている。このときに、制御部１９は、半周期毎に通電方向が切り替わるタイミングの所定時間前のタイミングからモータコイル３０に通電される電圧を遮断する。その結果、図４の最下段に示すように、モータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の波形の終端部がカットされている。なお、図中のハッチング部分がカットされている部分である。この第１の起動運転の後半において、制御部１９がモータコイル３０に通電する電圧の終端部をカットする割合は、出力ＰＡの前回のエッジ間における速度により今回分の速度を推定し、その速度に応じて変更する。たとえば同期回転時の速度の７５％の速度と推定されたら２５％がカットされる。推定速度が上がるとカットする割合も増加し最大３３．３％（＝全体１／３）がカットされるものとする。

このように制御することにより出力ＰＡのゼロクロス点付近でモータコイル３０に通電される電圧の方向が確実に切り替わることとなる。これにより、永久磁石ロータ３１に逆転トルクを発生させる要因となるモータ電流をカットすることができる。

制御部１９は、ステップＳ３において、永久磁石ロータ３１の回転速度がステップＳ１において設定したモータ同期速度の９９％以上になると、ステップＳ４の処理へ移行する。このステップＳ４は、第２の起動運転となる。

ステップＳ４：制御部１９は、モータ部１８の内部同期信号に基づく駆動を開始する。図５は、このステップＳ４における内部同期信号、Ｈブリッジ回路１２の動作期間とデューティ比、無効化信号、およびモータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）を示す。

図５の最上段は、制御部１９がステップＳ１においてＡＣ検出回路１４から取得した単相交流電源２の周波数に基づく内部同期信号の変化を表している。

この例では、内部同期信号の周波数は、単相交流電源２の周波数の９０％に固定されている。たとえば単相交流電源２の周波数が６０Ｈｚの場合、内部同期信号は５４Ｈｚとされる。図５の第２段目は、Ｈブリッジ回路１２の動作期間を極性と共に表し、モータコイル３０に通電される電圧のデューティ比の数値を表している。この例では、デューティ比は９６％に固定されている。

図５の第３段目は、制御部１９からＨブリッジ回路１２へ送出される信号で、Ｈブリッジ回路１２を動作させないようにする無効化信号を表している。図５の最下段は、モータコイル３０の理想的な状態の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の変化を表している。なお、図５には、図４に示した波形の続きを示しており、図４においてｃ，ｄが付されている波形と図５においてｃ，ｄが付されている波形は同じものである。すなわち、図４と図５とでは縦横の縮尺が異なる。

図５に示すように、制御部１９は、内部同期信号に同期するようにモータコイル３０に電圧を通電する。このときに、制御部１９は、ステップＳ３と同様に、半周期毎に通電方向が切り替わるタイミングの所定時間前のタイミングからモータコイル３０に通電される電圧を遮断して起動運転する。その結果、図５の最下段に示すように、モータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の波形の終端部がカットされている。これにより、永久磁石ロータ３１に逆転トルクを発生させる要因となるモータ電圧をカットすることができる。なお、図中のハッチング部分がカットされている部分である。

なお、ステップＳ４の内部同期信号に基づく駆動では、制御部１９は、ＡＣ検出回路１４により取得した単相交流電源２の周波数よりも若干低い周波数、この例では１０％小さい周波数で制御する。そのようにすることにより、ＡＣ検出回路１４から出力される単相交流電源２の周波数の方が内部同期信号の周波数に比べ大きくなり、単相交流電源２の周波数の周期がより早くなる。

この結果、単相交流電源２の周波数の位相は、必ず内部同期信号の周波数の位相に追い付くタイミングを有する。制御部１９は、内部同期信号の周波数の位相とＡＣ検出回路１４から出力される単相交流電源２の周波数の位相とを比較し、双方の位相差が電気角で１２度〜１５度以内に収まる場合、ステップＳ５の処理へ移行する。各位相の検出は、内部同期信号の立ち下がり、立ち上がりや単相交流電源２の周波数のゼロクロス点で行われる。

ステップＳ５：制御部１９は、後述する位相制御によるモータ部１８のＡＣ同期駆動を開始する。具体的には、制御部１９は、Ｈブリッジ回路１２とモータコイル３０との接続を解除すると共に、単相交流電源２とモータコイル３０とを直接接続する。この結果、モータ部１８はＡＣ同期駆動状態に入る。なお、ここでのＡＣ同期駆動についての詳細は後述する。

ここでＡＣ同期駆動への切り換えのタイミングについて説明する。図６は、内部同期信号、モータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、および単相交流電源２の周波数を示している。

図６の最上段は、制御部１９がステップＳ１においてＡＣ検出回路１４から取得した単相交流電源２の周波数に基づく内部同期信号の状態を表している。図６の第２段目には、モータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）および極性の変化を表している。なお、図６の第２段目のＡＣ同期駆動における波形が正弦波ではないのは後述する位相制御が行われているためである。

図６の第３段目には、内部同期信号の変化のタイミング（立ち上がり点、立ち下がり点）が示され、第４段目には（最下段）には、単相交流電源２の周波数の変化のタイミング（立ち上がり点、立ち下がり点）が示されている。 図６の第３段目と第４段目に示すように、内部同期信号の変化のタイミングと単相交流電源２の周波数の変化のタイミングとがほぼ一致（電気角で１２度〜１５度以内）したときに、制御部１９は、図６の第１段目と第２段目に示すように、同期運転回路１３をオンに制御すると共に、Ｈブリッジ回路１２をオフに制御する。具体的には、内部同期信号の立ち下がりと単相交流電源２の周波数の立ち下がりのゼロクロス点との差が１ｍｓ以内に入った場合にＡＣ同期駆動に切換えている。

このように、内部同期信号の変化のタイミングと単相交流電源２の周波数の変化のタイミングとがほぼ一致したときに、ＡＣ同期駆動に切換えられる。なお図６の例では、立ち下がりのタイミングが一致する場合を例として説明したが、立ち上がりのタイミングが一致したときに、ＡＣ同期駆動に切り換えられるようにすることもできる。

なおＨブリッジ駆動であるステップＳ２からステップＳ５の間は、１０秒以下となるように制御部１９は制御する。この秒数は４〜２０秒が好ましく、６〜１０秒が振動対策やモータ効率の面でさらに好ましい。

制御部１９は、モータ部１８がＡＣ同期駆動状態に入り、５秒以上経過するとステップＳ６の処理へ移行する。１０秒、または３秒以上経過したとき、ステップＳ６の処理へ移行するようにもできる。

ステップＳ６：制御部１９は、モータ部１８のＡＣ同期駆動における省電力駆動を開始する。制御部１９は、モータ部１８の省電力駆動を開始すると、センサ３２を所定の周期でＯＮ／ＯＦＦ制御する。この省電力駆動における単相交流電源２の周波数、モータコイル３０の端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、およびセンサ電源の様子を図７に示す。

図７に示すように、ＡＣ同期駆動（Ｓ５）においては継続しているセンサ電源が、省電力駆動（Ｓ６）においてはセンサ３２の電源が間欠的に供給される。この周期は、たとえばセンサ３２が０．１２秒間ＯＮ、１秒間ＯＦＦとなるように設定する。０．１２秒間のＯＮの期間は、後述する逆転検出、ロック検出、低速検出および高速検出が可能となり、１秒間のＯＦＦの期間は、それらのいずれも動作しないこととなる。図７は、単相交流電源の周波数が５０Ｈｚの例である。

以上の処理によりモータ部１８が起動された後、同期運転へと移行する。

（同期運転時の動作について）
ステップＳ５で開始されるＡＣ同期運転を詳細に説明する。

（比較例）
はじめに、比較例として、ステップＳ５で開始される位相制御によるＡＣ同期運転ではなく、単相交流電源２の単相交流電圧（正弦波）をそのまま用いてモータ部１８を駆動した場合について説明する。位相制御が行われない場合、印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）は、単相交流電源２の単相交流電圧となる。

図８には、位相制御を行わないＡＣ同期運転における印可電圧の波形並びにモータ部１８の負荷が無負荷、定格負荷、および高負荷のときの逆起電圧とモータ電流の波形がそれぞれ示されている。なお印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）は、位相制御を行わない場合、負荷に係わらず単相交流電圧と同じである。単相交流電圧（すなわち印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１））の位相と逆起電圧の位相とを比較する。なお、図８および後述する図９、図１０、図１１、図１５〜図１８は、各位相を比較するための図であり、電圧値、電流値などの尺度を正確に表したものではない。

無負荷時には、逆起電圧の位相は、印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の位相よりも１５度進んでいる（＋１５°）。これを逆起電圧の位相を基準にして印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）（すなわち単相交流電圧）の位相をみた場合、逆起電圧の位相に対し、単相交流電圧の位相は１５度遅れていることになる。

定格負荷時には、逆起電圧の位相は、印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の位相よりも６度遅れている（−６°）。これを逆起電圧の位相を基準にして印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）（すなわち単相交流電圧）の位相をみた場合、逆起電圧の位相に対し、単相交流電圧の位相は６度進んでいることになる。

高負荷時には、逆起電圧の位相は、印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の位相よりもさらに遅れ、１５度遅れている（−１５°）。これを逆起電圧の位相を基準にして印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）（すなわち単相交流電圧）の位相をみた場合、逆起電圧の位相に対し、単相交流電圧の位相は１５度進んでいることになる。負荷が高いほど、逆起電圧の位相は単相交流電圧の位相よりもより遅れる傾向がある。言い換えると、負荷が高いほど、逆起電圧の位相に対し、単相交流電圧の位相が進む傾向がある。

なお、図８の黒塗部分は、逆起電圧の極性とモータ電流の極性とが一致しない部分であり逆トルク発生電流となる。この逆トルク発生電流により、永久磁石ロータ３１の順方向の回転を妨げるようなトルクを発生する。モータ部１８では、一定の回転速度を保つために、負荷の大小に応じてモータ電流における逆トルク発生電流の量が適切に自動調整される。すなわちモータ部１８では、軽負荷時には小さなトルクが出力されればよいので、逆トルク発生電流の量が多くなり、定格負荷時には大きなトルクが出力される必要があるので、逆トルク発生電流の量が少なくなるように、逆起電圧の位相とモータ電流の位相が変動する。

（制御部１９および同期運転回路１３の動作について）
次に、ステップＳ５で開始される位相制御によるＡＣ同期運転について、図９および図１０を参照して説明する。

図９には、位相制御によるＡＣ同期運転において、モータ部１８の負荷が無負荷、定格負荷、または高負荷のときの印加電圧、逆起電圧、およびモータ電流の波形がそれぞれ示されている。

位相制御によるＡＣ同期運転では、図９の最上段に示すように、制御部１９は、同期運転回路１３の２つのトライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号を、単相交流電源２の電圧周期の半周期毎に、単相交流電圧のゼロクロス点から所定の角度θ１遅れてＯＮする。このθ１は電気角である。図９は、θ１を１８度に設定した例である。

続いて、制御部１９は、単相交流電圧のゼロクロス点から所定の電気角θ２遅れてトライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号をＯＦＦにする。これにより、電気角としてθ２からθ１の範囲（（θ２−θ１）の範囲）がゲートトリガー信号がＯＮになる範囲となる。図９は、θ２を９０度に設定した例である。よって、図９では（θ２−θ１）は、７２度になる。

このように、同期運転回路１３の２つのトライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号を、単相交流電圧のゼロクロス点からθ１だけ遅れてＯＮし、また単相交流電圧のゼロクロス点から電気角でθ２遅れてＯＦＦする制御を、位相制御と称する。

なお、トライアックｔｒ１，ｔｒ２は、ゲートトリガー信号がＯＦＦになってもトライアックｔｒ１，ｔｒ２の通電電流が零Ａ（アンペア）になるまで通電が継続される。すなわち図９において、“ＯＮ”が付された矩形は、トライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号がＯＮである期間を示し、トライアックｔｒ１，ｔｒ２の通電電流が零Ａ（アンペア）になるまで通電が行われている期間を示していない。

位相制御では、トライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号が、単相交流電圧のゼロクロス点からθ１だけ遅れてＯＮし、また単相交流電圧のゼロクロス点から電気角でθ２遅れてＯＦＦするので、定格負荷時および高負荷時における印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）は、その分、単相交流電圧の先端部分と終端部分が欠落した電圧となる。なお、定格負荷時および高負荷時における印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）の位相は、単相交流電圧の位相と同じである。図中、定格負荷時および高負荷時における印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）に示されている点線は、単相交流電圧を重ね合わせて示したものである。

無負荷時は、位相制御を行ってもゲートトリガー信号のＯＮ範囲内にトライアックｔｒ１，ｔｒ２の電流が零Ａとなる点（これを消弧点という）が含まれるため印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）（換言すれば、ゲートトリガー信号のＯＦＦ範囲内にトライアックｔｒ１，ｔｒ２の電流が零Ａとならないため）、通電が途切ない。その結果、単相交流電圧（サイン波）がそのまま印加電圧となる。

（位相制御による効果について）
位相制御を行う結果、逆起電圧の位相を基準にして単相交流電圧の位相が、位相制御を行わない場合に比べ進む。

図９の例において、無負荷時、定格負荷時、および高負荷時における逆起電圧の位相と単相交流電圧の位相とを比較する。

定格負荷の場合、逆起電圧の位相は、単相交流電圧の位相に対して２２度遅れる。これは、逆起電圧の位相を基準にした場合、逆起電圧の位相に対し、単相交流電圧の位相は、２２度進んでいることになる。図８の例では、逆起電圧の位相に対し、単相交流電圧の位相は、６度しか進んでいない。

また、高負荷時の場合、逆起電圧の位相は、単相交流電圧の位相に対して３７度遅れる。これは、高負荷時の逆起電圧の位相を基準にした場合、逆起電圧の位相に対し、単相交流電圧の位相は、３７度進んでいることになる。図８の例では、逆起電圧の位相に対し、単相交流電圧の位相は、１５度しか進んでいない。

モータ電流は、印加電圧の供給に合わせて流れ始める。ここで印加電圧の供給をθ１遅らせることにより、その分、モータ電流の位相が遅れる。一方、逆起電圧の位相は、モータ電流の位相に依存して決定されるので、位相制御によってモータ電流の位相が遅れることにより、逆起電圧の位相もまた遅れる。このとき印加電圧は、単相交流電圧に比べ先端部分等が欠落しているものの位相は同じである。すなわち位相制御によってモータ電流の位相が遅れるのに伴って逆起電圧の位相が遅れることは、位相制御によって、逆起電圧の位相に対し、印加電圧の位相（すなわち単相交流電圧の位相）が進むことになる。このように位相制御により、逆起電圧の位相に対し、印加電圧の位相（単相交流電圧の位相）がより進む。

なお、無負荷時には、上述したように、位相制御が実質行われないので、図８と同じく逆起電圧の位相は、印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）（単相交流電圧）の位相よりも１５度進んでいる。

（逆起電圧位相に対し、印加電圧位相を進めることによる効果）
モータコイル３０に通電される電圧（以下、実電圧と称する）は、印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）から逆起電圧を差し引いた電圧になる。

図１０は、モータコイル３０に通電される実電圧および当該実電圧によって発生するモータ電流を説明する図である。最上段の波形は、位相制御を行っていない場合の実電圧の波形を示し、第２段目の波形は、そのときのモータ電流の波形を示す。第３段目の波形は、位相制御を行った場合の実電圧を示し、第４段目の波形は、そのときのモータ電流の波形を示す。図中、ハッチが付された領域の面積（印加電圧から逆起電圧を差し引いた部分）が実電圧に相当する。

第３段目の印加電圧の位相（単相交流電圧の位相）は、逆起電圧の位相より、位相制御を行っていない場合に比べより進んでいる。位相制御を行っていない場合の実電圧（最上段）と位相制御を行った場合の実電圧（第３段目）とを比較すると、位相制御を行った場合の実電圧（３段目）がより高く（面積がより広く）なっている。すなわち位相制御を行い、逆起電圧位相に対し、印加圧位相を進めることにより、実電圧が増加する。

ここでモータコイル３０のモータ電流の実効値をＩｍとし、モータコイル３０のインピーダンスをＺとし、モータコイル３０に通電される電圧をＥｍとすると、下記の式が成立する。
Ｉｍ＝Ｅｍ／Ｚ

この式によれば、モータコイル３０のインピーダンスＺの値は一定であるとすると、モータコイル３０に通電される電圧（実電圧）Ｅｍが増加すれば、モータコイル３０のモータ電流の実効値Ｉｍもこれに比例して増加する。このようにモータ電流の実効値Ｉｍが増加すると、単相交流同期モータ１のトルクを増加させることができる。

すなわち位相制御を行い、逆起電圧位相に対し印加圧位相を進めることにより、実電圧が増加するとともに、実効値Ｉｍが増加する結果、トルクを増加させることができる。その結果、脱調しづらく、且つ、高出力トルクを得ることができる単相交流同期モータ１を実現できる。

なお、無負荷時は位相制御を行ってもゲートトリガー信号のＯＮ範囲内にトライアックｔｒ１，ｔｒ２の電流が零Ａとなる点（これを消弧点という）が含まれるため印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）は単相交流電圧（サイン波）のままになる。このように無負荷時には位相制御は成立しないが、位相制御は定格負荷時および高負荷時のトルク増加のために必要な制御であるため、無負荷時において位相制御が不成立となっても問題はない。

（モータ電流について）
図１０において、位相制御を行った場合のモータ電流において、モータ電流の立ち上がりのゼロクロス点は、位相制御した「実電圧の供給開始点」と同じであり、位相制御した「実電圧の供給終了点」から、インダクタンス成分により少し遅れてモータ電流は、立ち下がりのゼロクロス点を迎える。すなわち位相制御したモータ電流は、その立ち下がりのゼロクロス点が単相交流電圧周期の立ち下がりのゼロクロス点（１８０度）より小さい角度になっている。

このようにモータ電流が単相交流電圧の立ち下がりのゼロクロス点（１８０度）より前に零Ａとなることにより、次周期の単相交流電圧の立ち上がりのゼロクロス点よりθ１遅れた位相制御を確実に行うことができる。すなわちゼロクロス点が１８０度より大きな角度になると、次周期のθ１の範囲でも通電されるため、位相制御を正確に実行できなくなる。

図１１は、位相制御を行った場合における、定格負荷時の逆起電圧、端子電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）、およびモータ電流の実測波形を比較できるように示した図である。測定条件は、電源電圧１００Ｖ／６０Ｈｚ、逆起電圧８０Ｖ、巻線インダクタンス２７０ｍＨ、巻線抵抗１２０Ωとし、単相交流同期モータ１を定格近傍（１０Ｗ（１８００ｒｐｍ／５３ｍＮｍ））の負荷で同期運転させている状態である。また、θ１は１８度とした。

このように実測結果においても、モータ電流は、単相交流電圧の立ち下がりのゼロクロス点より前に零Ａとなっている。すなわち裾が狭くなっている（ａ度）。また、モータ電流波形の前端部（紙面に対して左側）の零Ａの範囲とモータ電流波形の後端部（紙面に対して右側）の零Ａの範囲とはほぼ等しいことがわかる。すなわち、単相交流同期モータ１が定格負荷で同期運転しているときに、θ１の位相制御を行った結果、モータ電流波形の前端部にθ１相当の零Ａの範囲が生じたが、これに伴って、モータ電流波形の後端部にもほぼθ１相当の零Ａの範囲が生じていることがわかる。

なお、以上においては、たとえば、θ１を１８度とし、θ２を９０度としたが、それに限定するものではない。ただし、以下のように、θ１およびθ２を所定の範囲のものとすることができる。

（θ１のとり得る範囲について）
図１２〜図１４は、図１に示す単相交流同期モータ１を用いて様々なシミュレーションを行った結果を示す図である。シミュレーション条件は、電源電圧１００Ｖ／６０Ｈｚ、逆起電圧８０Ｖ、巻線インダクタンス２７０ｍＨ、巻線抵抗１２０Ωとする。図１２は、θ１の変化とモータ部１８の最大出力の変化との関係をシミュレーションした結果を示す図である。図１２は、横軸にθ１をとり、縦軸にモータ部１８の出力をとる。

図１２に示すように、θ１が０度から１０度付近まで変化するとモータ部１８の出力は１１Ｗ付近から１６Ｗを少し超える付近まで変化する。その後、θ１が１０度から４０度付近まで変化するとモータ部１８の出力は徐々に低下する。θ１が４０度を超えるとモータ部１８の出力の低下率が大きくなることがわかる。

また、図１３は、定格負荷時において、θ１の変化とモータ部１８の力率（実線）および効率（破線）の変化との関係をシミュレーションした結果を示す図である。図１３は、横軸にθ１をとり、右の縦軸にモータ部１８の効率をとり左の縦軸に力率をとる。

図１３に示すように、モータ部１８の効率（破線）は、θ１が０度から３５度付近まで変化してもほぼ一定（７０．０を少し超えた付近）であるが、θ１が３５度付近を超えると低下を始めることがわる。また、モータ部１８の力率（実線）は、θ１が０度から１０度付近まで変化すると０．９７付近から０．９８を少し超える付近まで上昇するが、その後、θ１が１０度を超えると低下を始め、θ１が４０度を超えると低下率が大きくなることがわかる。

また、図１４は、定格負荷時において、θ１の変化とモータ部１８が安定に同期回転する電圧の変化との関係をシミュレーションした結果を示す図である。図１４は、横軸にθ１をとり、縦軸に電圧をとる。

図１４に示すように、θ１が０度から少しでも大きくなるとモータ部１８が安定して同期回転する電圧は急に低くなり、電圧の低下による脱調が発生し難くなることがわかる。特に、θ１が１８度付近では電圧が７７Ｖ付近まで低下してもモータ部１８は脱調しないことがわかる。また、θ１が４０度を超えると４０度以下の場合と比較してより高い電圧でモータ部１８が脱調してしまうことがわかる。

図１２〜図１４の結果から、θ１は、この例の場合、０度＜θ１≦４０度の範囲とすることができる。

（θ２のとり得る範囲について）
次に、同期運転回路１３の２つのトライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号をＯＦＦにするタイミングであるθ２について図１５〜図１９を参照して説明する。

［θ１＜θ２≦（１８０度−θ１）である場合について］
図１５は、θ１は図９と同様に１８度であるが、θ２を１８０度とした場合の例である。すなわち図１５の例では、トライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号のＯＮ範囲が図９の例と比べて広がっている。これにより、定格負荷時および高負荷時においてもゲートトリガー信号のＯＮ範囲内にトライアックｔｒ１，ｔｒ２の電流が零Ａとなる消弧点が含まれる。このため定格負荷時および高負荷時においても無負荷時と同様に、継続的に通電されるので単相交流電圧（サイン波）がそのまま印加電圧（ＡＣＨ１−ＡＣＬ１）になる。このため位相制御が有用である定格負荷時および高負荷時において位相制御が成立しないことになる。図１５では、定格負荷および高負荷において最初の半周期だけ位相制御が行われているが、その後は、位相制御が行われない。

このことからθ２を１８０度よりも小さな角度とするべきである。

図１６は、θ１＝１８度、θ２＝（１８０度−θ１）＝１６２度とした場合の例である。図１６からわかるように、θ２＝１６２度とすることにより、図９に示したように、定格負荷および高負荷において、位相制御が成立していることがわかる。

すなわち、図１１で説明したように、θ１の位相制御を実施した場合、モータ電流波形の前端部にθ１相当の零Ａの範囲が生じたが、これに伴って、モータ電流波形の後端部にもほぼθ１相当の零Ａの範囲が生じている。よって、θ１＜θ２≦（１８０度−θ１）とすることにより、少なくとも定格負荷時あるいは高負荷時におけるモータ電流の立ち下がりのゼロクロス点よりも進んだ角度（すなわちゼロクロス点よりも手前）にθ２を設定することができる。

上述したようにθ２を（１８０度−θ１）以下の角度とすることができるが、モータの使用状況によっては、以下に示す範囲とすることができる。

［θ１＜θ２≦９０度である場合について］
図１７は、θ１は図９の場合と同様に１８度であるが、θ２を１３０度とした場合の所定の状況下における逆起電圧の位相とモータ電流の位相を示している。また、図１８は、θ１は図９と同様に１８度であるが、θ２を９０度とした場合の所定の状況下における逆起電圧の位相とモータ電流の位相を示している。なお、図１７、図１８の例における「所定の状況下」とは、単相交流同期モータ１が定格負荷で同期駆動中に、突発的に、軽負荷状態に陥った場合を想定している。単相交流同期モータ１が定格負荷で同期駆動中に、突発的に、軽負荷状態に陥る具体的な状況としては、たとえば負荷がファンである場合、ファンの送風方向の風道が異物により突然遮られた場合、またはファンの回転の順方向と同じ方向に異物が衝突した場合などが考えられる。

単相交流同期モータ１では、定格負荷の状態から軽負荷の状態へ移行するのにしたがって単相交流電圧の位相に対し、モータ電流の位相が遅れることがある。図１７に示す状況は、このような逆起電圧の位相とモータ電流の位相との関係が所定の状況下において呈する１つの事例である。

単相交流同期モータ１が定格負荷の状態から軽負荷の状態へ移行する状況下において、図１７に示すθ２＝１３０度の場合と、図１８に示すθ２＝９０度の場合とを比較すると、θ２＝９０度の方は、逆トルク発生電流の正側が無くなっているため、θ２＝１３０度の場合と比べて逆トルク発生電流の発生量が小さい。また、図１９は、図１７の場合のトライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号のＯＮ／ＯＦＦ状態とモータ電流との関係を示している（ＯＮ期間１１２度、ＯＦＦ期間６８度）。図２０は、図１８の場合のトライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号のＯＮ／ＯＦＦ状態とモータ電流との関係を示している（ＯＮ期間７２度、ＯＦＦ期間１０８度）。図１８、図２０に示すように、θ２は９０度以下にした方が適切である。

単相交流同期モータ１が定格負荷から軽負荷へ突発的に移行するような状況下では、乱調を来す場合が多く、このような乱調状況下では、なるべく単相交流同期モータ１を停止させないようにするために、図１８、図２０に示すように、逆トルク発生電流を抑えることが有用である。

つまり、単相交流同期モータ１が定格負荷から軽負荷へ突発的に移行するような状況下では、θ１＜θ２≦９０度とするべきである。

［７０度≦θ２である場合について］
ここで図９に戻り、無負荷時におけるモータ電流の位相をみると、無負荷時には、単相交流電圧の位相に対し、モータ電流の位相が７０度ほど遅れている。このとき仮に、θ２＜７０度とした場合、無負荷時のモータ電流のゼロクロス点より前（紙面に対して方向）でゲートトリガー信号がＯＦＦになってしまう。その場合、無負荷時には、モータ電流のゼロクロス点でトライアックｔｒ１，ｔｒ２がＯＦＦになる。その結果、無負荷時には、単相交流電圧の周期の半ば以前において、モータコイル３０に対して電圧が通電されなくなり、正トルクと逆トルクのバランスが崩れ、単相交流同期モータ１は停止してしまう。

したがって、θ２は、少なくとも無負荷時のモータ電流の立ち下がりのゼロクロス点よりも後ろ（紙面に対して右方向）に設定する必要がある。よって、たとえば、７０度≦θ２とすることができる。

［θ２の設定範囲のまとめ］
以上説明したように、θ２の設定範囲は、
θ１＜θ２≦（１８０度−θ１）
とすることができる

一方、図１７〜図２０で説明したように、単相交流同期モータ１が定格負荷から軽負荷へ突発的に移行するような所定の状況を想定した場合、θ２の設定範囲は、
θ１＜θ２≦９０度
とすることが適当である。

さらに、図９で説明したように、単相交流同期モータ１が無負荷時には、モータ電流の位相が単相交流電圧の位相に対し、７０度遅れている。したがって、θ２の設定範囲は、
７０度≦θ２≦（１８０度−θ１）
もしくは、
７０度≦θ２≦９０度
とすることが適当である。

（効果）
以上説明したように、制御部１９は、単相交流電源２の電圧のゼロクロス点よりθ１（ただし、０度＜θ１≦４０度である）遅らせてトライアックｔｒ１，ｔｒ２のゲートトリガー信号をＯＮし、ゼロクロス点よりθ２（＞θ１）度遅らせてゲートトリガー信号をＯＦＦすることにより、脱調しづらく、且つ、高出力トルクを得ることができる単相交流同期モータ１を実現できる。

このとき、θ２を、
θ１＜θ２≦９０度
とすることによって、単相交流同期モータ１が定格負荷から軽負荷に突発的に移行したような所定の状況下においても脱調しづらく、且つ、高出力トルクを得ることができる単相交流同期モータ１を実現できる。

また、θ２を７０度以上とすれば、単相交流同期モータ１が無負荷時においても脱調しづらい単相交流同期モータ１を実現できる。

また、図１１に示すように、単相交流同期モータ１が定格負荷で同期駆動しているときには、モータ電流波形の先端がカットされたことによりモータ電流の後端もほぼ同じようにカットされる。これによれば、モータ電流の位相が単相交流電圧の位相の半周期以内に収まるため、単相交流電圧の位相制御が確実に行えるようになる。

（プログラムを用いた実施の形態について）
また、単相交流同期モータ１の制御部１９は、所定のプログラムにより動作する汎用の情報処理装置によって構成されてもよい。例えば、汎用の情報処理装置は、メモリ、ＣＰＵ、入出力ポートなどを有する。汎用の情報処理装置のＣＰＵは、メモリなどから所定のプログラムとして制御プログラムを読み込んで実行する。これにより、汎用の情報処理装置には、制御部１９の機能が実現される。また、その他の機能についてもソフトウェアにより実現可能な機能については汎用の情報処理装置とプログラムとによって実現することができる。なお、上述したＣＰＵの代わりにＡＳＩＣ、マイクロプロセッサ（マイクロコンピュータ）、ＤＳＰなどを用いてもよい。

なお、汎用の情報処理装置が実行する制御プログラムは、単相交流同期モータ１の出荷前に、汎用の情報処理装置のメモリなどに記憶されたものであっても、単相交流同期モータ１の出荷後に、汎用の情報処理装置のメモリなどに記憶されたものであってもよい。また、制御プログラムの一部が、単相交流同期モータ１の出荷後に、汎用の情報処理装置のメモリなどに記憶されたものであってもよい。単相交流同期モータ１，１Ａの出荷後に、汎用の情報処理装置のメモリなどに記憶される制御プログラムは、例えば、ＣＤ−ＲＯＭなどのコンピュータ読取可能な記録媒体に記憶されているものをインストールしたものであっても、インターネットなどの伝送媒体を介してダウンロードしたものをインストールしたものであってもよい。

また、制御プログラムは、汎用の情報処理装置によって直接実行可能なものだけでなく、ハードディスクなどにインストールすることによって実行可能となるものも含む。また、圧縮されたり、暗号化されたりしたものも含む。

このように、汎用の情報処理装置とプログラムによって単相交流同期モータ１の制御部１９の機能を実現することにより、大量生産や仕様変更（または設計変更）に対して柔軟に対応可能となる。

（その他の実施の形態）
本発明の実施の形態は、その要旨を逸脱しない限り、様々に変更が可能である。
（１つのセンサを用いる変形例）
たとえばセンサ３２は、２つのセンサ３２Ａ，３２Ｂを備えるとして説明した。これは永久磁石ロータ３１の正転、逆転をセンサ３２Ａ，３２Ｂにて検出するためであると説明した。一方、１個のセンサ３２Ａのみでもモータ部１８に加える電圧の位相とセンサ３２Ａの出力ＰＡの位相とが正転と逆転とでは１８０度ずれるので、このことを利用して逆転検出は可能であり、１個のセンサとしてもよい。

（起動運転の変形例）
また、起動運転となる３つのステップＳ２，Ｓ３，Ｓ４はその中のいずれか２つのステップのみで起動運転を行うようにしてもよい。また、省電力駆動は行わないようにしてもよい。

（ＡＣ−ＤＣ変換の変形例）
また、交流電圧を直流電圧に変換する際、整流ブリッジ回路１０と平滑フィルタ回路１１を利用して行っているが、ＡＣ−ＤＣコンバータなど他の変換手段を採用してもよい。

（起動運転と同期運転の切換えの変形例）
また、起動運転と同期運転の切換えは、制御部１９で行っているが特許第４０３０５７１号のような運転切換スイッチを採用してもよい。

（直流電源の変形例）
また、直流電源１５は、１４．２Ｖの電圧を出力するとして説明したが、たとえば１０Ｖ〜２０Ｖの範囲で適宜設定可能である。それ以外の電圧値であっても直流電源１５の電圧値は、起動用スイッチ素子２１〜２４その他の構成部材の規格によって適宜設定可能である。同様に、直流電源１６は、５Ｖの電圧を出力するとして説明したが、それ以外の電圧値であっても直流電源１６の電圧値は、制御部１９，１９Ａおよびセンサ電源スイッチ１７の構成部材の規格によって適宜設定可能である。

（Ｈブリッジ回路の変形例）
また、Ｈブリッジ回路１２は、起動用スイッチ素子２１〜２４は、ＦＥＴおよびダイオードによって構成されていると説明したが、ＦＥＴに代えてトランジスタまたはＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの他の部材または他の素子を用いてもよい。

（同期運転回路の変形例）
また、同期運転回路１３は、トライアックｔｒ１，ｔｒ２によって構成されていると説明したが、トライアックｔｒ１，ｔｒ２に代えてリレーまたはサイリスタなどの他の部材または他の素子を用いてもよい。

（同期運転中でもセンサ３２Ａ，３２Ｂを利用する変形例）
また、単相交流同期モータ１では、同期運転中は、センサ３２Ａ，３２Ｂは、基本的に用いず、異常停止した場合に備えて間欠動作させるのみと説明した。これは同期運転中は、永久磁石ロータ３１が自分でモータコイル３０が発生する回転磁界に追従するため、永久磁石ロータ３１の磁極位置の検出が不要であるからである。

これに対し、同期運転中であってもセンサ３２Ａ，３２Ｂによって永久磁石ロータ３１の磁極位置を検出し、この検出結果にしたがってモータコイル３０への通電電圧を制御してもよい。これによれば制御部１９は、永久磁石ロータ３１の磁極位置を正確に把握できるため、通電電圧の位相と永久磁石ロータ３１の磁極位置との関係（進み、遅れなど）に合わせてθ１，θ２の値を可変するなど、容易に精度の高い制御を実施することが可能になる。

たとえば通電電圧の位相より永久磁石ロータ３１の磁極位置の位相が遅れていればθ２を９０度近傍とし、反対に、通電電圧の位相より永久磁石ロータ３１の磁極位置の位相が進んでいればθ２をθ１に近づけるなどの制御が可能になる。

（直流同期モータへ適用する変形例）
また、上述した実施の形態における同期運転時の制御については、直流電源から単相交流を生成して運転する直流ブラシレスモータにおいても利用可能である。

（起動運転時の変形例）
また、上述した実施の形態では、先に出願（特願２０１０−００９１８６）したＨブリッジ回路１２を用いる単相交流同期モータ１を前提に説明を行ったが、Ｈブリッジ回路１２は、起動運転時に用いるものであり、Ｈブリッジ回路１２を用いなくても同期運転に入れるならばＨブリッジ回路１２は無くてもよいし、起動時の回路構成についてはどのようなものであってもよい。

１…単相交流同期モータ、２…単相交流電源、１２…Ｈブリッジ回路（起動運転用回路の一部）、１３…同期運転回路（同期運転用回路の一部）、１９…制御部（起動運転用回路の一部、同期運転用回路の一部、制御手段）、２１〜２４…起動用スイッチング素子（起動用スイッチング手段）、２５…ＦＥＴ駆動回路（起動運転用回路の一部、制御手段の一部）、３０…モータコイル、３１…永久磁石ロータ、３２Ａ，３２Ｂ…センサ

Claims (10)

1. 単相交流電源に接続されるモータコイルに、当該単相交流電源より通電される交流電圧を直流電圧に変換し、永久磁石ロータの磁極位置を検出するセンサからの検出信号により起動用スイッチング手段をスイッチングしてモータ電圧の通電の向きを切換えて通電することにより、直流ブラシレスモータとして起動運転する起動運転用回路と、
   上記交流電圧を上記モータコイルに通電して交流同期モータとして同期運転する同期運転用回路と、
   を有し、
   上記起動運転用回路から上記同期運転用回路へ切換えて同期運転に移行するよう制御する、
   単相交流同期モータにおいて、
   上記モータコイルと上記単相交流電源との間に直列接続されたトライアックを有し、
   上記同期運転用回路は、上記単相交流電源の電圧周期の半周期毎に、上記単相交流電源の電圧のゼロクロス点より電気角にしてθ１遅らせて上記トライアックのゲートトリガー信号をＯＮし、上記ゼロクロス点より電気角にしてθ２（θ２＞θ１）度遅らせて上記ゲートトリガー信号をＯＦＦする、
   ことを特徴とする単相交流同期モータ。
2. 請求項１記載の単相交流同期モータであって、
   前記θ１は、０度よりも大きく４０度以下とし、
   前記θ２は、θ１より大きく（１８０度−θ１）以下とする、
   ことを特徴とする単相交流同期モータ。
3. 請求項２記載の単相交流同期モータであって、
   前記θ２は、９０度以下とする、
   ことを特徴とする単相交流同期モータ。
4. 請求項２または３記載の単相交流同期モータであって、
   前記θ２は、７０度以上とする、
   ことを特徴とする単相交流同期モータ。
5. 請求項１から４のいずれか１項記載の単相交流同期モータであって、
   所定の負荷での同期駆動時には、モータ電流の立ち上がりおよび立ち下がりのゼロクロス点が単相交流電圧の位相の半周期分以内に収まるように調整される、
   ことを特徴とする単相交流同期モータ。
6. 単相交流電源に接続されるモータコイルに、当該単相交流電源より通電される交流電圧を直流電圧に変換し、永久磁石ロータの磁極位置を検出するセンサからの検出信号により起動用スイッチング手段をスイッチングしてモータ電圧の通電の向きを切換えて通電することにより、直流ブラシレスモータとして起動運転する起動運転ステップと、
   上記起動運転ステップから移行し、上記交流電圧を上記モータコイルに通電して交流同期モータとして同期運転する同期運転ステップとする単相交流同期モータが行う制御方法において、
   上記同期運転ステップの処理は、上記単相交流電源の電圧周期の半周期毎に、上記モータコイルと上記単相交流電源との間に直列接続されたトライアックのゲートトリガー信号を、上記単相交流電源の電圧のゼロクロス点より電気角にしてθ１遅らせてＯＮし、上記ゼロクロス点より電気角にしてθ２遅らせてＯＦＦする、
   ことを特徴とする制御方法。
7. 請求項６記載の制御方法であって、
   前記θ１は、０度よりも大きく４０度以下とし、
   前記θ２は、θ１より大きく（１８０度−θ１）以下である、
   ことを特徴とする制御方法。
8. 請求項６記載の制御方法であって、
   前記θ２は、９０度以下である、
   ことを特徴とする制御方法。
9. 請求項７または８記載の制御方法であって、
   前記θ２は、７０度以上である、
   ことを特徴とする制御方法。
10. 請求項６から９のいずれか１項記載の制御方法であって、
    所定の負荷での同期駆動時には、モータ電流の立ち上がりおよび立ち下がりのゼロクロス点が単相交流電圧の位相の半周期分以内に収まるように調整される、
    ことを特徴とする制御方法。

Images