JP2013051646A

JP2013051646A - 時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置

Info

Publication number: JP2013051646A
Application number: JP2011189760A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Koga; 健一古賀; Tatsuya Furuike; 竜也古池; Akitoshi Iwashita; 明暁岩下; Nobuyoshi Kikuma; 信良菊間
Original assignee: Nagoya Institute of Technology NUC; Tokai Rika Co Ltd
Current assignee: Nagoya Institute of Technology NUC; Tokai Rika Co Ltd
Priority date: 2011-08-31
Filing date: 2011-08-31
Publication date: 2013-03-14
Anticipated expiration: 2031-08-31
Also published as: JP5729561B2

Abstract

【課題】スイッチ切り換え時の電力損失を抑制することができ、かつ受信特性の劣化も生じ難くすることができる時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置を提供する。
【解決手段】時分割多重アダプティブアレーアンテナ１は、複数のアンテナ２で１つの受信回路４が共用されている。複数のアンテナ２の中の特定の１つをスイッチ６にて受信回路４に接続する際、スイッチ６のＯＮ時間を長くとることにより、スイッチ６の切り換え時における電力損失を抑制する。また、スイッチ６のＯＮ時間を長くとると、各アンテナ２の受信信号が混ざり合ってしまうが、本例の場合、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を演算処理部１６にて行列を乗算する演算を施すことにより、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を各アンテナ２の受信信号に分離する。
【選択図】図１

Description

本発明は、アレー状に配列された複数のアンテナをアダプティブ制御して通信する時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置に関する。

近年、無線ＬＡＮ（Local Area Network）、携帯電話、地上デジタル放送のモバイル受信機等、アダプティブアレーアンテナを応用した無線機器の使用が日常化してきている傾向にあり、結果、これら無線機器の低コスト化の必要性が益々高まってきている。しかし、アダプティブアレーアンテナは、原理的に、フィルタ、アンプ、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ等のアナログ回路がアンテナ数分必要となるので、例えば単一アンテナの無線機器と比較すると、高コストになるという問題があった。

そこで、これを解決する方法として、例えばスイッチによる時分割多重を用いて、アナログ回路を削減する方式（C-TDM-AAA：Conventional Time-Division Multiplexing Adaptive Array Antenna）のアダプティブアレーアンテナが過去に提案されている（非特許文献１参照）。非特許文献１では、無線機器が使用する帯域幅とスイッチ切換速度、フィルタ帯域幅、サンプリング速度が満たすべき条件に関して詳細に検討がなされ、適切なタイミングでスイッチ切り換え、サンプリングを行った場合、各アンテナの受信信号が完全に再生可能であることが示されている。

A CMA Adaptive Array Antenna System with a Single Receiver Using Time-Division Multiplexing,（ IEICE Trans. Commun., vol. E84-B, no. 6, pp. 1637-1646, June 2001. ）

しかし、非特許文献１では、各アンテナ系統と共用化されたアナログ回路とを接続するスイッチのＯＮ時間が非常に短い場合に限定して検討がなされているので、スイッチでの損失が非常に大きいという問題があった。この電力損失を抑制する方法としては、例えば高い性能のアンプを使用することで対応可能であるが、これは高コスト化に繋がるので、有効ではないという現状があった。また、アンプを共用化した場合、再生された受信信号のSNR（Signal-to-Noise Ratio）に著しい劣化が発生してしまう問題もあった。

本発明の目的は、スイッチ切り換え時の電力損失を抑制することができ、かつ受信特性の劣化も生じ難くすることができる時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置を提供することにある。

前記問題点を解決するために、本発明では、複数のアンテナの特定の１つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで１つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置において、前記スイッチのＯＮ時間を長くとることにより、前記スイッチの切り換えによる電力損失を抑制し、この処理によって各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまっても、この重畳信号に演算を施すことによって、当該重畳信号を各アンテナの受信信号に分離することを要旨とする。

本発明の構成によれば、複数のアンテナの特定の１つをスイッチにて受信回路に接続する際、スイッチのＯＮ時間を長くとるので、スイッチの切り換えによる電力損失を抑制することが可能となる。ところで、スイッチのＯＮ時間を長くとると、その背反として、各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまい、これが受信特性の劣化に繋がってしまう。しかし、本構成の場合には、この重畳信号に演算を施すことにより、重畳信号を各アンテナの受信信号に分離するので、各アンテナの受信信号を取得することが可能となる。よって、時分割多重アダプティブアレーアンテナの受信特性の劣化も抑制することが可能となる。

本発明では、前記受信回路は、少なくともフィルタ及びＡ／Ｄコンバータを備えた回路であることを要旨とする。この構成によれば、フィルタやＡ／Ｄコンバータ等の部品群を、アンテナごとに設ける必要がないので、装置構成の簡素化や部品コスト削減に効果が高いと言える。

本発明では、前記スイッチの接続状態を、次スイッチがＯＮされる直前まで維持することにより、当該スイッチのＯＮ時間を長くとることを要旨とする。この構成によれば、スイッチのＯＮ時間を極力長くとるので、電力損失抑制に一層寄与する。

本発明では、前記受信回路のバンドパスフィルタの帯域幅は、前記アンテナのそれぞれに設けられたバンドパスフィルタの帯域幅ではなく、前記スイッチの切換周波数に係数を乗算した値に設定されていることを要旨とする。この構成によれば、スイッチの切り換え速度を、細かい設定することなしに任意に設定することが可能となる。即ち、スイッチの切換周期が１値に限定されずに済み、他の値でも許容可能となるので、この点で効果が高いと言える。

本発明では、前記演算は、前記スイッチの切換周波数と当該スイッチのＯＮ時間とから求められた行列を用いて前記重畳信号に処理を加える演算であることを要旨とする。この構成によれば、スイッチの切換周波数とＯＮ時間とから求められた行列で演算を行うので、重畳信号を精度よく各アンテナの受信信号に分離することが可能となる。

本発明では、Ψを前記スイッチのＯＮ時間比率とし、Ｋをスカラーとし、行列Φを特許請求の範囲のように定義した場合、前記演算は、前記重畳信号に前記行列Φを乗算する演算であることを要旨とする。この構成によれば、重畳信号をより精度よく各アンテナの受信信号に分離することが可能となる。

本発明によれば、スイッチ切り換え時の電力損失を抑制することができ、かつ受信特性の劣化も生じ難くすることができる。

時分割多重アダプティブアレーアンテナの回路構成図。スイッチ制御信号の時間波形図。スイッチ制御信号のｒ番目の時間波形図。各アンテナの受信信号の振幅スペクトル。スイッチ制御信号の振幅スペクトル。スイッチ通過後の合成信号の振幅スペクトル。第２バンドパスフィルタ通過後の出力信号の振幅スペクトル。サンプリング信号の時間波形図。 M-TDM-AAAの指向性を表すグラフ。ＯＮ時間比率による妨害波減衰量の変化を表すグラフ。ＯＮ時間比率の変化に対するTDM-AAAの妨害波減衰量の差異を表すグラフ。

以下、本発明を例えば車両やその電子キーの受信機等に具体化した時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置の一実施形態を図１〜図１１に従って説明する。
図１に示すように、アダプティブアレーアンテナ１は、複数のアンテナ（アンテナ素子）２を備え、各アンテナ２の重み付けを伝播環境に応じてアダプティブ制御することにより、指向性を電気的に切り換え可能である。アダプティブアレーアンテナ１は、目的の希望波の到来方向に指向性を向けたり、不要な電波の到来方向にヌル点を向けて除去したりすることが可能である。また、本例のアダプティブアレーアンテナ１は、信号を時間単位で区切り、１つの伝送路で通信する時分割多重式でもある。

この時分割多重アダプティブアレーアンテナ１において、アンテナ２の個数をＫ（Ｋは任意の奇数）とすると、ｋ番目のアンテナ２の受信信号は、次式(1)のように表される。

ここで、ｆ_ｋ(ｔ)は、ｋ番目のアンテナ２における受信ベースバンド信号である。また、cos(ω_ｃt)は、搬送波を表し、ω_ｃは、搬送波の角周波数を表す。

各アンテナ２には、通過帯域幅がＷの第１バンドパスフィルタ３が各々接続されている。これら第１バンドパスフィルタ３は、アンテナ２で受信した受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)を通過帯域幅Ｗでフィルタし、Ｗに準じた周波数のみを通過させる。本例の時分割多重アダプティブアレーアンテナ１では、各アンテナ２に必要とされるのは第１バンドパスフィルタ３のみであり、その他の回路ブロック、つまりアナログ回路からなる受信回路４は複数のアンテナ２で共用されている。

受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の周波数帯域幅Ｗ”は、第１バンドパスフィルタ３の通過帯域幅Ｗよりも小さい。よって、受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)は、第１バンドパスフィルタ３をそのまま通過する。

複数のこれら第１バンドパスフィルタ３には、第１バンドパスフィルタ３の接続を選択的に切り換えるスイッチ回路５が接続されている。スイッチ回路５は、受信回路４の１構成要素であって、第１バンドパスフィルタ３ごとにスイッチ６を複数有する。これらスイッチ６は、クロック回路７から入力するスイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)にてスイッチ制御される。

ここで、図２及び図３に示すように、ｋ番目のスイッチ６を、矩形波状のＯＮ時間τ、周期Ｔ_ｓで切り換えを行うとすると、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)は、次式(2)により表される。なお、次式のｒは、任意の整数である。

ここで、スイッチ切換周波数をＷ’（Ｗ’=１／Ｔ_ｓ）とすると、スイッチ切換周期Ｔ_ｓは、Ｗ’＞Ｗを満たすように適切に設定する必要がある。式(2)は、フーリエ級数展開の形式により、次式(3)〜(5)のように表すことが可能である。なお、次式のｎは、スイッチ切換周波数Ｗ’のｎ倍高調波成分を表す整数であり、Ψは、スイッチ６のＯＮ時間比率である。

各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ｊω_ｃt)は、スイッチ通過時にスイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)を乗算された後、Ｋ個のアンテナ２からの信号が合成される。この合成信号ｈ(ｔ)は、次式(6)のように表される。

受信回路４には、周波数帯域幅がＫＷ’の第２バンドパスフィルタ８が設けられている。第２バンドパスフィルタ８は、１つのみ設けられ、複数のスイッチ６において共用されている。本例の場合、第２バンドパスフィルタ８は、図７に示すように、理想的な周波数特性Ｂ(ω)を有するフィルタとする。

合成信号ｈ(ｔ)は、第２バンドパスフィルタ８を通過すると、出力信号ｈ’(ｔ)として出力される。出力信号ｈ’(ｔ)は、次式(7)，(8)のように表される。

ここで、第２バンドパスフィルタ８の出力信号ｈ’(ｔ)が式(7)で表される理由について、各信号の周波数スペクトルを確認しながら考察する。まず、第１バンドパスフィルタ３の出力である受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)の振幅スペクトル｜Ｆ_ｋ(ω−ω_ｃ)｜は、図４のように表される。また、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(t)の振幅スペクトル｜Ｇ_ｋ(ω)｜は、図５に示すように、sinc関数を包絡線とする線スペクトルである。合成信号ｈ(ｔ)は、受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)とスイッチ制御信号ｇ_ｋ(t)との積からなる。このため、合成信号ｈ(ｔ)の振幅スペクトル｜Ｈ(ω)｜は、Ｆ_ｋ(ω−ω_ｃ)，Ｇ_ｋ(ω)の畳み込みとして、図６のように表される。

そして、合成信号ｈ(ｔ)が周波数特性Ｂ(ω)の第２バンドパスフィルタ８を通過すると、これが出力信号ｈ’(ｔ)となり、その振幅スペクトル｜Ｈ’(ω)｜は、図７で表される。振幅スペクトル｜Ｈ’(ω)｜は、図５に示すＧ’_ｋ(ω)と、図４に示すＦ_ｋ(ω−ω_ｃ)とが畳み込まれた形となっている。なお、Ｇ’_ｋ(ω)は、Ｇ_ｋ(ω)のうち、中央のＫ本のみを有するスペクトルに相当する。従って、｜Ｈ’(ω)｜の時間領域信号であるｈ’(ｔ)は、Ｇ’_ｋ(ω)の時間領域信号であるｇ’_ｋ(t)と、Ｆ_ｋ(ω−ω_ｃ)の時間領域信号であるｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)との積で表されることが分かり、出力信号ｈ’(ｔ)が式(7)で表されることが確認される。

受信回路４には、出力信号ｈ’(ｔ)を増幅するアンプ９と、増幅後の出力信号ｈ’(ｔ)をＩＦ（Intermediate Frequency）周波数にダウンコンバートするコンバータ１０と、ＩＦ周波数の信号を通過させるＩＦバンドパスフィルタ１１と、ＩＦ周波数を直交ダウンコンバートする一対のコンバータ１２，１２とが設けられている。各コンバータ１２，１２には、各コンバータ１２，１２からの出力をフィルタリングするローパスフィルタ１３，１３が接続されている。各ローパスフィルタ１３，１３には、フィルタリングされた信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１４，１４が各々接続されている。

Ａ／Ｄコンバータ１４が出力するベースバンド信号ｈ”(ｔ)は、アンプの増幅やフィルタの損失を無視すれば、次式(9)のように表される。

ベースバンド信号ｈ”(ｔ)は、Ａ／Ｄコンバータ１４において、周期Ｔ_ｓでサンプリングされる。このサンプリング信号ｚ_ｉ(t)は、次式(10)のように表される。

図８に示すように、サンプリング信号ｚ_ｉ(t)は、それぞれＴ_ｓ／Ｋずつタイミングのずれた信号である。実際には、Ａ／Ｄコンバータ１４は、次式(11)で表されるｚ(ｔ)でサンプリングを行う。

さて、ベースバンド信号ｈ”(ｔ)をサンプル出力部１５においてサンプリング信号ｚ_ｉ(t)でサンプルしたサンプル信号ｘ_ｉ(t)は、次式(12)，(13)のように表される。

サンプル信号ｘ_ｉ(t)は、式(13)からも分かる通り、各アンテナ２の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)が混在された形で得られる。ここで、一見、スイッチ６のＯＮ時間τを、τ＜（Ｔ_ｓ／Ｋ）とすれば、２つのスイッチが同時に接続されることはなく、受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の混合は生じないように思われるが、実際にはフィルタを通過する際の波形なまりにより、受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の混合が生じてしまう。ところで、通常のアダプティブアレーアンテナでは、受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)は、それぞれ別々に得られる信号である。従って、ここからは、サンプル信号ｘ_ｉ(t)から受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離抽出する方法について述べる。

サンプル信号ｘ_ｉ(t)が式(13)のままでは、受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離抽出することが困難である。そこで、式(13)の式変形を行うために、サンプル信号ｘ_ｉ(t)のフーリエ変換Ｘ_ｉ(ω)を導出する。ここで、ｆ_ｋ(ｔ)，ｇ’_ｋ(t)のフーリエ変換を、それぞれ次式(14)，(15)のように定義する。

すると、ベースバンド信号ｈ”(ｔ)のフーリエ変換Ｈ”(ω)は、次式(16)のように表される。なお、次式において「＊」は畳み込み積分を示す。

また、サンプリング信号ｚ_ｉ(t)のフーリエ変換Ｚ_ｉ(ω)は、次式(17)のように表される。

従って、サンプル信号ｘ_ｉ(t)のフーリエ変換Ｘ_ｉ(ω)は、式(12)，(16)，(17)により、次式(18)のように表される。

ここで、受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の周波数帯域幅Ｗ”は、Ｗ”＜Ｗを満たすため、次式(19)が成り立つ。

また、ｐ，ｎは、整数であるので、フーリエ変換Ｘ_ｉ(ω)は、周期２π／Ｔ_ｓの周期関数である。よって、フーリエ変換Ｘ_ｉ(ω)の−π／Ｔ_ｓ＜ω＜π／Ｔ_ｓの範囲のみを表す関数をフーリエ変換Ｘ’_ｉ(ω)とすると、ｐ≠ｎの場合については考える必要がないので、式(18)にｐ＝ｎを代入することにより、次式(20)が得られる。

フーリエ変換Ｘ_ｉ(ω)は、Ｘ’_ｉ(ω)が周期２π／Ｔ_ｓ間隔で並んだ関数であるので、次式(21)が成立する。

よって、Ｘ_ｉ(ω)の逆フーリエ変換であるサンプル信号ｘ_ｉ(t)は、式(20)，(21)によって次式(22)のように表される。

ここで、ｆ_ｋ(Δｔ)は、各アンテナ２の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を周期Ｔ_ｓでサンプリングした受信ベースバンド信号である。以上の検討により、サンプル信号ｘ_ｉ(t)を式(13)の形式から式(22)の形式に変形できたが、依然として受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(Δｔ)が混合された状態である。そこで、続いては、式(22)を行列形式で表すことを試みる。

式(22)を行列形式で表現すると、次式(23)〜(27)のように表される。なお、式(23)のＦ(Δｔ)は、ベクトルＦ(Δｔ)である。

よって、サンプル信号ｘ_ｉ(t)を要素とするベクトルをＸ(ｔ)と定義すると、ベクトルＸ(ｔ)は、次式(28)〜(31)の形式で表される。

以上により、サンプル信号ｘ_ｉ(t)を式(22)の形式から式(28)の形式に変形することができた。ここで、式(28)を見れば、ベクトルＸ(ｔ)からベクトルＦ(Δｔ)を抽出する方法は明らかである。式(28)の両辺に左から行列Ａを乗算すると、次式(32)〜(34)が成立する。

以上の検討により、Ａ／Ｄコンバータ１４でサンプリングされたベクトルＸ(ｔ)に対して、行列Φを乗算することで、各アンテナ２の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)をサンプルしたベクトルＦ(Δｔ)を抽出可能であることが確認できた。よって、本例は、この原理を用いて、サンプル信号ｘ_ｉ(t)から受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離抽出する。

図１に示すように、アダプティブアレーアンテナ１には、式(32)〜(34)を使用してサンプル信号ｘ_ｉ(t)から受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離抽出する演算処理部１６が設けられている。本例の演算処理部１６は、サンプル信号ｘ_ｉ(t)を入力すると、式(32)〜(34)の行列式を用いて演算を行うことにより、サンプル信号ｘ_ｉ(t)から受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離し、アンテナ２ごとにＩ相信号及びＱ相信号を出力する。

アダプティブアレーアンテナ１には、電波到来方向を演算してアダプティブアレーアンテナ１の機能（動作状態）を設定するアダプティブプロセッサ１７が設けられている。アダプティブプロセッサ１７は、演算処理部１６から入力したアンテナ２ごとのＩ相信号及びＱ相信号を基に、希望波や不要な電波の電波到来方向を算出し、アダプティブアレーアンテナ１の機能を設定する。

次に、本例のアダプティブアレーアンテナ１の作用を、図１を用いて説明する。
アダプティブプロセッサ１７は、クロック回路７から出力するスイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)にてスイッチ６を順にオンしていく。このとき、スイッチ６のオン順に、アンテナ２の受信電波が取り込まれ、これら受信電波が合成信号ｈ(ｔ)して第２バンドパスフィルタ８に送出され、第２バンドパスフィルタ８で出力信号ｈ’(ｔ)として出力される。出力信号ｈ’(ｔ)は、アンプ９で増幅され、ＩＦバンドパスフィルタ１１でＩＦ周波数にダウンコンバートされ、一対のコンバータ１２，１２で直交ダウンコンバートされ、各ローパスフィルタ１３，１３に通される。

ローパスフィルタ１３，１３を通過したベースバンド信号ｈ”(ｔ)は、Ａ／Ｄコンバータ１４，１４にて周期Ｔ_ｓでサンプリングされ、サンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)として出力される。そして、サンプル出力部１５は、ベースバンド信号ｈ”(ｔ)をサンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)でサンプルしたサンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を演算処理部１６に出力する。

ところで、実際には、フィルタを通過する際の波形なまりを原因として、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)には受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の混合が発生している。よって、演算処理部１６は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に行列Φを乗算することにより、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から各アンテナ２，２…の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を抽出する。即ち、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に行列Φを乗算する演算を実施することにより、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に含まれる各アンテナ２，２…の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離する。そして、アダプティブプロセッサ１７は、各々分離された受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を基に、電波到来方向等を算出する。

ここからは、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)のＯＮ時間（パルス幅）τにより、Ａ／Ｄコンバータ１４でサンプリングされたサンプル信号ｘ_ｉ(t)に含まれる受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(Δｔ)がどのように変化するのかを考える。いま、スイッチ６のＯＮ時間τが非常に短い、つまりτ≒０の場合を考える。このとき、Ψ＝τ／Ｔ_ｓ≒０となるので、sinc｛nπΨ｝≒１により、行列Ｓ≒１が導かれる。よって、式(29)は、次式(35)のように表される。

よって、τが非常に小さい場合には、サンプル信号であるベクトルＸ(ｔ)、つまりサンプル信号ｘ_ｉ(t)を要素とするベクトルは、各アンテナ２の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ) のベクトルＦ(Δｔ)のスカラー倍となる。即ち、サンプル信号ｘ_ｉ(t)は、それぞれ１種類の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(Δｔ)のみを含み、混合された状態ではないことが分かる。

ちなみに、背景技術に記載した特許文献１は、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)がデルタ関数であり、本検討におけるτ≒０の場合に相当する。即ち、特許文献１では、サンプル信号のベクトルＸ(ｔ)において、ベクトルＦ(Δｔ)が混合された状態とならないように、あえてτ≒０としていると考えられる。

しかし、式(35)を見てみると、ベクトルＸ(ｔ)に含まれるベクトルＦ(Δｔ)の大きさは、τに比例することが分かる。このことから、スイッチ６の切り換えによる電力損失を抑制するには、τをなるべく大きくすること、つまりスイッチ６が常にいずれかのアンテナ２に接続されていることが望ましいと予測される。このため、本例のアダプティブプロセッサ１７は、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)のＯＮ時間τを、次信号のτと重複しない範囲で、なるべく長く設定している。このように、ＯＮ時間τ（或いはＯＮ時間比率Ψ）を任意に設定可能な点で、本例は有効であると考えられる。

次に、本例のアダプティブアレーアンテナ１の計算機シミュレーションによる評価結果を、図９〜図１１を用いて説明する。
ここでは、従来機の演算法をC-TDM-AAAと示し、本願の提案法をM-TDM-AAA （Modified Time-Division Multiplexing Adaptive Array Antenna）と示す。なお、C-TDM-AAAの回路構成は、基本的に図１と同様であるが、演算処理部１６における各アンテナ２の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ) の抽出操作は行わないシステムとする。

また、アダプティブアレーアルゴリズムとしてはPI（Power Inversion）アルゴリズムを用い、最適ウェイトの決定法としてはSMI（Sample Matrix Inversion）アルゴリズムを採用する。さらに、アンテナ素子数Ｋを７とし、アレー形状を等間隔リニアアレーとし、アレー素子間隔を0.5波長とする。また、妨害波到来角度を−60°（ボアサイト方向＝０°）とし、妨害波の種類をsin波とし、INRを40ｄB、60ｄB又は80ｄBのいずれかとし、ＯＮ時間比率Ψを１／２１０〜１／７とする。

まず、図９を用い、M-TDM-AAAの指向性ヌルの形成精度を確認する。図９は、PIアルゴリズムにより形成されたΨ＝１／７（スイッチ６が常にいずれかのアンテナ２に接続されたい状態）におけるM-TDM-AAAの指向性を示す。この図９を見て分かる通り、PIアルゴリズムにより妨害波の到来方向に正しく指向性ヌルが形成されていることが確認できる。

続いて、図１０及び図１１を用い、スイッチ６のＯＮ時間比率Ψ（ＯＮ時間τ）による特性の変化を、C-TDM-AAAとM-TDM-AAAとにおいて確認する。図１０は、INR＝80ｄＢにおける両TDM-AAAの妨害波減衰量（妨害波到来方向に対する指向性ヌルの深さ）を表す。図１０に示されるように、Ψの値が大きくなるほど、妨害波減衰量が大きくなっていることが分かる。これは、Ψが大きくなるほど、スイッチ切り換えにおける電力損失が小さくなり、アダプティブプロセッサ１７が受け取る信号のINRが大きくなるためである。

また、図１１は、図１０におけるC-TDM-AAAに対するM-TDM-AAAの差異を表すグラフである。図１１に示されるように、Ψが小さい場合には、両者に違いは見られないが、Ψが大きくなるに連れて、M-TDM-AAAの妨害波減衰量が大きくなっていることが分かる。よって、図１１のグラフを見ても、本例の提案法の優位性が確認される。

以上により、本例では、時分割多重を用いる単一受信機のアダプティブアレーアンテナ１において、スイッチ切り換えにより発生する電力損失を低減しつつ、各アンテナ２の受信信号を独立して抽出することが可能となる。具体的には、本例の計算機シミュレーションにおいて、７素子等間隔リニアアレーに対して本例の提案法を適用した場合、電力損失が小さいこと、従来の時分割多重のアダプティブアレーアンテナと比較して良好な受信特性を示すことが明らかとなった。

本実施形態の構成によれば、以下に記載の効果を得ることができる。
（１）複数のアンテナ２の中の特定の１つをスイッチ６にて受信回路４に接続する際、スイッチ６のＯＮ時間τを長くとるので、スイッチ６の切り換え時における電力損失を抑制することができる。また、スイッチ６における電力損失抑制を狙ってスイッチ６のＯＮ時間τを長くとると、その背反として、各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)が混ざり合ってしまい、これが受信特性の劣化に繋がる。しかし、本例の場合は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に行列Φを乗算する演算を施すことにより、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)に分離するので、問題なく各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)も取得することができる。よって、SNRの劣化も最小限に抑えることが可能となるので、時分割多重アダプティブアレーアンテナ１の受信特性も確保することができる。

（２）本例の時分割多重アダプティブアレーアンテナ１では、複数のアンテナ２において、フィルタ、アンプ、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ等を有する受信回路４を共用する。このため、多くの素子を構成要件とする受信回路をアンテナ２ごとに設ける必要がないので、装置構成の簡素化や部品コスト削減に効果が高いと言える。

（３）スイッチ６のＯＮ時間τ（ＯＮ時間比率Ψ）を極力長くとる、つまりスイッチ６が常にいずれかのアンテナ２に接続すれば、スイッチ６の切り換え時における電力損失をなるべく低く抑えられると想定される。よって、本例の場合は、ＯＮ時間τ（ＯＮ時間比率Ψ）を任意に設定可能であるので、スイッチ６のＯＮ時間τを極力長くとれば、その分だけスイッチ６の切り換えによる電力損失を抑制することができ、この点で効果が高いと言える。

（４）第２バンドパスフィルタ８の周波数帯域幅ＫＷ’は、第１バンドパスフィルタ３の通過帯域幅Ｗではなく、スイッチ６の切換周波数Ｗ’に係数のＫを乗算した値に設定されている。このため、スイッチ６の切り換え速度を、細かな値設定を行うことなしに任意に設定することができる。即ち、スイッチ６の切換周期が１値に限定されず、他の値でも許容可能となるので、この点で効果が高いと言える。

（５）スイッチ６の切換周波数Ｗ’とＯＮ時間τとを用いて求められた行列Φを用いて、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)を分離するので、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を精度よく各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)に分離することができる。

なお、実施形態はこれまでに述べた構成に限らず、以下の態様に変更してもよい。
・受信回路４の構成は、実施形態に述べた構成例に限定されず、他の構成に適宜変更可能である。

・受信回路４は、ベースバンド信号をＡ／Ｄコンバータ１４でサンプルする構成ではなく、ＩＦ信号をサンプルする構成や、第２バンドパスフィルタ８から出力されるＲＦ（Radio Frequency）信号をサンプルする構成であってもよい。

・アンテナ素子数Ｋは、任意の奇数に限らず、任意の偶数であってもよい。
・スイッチ６のＯＮ時間τ（ＯＮ時間比率Ψ）は、実施形態に述べた例に限定されず、他の時間幅に適宜変更可能である。

・サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)を再生（分離）する演算は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に行列Φを乗算する方法に限定されない。要は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)を分離できれば、他の演算方法に適宜変更可能である。

・受信回路４は、直交ダウンコンバータ１２，１２ではなく、通常のコンバータにて信号をダウンコンバートする回路でもよい。
・第２バンドパスフィルタ８の周波数帯域幅は、例えば第１バンドパスフィルタ３の周波数帯域に係数のＫを乗算した値でもよい。

・時分割多重アダプティブアレーアンテナ１は、車両や電子キーの受信機として使用されることに限定されず、他の機器や装置に適宜応用可能である。

１…時分割多重アダプティブアレーアンテナ、２…アンテナ、３…受信回路のバンドパスフィルタとしての第１バンドパスフィルタ、４…受信回路、６…スイッチ、８…フィルタ、アンテナのバンドパスフィルタを構成する第２バンドパスフィルタ、９…アンプ、１１…フィルタを構成するＩＦバンドパスフィルタ、１３…フィルタを構成するローパスフィルタ、１４…Ａ／Ｄコンバータ、τ…ＯＮ時間、ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)…受信信号、ｘ_ｉ(ｔ)…重畳信号としてのサンプル信号、Ｗ…帯域幅、ＫＷ’…帯域幅、Ｗ'…切換周波数、Ｋ…計数としてのアンテナ個数、Φ…行列。

Claims

複数のアンテナの特定の１つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで１つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置において、
前記スイッチのＯＮ時間を長くとることにより、前記スイッチの切り換えによる電力損失を抑制し、この処理によって各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまっても、この重畳信号に演算を施すことによって、当該重畳信号を各アンテナの受信信号に分離する
ことを特徴とする時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。
前記受信回路は、少なくともフィルタ及びＡ／Ｄコンバータを備えた回路である
ことを特徴とする請求項１に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。
前記スイッチの接続状態を、次スイッチがＯＮされる直前まで維持することにより、当該スイッチのＯＮ時間を長くとる
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。
前記受信回路のバンドパスフィルタの帯域幅は、前記アンテナのそれぞれに設けられたバンドパスフィルタの帯域幅ではなく、前記スイッチの切換周波数に係数を乗算した値に設定されている
ことを特徴とする請求項１〜３のうちいずれか一項に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。
前記演算は、前記スイッチの切換周波数と当該スイッチのＯＮ時間とから求められた行列を用いて前記重畳信号に処理を加える演算である
ことを特徴とする請求項１〜４のうちいずれか一項に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。
Ψを前記スイッチのＯＮ時間比率とし、Ｋをスカラーとし、行列Φを次式のように定義した場合、

前記演算は、前記重畳信号に前記行列Φを乗算する演算である
ことを特徴とする請求項５に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。