JP2012228025A - Unit cell and ac-dc conversion device using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、単位セルとこれを用いた交直変換装置に係り、特に単位セルを構成する直流コンデンサの容量及び寸法・質量を低減させることに関する。 The present invention relates to a unit cell and an AC / DC converter using the unit cell, and more particularly to reducing the capacity, size, and mass of a DC capacitor constituting the unit cell.
交直変換装置として、モジュラー・マルチレベル変換装置(Moduler Multilevel Converter)と呼称されるものが、非特許文献1などで知られている。この変換装置は、単位セル(チョッパ回路)とその制御回路等から構成される単位変換器を複数個直列接続、または、並列接続した電力変換装置である。
As an AC / DC converter, what is called a modular multilevel converter is known in Non-Patent
この構成では、単位変換器の直列接続数に比例して、モジュラー・マルチレベル変換装置が出力可能な電圧は高くなり、同時に出力電圧波形のレベル数(段数)が増えるため、3レベル変換装置と比べ、モジュラー・マルチレベル変換装置の出力電圧に含まれる高調波は低減される。 In this configuration, the voltage that can be output from the modular multilevel converter increases in proportion to the number of unit converters connected in series, and at the same time, the number of levels (number of stages) of the output voltage waveform increases. In comparison, the harmonics contained in the output voltage of the modular multilevel converter are reduced.
これにより、モジュラー・マルチレベル変換装置は、従来実施していた変換装置の多相化や、系統のフィルタ設備等が不要となり、システム寸法・質量が大幅に削減されるという特徴を有する。 As a result, the modular multi-level conversion device is characterized in that the conventional multi-phase conversion device, the system filter equipment, and the like are not required, and the system size and mass are greatly reduced.
本発明が解決しようとする課題は、モジュラー・マルチレベル変換装置の単位変換器内の直流コンデンサの電圧変動を抑制することである。 The problem to be solved by the present invention is to suppress voltage fluctuation of the DC capacitor in the unit converter of the modular multilevel converter.
従来のモジュラー・マルチレベル変換装置を構成する単位変換器の単位セル部分の一例を図2に示す。図2の単位セル18は、1組のスイッチング素子、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)をそれぞれのエミッタ、コレクタ間で直列接続し、他端の間に直列コンデンサCを接続する。その上で、エミッタ、コレクタ間の直列接続部と、他端の間の電位を単位セル装置の出力Vjとして取り出す。この図で、R,Dは単位セル装置を構成するヒューズ、ダイオードであり、ここでは直列コンデンサCの電位をVc、直列接続点からの電流をIjとする。
An example of a unit cell portion of a unit converter constituting a conventional modular multilevel conversion apparatus is shown in FIG. In the
尚、単位セル18は、基本的には上記回路構成を備えたものであるが、単位変換器としてはさらにその制御回路等をも含む。以下の説明では特に必要がない限り、単位セルとして説明を行う。
The
図2では、単位セル18がハーフブリッジ回路で構成されているため、単位セルの出力電圧Vjは、図3に示すとおり直流電圧成分Vjdcを含んだ交流電圧波形となる。つまり、この回路では1組のIGBTの一方をONとするように、ゲート制御を行ない、上側のIGBT1aがONのとき、出力電圧VjはVcとなり、下側のIGBT1bがONのとき、出力電圧Vjは0となるが、1a、1bの通流期間Ta、Tbを調整することにより交流電圧振幅Vjacの交流電圧Vjが得られる。直流電圧成分Vjdcは、交流電圧振幅Vjacの半分の大きさのものである。なお、単位セル18の出力電圧と、単位変換器の出力電圧は同じ部位の電圧を示す。
In FIG. 2, since the
このように単位セル18は、例えば図2のように構成され、図3のように動作する。そして、図4のモジュラー・マルチレベル変換装置は、係る単位セル18を含む単位変換器11の出力端子間を複数直列に接続して変換装置のアーム上段、アーム下段を形成し、上下段間を交流(電源側或いは負荷側)の1相に接続してアームと成す。アームは3相分備えられ、これにより、コンバータ部7あるいはインバータ部8とされる。アームの両端間には直流リンク電圧VLcを得るが、この電圧は各単位セル18の直流電圧成分Vjdcの総和である。
Thus, the
係るモジュラー・マルチレベル変換装置では、この直流電圧成分Vjdcが、単位セル18内の直流コンデンサの基本波周期での変動要因の一つである。その原理を下記の通り説明する。
In such a modular multilevel conversion device, this DC voltage component Vjdc is one of the fluctuation factors in the fundamental wave period of the DC capacitor in the
単位セル18の出力電圧Vjは、直流電圧成分Vjdcを含むことから下記(1)式で表される。但し、Vjdcは単位セル出力電圧の直流成分(V)、Vjacは単位セル出力電圧の交流成分の振幅(V)、f1は電源側、または負荷側電圧の基本波周波数(Hz)、θは単位セル出力電圧の位相(rad)である。
Since the output voltage Vj of the
[数1]
Vj=Vjdc+Vjac×Sin(2πf1τ+θ)・・・・・(1)
単位セルの出力電流Ijは、下記(2)式で表される。ここで、Ijdcは単位セル出力電流の直流成分(A)、Ijacは単位セル出力電流の交流成分の振幅(A)、Φは単位セル出力電流の位相(rad)である。但し、無効電力のみの場合(Vjdc=0の場合)はIjdc=0である。
[Equation 1]
Vj = Vjdc + Vjac × Sin (2πf 1 τ + θ) (1)
The output current Ij of the unit cell is expressed by the following equation (2). Here, Ijdc is the direct current component (A) of the unit cell output current, Ijac is the amplitude (A) of the alternating current component of the unit cell output current, and Φ is the phase (rad) of the unit cell output current. However, Ijdc = 0 when only reactive power is used (when Vjdc = 0).
[数2]
Ij=Ijdc+Ijac×Sin(2πf1τ+Φ)・・・・・(2)
次に、上記(1)(2)式を掛けて単位セルの出力電力(コンデンサ電力)を求めてみるに、式が長大となるので、(1)(2)式の第1項(直流分)同士の積成分Pf0を(3)式に、(1)(2)式の第1項(直流分)と第2項(交流分)の積成分Pf1を(4)式に、(1)(2)式の第2項(交流分)同士の積成分Pf2を(5)式に、分割して表示する。
[Equation 2]
Ij = Ijdc + Ijac × Sin (2πf 1 τ + Φ) (2)
Next, when the output power (capacitor power) of the unit cell is obtained by multiplying the above expressions (1) and (2), the expression becomes long, so the first term (DC component) of the expressions (1) and (2) ) Between the product components Pf0 of the first term (DC component) and the second term (AC component) of the equations (1) and (2) into the equation (4), (1) The product component Pf2 of the second term (AC component) in the equation (2) is divided and displayed in the equation (5).
[数3]
Pf0=Vjdc×Ijdc・・・・・(3)
[Equation 3]
Pf0 = Vjdc × Ijdc (3)
[数4]
Pf1=Vjdc×Ijac×Sin(2πf1τ+Φ)+Ijdc×Vjac×Sin(2πf1τ+θ)・・・・・(4)
[Equation 4]
Pf1 = Vjdc × Ijac × Sin (2πf 1 τ + Φ) + Ijdc × Vjac × Sin (2πf 1 τ + θ) (4)
[数5]
Pf2=Vac×Sin(2πf1τ+θ)×Ijac×Sin(2πf1τ+Φ)・・・・・(5)
さらに上記式(5)を、「積和の公式」により展開すると、下記(6)式になる。
[Equation 5]
Pf2 = Vac × Sin (2πf 1 τ + θ) × Ijac × Sin (2πf 1 τ + Φ) (5)
Further, when the above equation (5) is expanded by the “sum of products” formula, the following equation (6) is obtained.
[数6]
Pf2=Vjac×Ijac×(−1/2)×{Cos{4πf1τ+(θ+Φ)}−Cos(θ−Φ)}・・・・・(6)
上記(4)式は、単位セル18内の直流コンデンサCの電力が、電源側、または、負荷側電圧の基本波周波数f1の周期で変動することを示しており、これはそのまま直流コンデンサの電圧変動となって現れる。
[Equation 6]
Pf2 = Vjac × Ijac × (−1/2) × {Cos {4πf 1 τ + (θ + Φ)} − Cos (θ−Φ)} (6)
The above equation (4) indicates that the power of the DC capacitor C in the
図5aに直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波である場合、図5bに直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が高周波である場合を示しているが、直流コンデンサ電圧Vcが低い周波数で変動すると、直流コンデンサの充電・放電それぞれの時間が長くなり、結果、直流コンデンサの充放電電荷量が増加することから、直流コンデンサの容量、寸法・質量が増加してしまう。 If the fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc is low frequency in Figure 5a, but the fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc in FIG. 5b indicates the case where the high-frequency, low DC capacitor voltage Vc When it fluctuates with the frequency, each time of charging / discharging of the DC capacitor becomes longer, and as a result, the charge / discharge charge amount of the DC capacitor increases, so that the capacity, size and mass of the DC capacitor increase.
先に、モジュラー・マルチレベル変換装置の長所は、システム寸法・質量が大幅に削減できることにあると説明したが、直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波であるような用途への適用においては、直流コンデンサの充放電電荷量が増加することに伴う直流コンデンサの容量、寸法・質量の増加により、装置全体としてみると小型化の十分なメリットを得ることができない。 As described above, the advantage of the modular multi-level conversion device is that the system size and mass can be greatly reduced. However, the application to applications where the fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc is a low frequency is described. However, due to an increase in the capacity, dimensions, and mass of the DC capacitor accompanying an increase in the charge / discharge charge amount of the DC capacitor, sufficient merit of miniaturization cannot be obtained as a whole device.
このように、直流コンデンサの電圧変動は、直流コンデンサの寸法・質量を増加させ、結果的にモジュラー・マルチレベル変換装置の寸法・質量も増加させてしまう。 Thus, the voltage fluctuation of the DC capacitor increases the size and mass of the DC capacitor, and consequently increases the size and mass of the modular multilevel conversion device.
然るに、モジュラー・マルチレベル変換装置が適用され、かつ直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波である具体的な用途として、独立の電源、負荷系統が考えられ、特に船舶の場合に問題となる。 However, the modular multi-level converter is applied, and a specific application is a fundamental frequency f 1 is the low frequency of the DC capacitor voltage Vc, independent of the power supply, the load system is considered, in particular problems in the case of a ship It becomes.
図6に示すように、船舶向け電気推進装置はプロペラ30の軸に直結した推進用電動機5と、推進用電動機5を制御する電力変換装置4と、電力変換装置4に対して最適な電圧に変換する変圧器6と、これらに電源を供給する発電機2と配電盤3から構成される。
As shown in FIG. 6, the electric propulsion device for a ship has a
一般的に船舶向け電気推進装置では、プロペラ30などの推進用負荷(推進用電動機5)と、船内の一般負荷31(無線、レーダ等)は同一系統上にあり、また、船内の一般負荷容量に比べ推進用負荷の容量が大きくなることから、電力変換装置4から発生する高調波が一般負荷31に悪影響を及ぼす可能性がある。
In general, in a marine electric propulsion apparatus, a propulsion load such as a propeller 30 (propulsion motor 5) and an inboard general load 31 (radio, radar, etc.) are on the same system, and the general load capacity in the ship Since the capacity of the propulsion load is larger than that, the harmonics generated from the
なお、電力変換装置4から発生する高調波は、系統(発電機2〜電力変換装置4)のインピーダンスに比例して配分されるが、陸上設備と違い船舶に搭載されている発電機のインピーダンスは%Z=20〜25%と、陸上設備(商用電源%Z≒0%)と比べ大きく、系統上の高調波が大きくなり、高調波対策が課題である。
The harmonics generated from the
しかし、船舶では船内設置スペースの制約等から、フィルタ設備の削減が要求されており、フィルタ設備以外の新しい高調波対策が必要である。 However, ships are required to reduce the number of filter equipment due to restrictions on the installation space in the ship, and new harmonic measures other than the filter equipment are required.
なお、電力変換装置単体の高調波対策として、電力変換装置を多相化して対応しているが、多相化時は電力変換装置を分割する必要があり、システム寸法・質量が増加してしまう。 In addition, as a countermeasure against harmonics of the power converter itself, the power converter is supported by multi-phase, but it is necessary to divide the power converter at the time of multi-phase, which increases system dimensions and mass. .
また、船舶の電気推進装置の出力は近年大容量化の傾向があり、変換装置の出力電圧は高圧化が求められている。 In addition, the output of the electric propulsion device for ships has recently been increasing in capacity, and the output voltage of the conversion device is required to be increased.
船舶用設備には、以上述べた種々の制約があるが、これら課題の多くがモジュラー・マルチレベル変換装置の採用で解決できる。しかし、直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波であることによるシステム寸法・質量の増加を避けられない。 There are various restrictions as described above for marine facilities, but many of these problems can be solved by adopting a modular multilevel converter. However, inevitably the increase in system size and weight due to the fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc is low frequency.
船舶の場合、急停止するときにはプロペラ30などの推進用負荷(推進用電動機5)を低速回転せざるを得ず、このときに直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波の運転をすることになる。 For ships, the propulsion load such as a propeller 30 (propulsion motors 5) when the sudden stop inevitable to low speed, fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc at this time is the operation of the low frequency It will be.
このように、船舶向け電気推進装置のような各機器の設置場所の制約が厳しい環境下において、モジュラー・マルチレベル変換装置を小型化するためには、モジュラー・マルチレベル変換装置の直流コンデンサの電圧変動を抑制することが最大の課題となる。 As described above, in order to reduce the size of the modular multilevel converter in an environment where the installation location of each device such as an electric propulsion device for ships is severe, the voltage of the DC capacitor of the modular multilevel converter is reduced. The biggest challenge is to suppress fluctuations.
本発明においては、直流コンデンサ電圧が、電源側、または、負荷側電圧の基本波周波数f1の周期で変動することを抑制し、装置の小型化を図ることを目的とする。 In the present invention, the DC capacitor voltage, the power supply side, or to suppress the variation in the period of the fundamental wave frequency f 1 of the load voltage, and an object thereof is to reduce the size of the apparatus.
本発明の単位セルは、1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグのスイッチング素子の接続点間から出力を得る。 In the unit cell of the present invention, a pair of switching elements are connected in series to form a leg, and capacitors are arranged in parallel on two sets of connected legs in parallel, and output from the connection points of the switching elements of each leg. Get.
なお、一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行うのがよい。 In addition, after executing switching control for turning on one of the pair of switching elements constituting one leg and turning off the other for a predetermined time, one of the pair of switching elements constituting the other leg is turned on and the other is turned off. It is preferable that the switching control is executed and that the legs are alternately switched to perform ON / OFF control of the switching element.
また、所定時間内での1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とするのがよい。 Further, when performing switching control of a set of switching elements within a predetermined time, the switching interval is preferably variable.
本発明の電力変換装置は、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたコンバータを含むものであって、単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組のスイッチング素子の接続点間から出力を得る。 A power converter according to the present invention includes a plurality of unit converters including unit cells connected in series to form an arm, one phase of an AC power source is connected between upper and lower arms, and a converter constituted by three phases of an AC power source The unit cell includes a pair of switching elements connected in series to form a leg, and a capacitor is arranged in parallel with two sets of parallel connected legs, and one set of switching elements for each leg. The output is obtained between the connection points.
なお、交流電源の3相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたn番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化するのがよい。 In addition, it is good to synchronize the switching timing between the nth unit cell connected in series among several unit cells of the arm which forms the three phases of AC power supply.
また、複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めるのがよい。 Further, it is preferable that the DC voltage shared by the capacitors of the unit cells connected in series is determined for each phase and each arm.
本発明の電力変換装置は、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたインバータと、コンバータとインバータの間に設けられた直流回路を含み、コンバータの単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得る。 A power converter according to the present invention includes a plurality of unit converters including unit cells connected in series to form an arm, one phase of an AC power source is connected between upper and lower arms, and a converter constituted by three phases of an AC power source A plurality of unit converters including unit cells are connected in series to form an arm, one phase of the AC power source is connected between the upper and lower arms, an inverter constituted by three phases of the AC power source, a converter and an inverter The unit cell of the converter includes a DC circuit provided between them, and a pair of switching elements is connected in series to form a leg, and capacitors are arranged in parallel in two sets of legs connected in parallel. An output is obtained between the connection points of a set of the switching elements.
なお、インバータの単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつレグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端とスイッチング素子の接続点間から出力を得るのがよい。 In addition, the unit cell of the inverter should form a leg by connecting a set of switching elements in series, and a capacitor should be arranged in parallel with the leg, and an output should be obtained from between one end of the leg and the connection point of the switching element. .
また、コンバータの単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行い、
インバータの単位セルを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するのがよい。
In addition, after executing a switching control for turning on one of the pair of switching elements constituting one leg of the converter unit cell and turning off the other for a predetermined time, one of the pair of switching elements constituting the other leg is turned on. On / off control is performed to turn the other off, and the legs are alternately switched to perform on / off control of the switching element.
It is preferable to execute switching control in which one of a set of switching elements constituting the unit cell of the inverter is turned on and the other is turned off.
本発明により、モジュラー・マルチレベル変換装置の直流コンデンサ電圧の変動を抑制することが出来る。 According to the present invention, fluctuations in the DC capacitor voltage of the modular multilevel conversion device can be suppressed.
これにより、直流コンデンサの容量が低減可能となり、結果、直流コンデンサの寸法・質量及びモジュラー・マルチレベル変換装置の小型・軽量化が可能なる。 As a result, the capacity of the DC capacitor can be reduced, and as a result, the size and weight of the DC capacitor and the modular multilevel conversion device can be reduced in size and weight.
以下本発明の実施例について図を用いて説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図7に、本発明を適用するに好適な船舶向け電気推進装置のシステム構成図を示す。この図で、電気推進装置のシステムは、系統電圧を監視する電源監視部100、電源を供給する発電機2、各系統に電源を供給する配電盤3、推進用電動機5(負荷)に最適な電力を供給するモジュラー・マルチレベル変換装置4、プロペラに接続された推進用電動機5、系統電圧を最適な電圧に変換する変圧器6から構成されている。
In FIG. 7, the system block diagram of the electric propulsion apparatus for ships suitable for applying this invention is shown. In this figure, the system of the electric propulsion apparatus is the power optimal for the power
交流発電機2(電源)は、電源監視部100により、推進用電動機5(負荷)の出力が変動しても、常に設定された電圧・周波数になるように一定制御されている。
The AC generator 2 (power source) is constantly controlled by the power
図8は、モジュラー・マルチレベル変換装置4を拡大表示した図である。変換装置4は、所定の電圧・周波数を出力する発電機2(電源)に接続され発電機2の交流電圧を整流する機能を有するコンバータ部7と、推進用電動機5(負荷)に接続されて推進用電動機5に最適な周波数・電圧に変換するインバータ部8と、これらを監視制御する監視制御部9から構成される。コンバータ部7とインバータ部8は直流リンクで接続されている。なお、コンバータ部7とインバータ部8は、例えば図4のように構成されている。また、コンバータ部7とインバータ部8を構成する単位変換器11の単位セル18は、従来においては図2のようにハーフブリッジ構成とされていた。
FIG. 8 is an enlarged view of the modular
本発明においては、コンバータ部7を構成する単位変換器11の単位セル18をフルブリッジ構成とする。このことは、インバータ部8を構成する単位変換器11の単位セルをフルブリッジ構成とする必要がないことを意味している。この結果、従来においては直流リンク電圧を発電機2の電圧以下に下げられない(固定)のに対し、本発明では直流リンク電圧を発電機2の電圧以下に下げられる(可変)。以下、かかる本発明の特徴について詳細に説明する。
In the present invention, the
図1は、フルブリッジ構成した本発明の単位セル18の回路を示す。図1と図2を比較して明らかなように、フルブリッジ構成した本発明の単位セル回路18では、図2構成との相違点の第1点として、1組のIGBTの直列回路を2組並列に配置し、両端間に直列コンデンサを設置している。つまり、フルブリッジ構成としている。相違の第2点として、1組のIGBTのそれぞれの直列接続点間から、単位セル装置の出力を得ている。
FIG. 1 shows a circuit of a
図9は、図1回路での単位セル出力を示す図であり、ハーフブリッジのときの図3と比較して明らかなように、相違点の第3点はIGBTに対する点弧信号の与え方である。 FIG. 9 is a diagram showing the unit cell output in the circuit of FIG. 1. As apparent from the comparison with FIG. 3 in the case of the half bridge, the third difference is how to give the ignition signal to the IGBT. is there.
ある周期T1の間はIGBTのうち、上段の1aと下段の1dを同時にON,OFF制御し、かつON期間TaとOFF期間Tbの間隔を制御している。このとき、2組のIGBTのそれぞれの直列接続点間から得られる単位セル18の出力は、0(V)と、正の交流電圧振幅Vjacの間で変化する。そして、この期間に続く次の周期T2の間はIGBTのうち、上段の1cと下段の1bを同時にON,OFF制御し、かつON期間TaとOFF期間Tbの間隔を制御している。このとき、2組のIGBTのそれぞれの直列接続点間から得られる単位セル18の出力は、0(V)と、負の交流電圧振幅―Vjacの間で変化する。
During a certain period T1, the upper 1a and the lower 1d of the IGBT are simultaneously ON / OFF controlled, and the interval between the ON period Ta and the OFF period Tb is controlled. At this time, the output of the
従って、連続する2つの周期T1,T2を通して見ると、正と負の交流電圧振幅Vjacの間で変化する交流出力電圧が得られている。かつこの時、周期T1,T2の長さの相違、あるいはON期間TaとOFF期間Tbの間隔の相違に起因して交流電圧には、直流電圧成分Vjdcが含まれている。この直流電圧成分Vjdcは、図2に比べて小さな値であり、かつ可変にできることが、相違点の第4点である。 Therefore, when viewed through two successive periods T1 and T2, an AC output voltage that varies between positive and negative AC voltage amplitude Vjac is obtained. At this time, the AC voltage includes the DC voltage component Vjdc due to the difference in the lengths of the periods T1 and T2 or the difference in the interval between the ON period Ta and the OFF period Tb. This DC voltage component Vjdc is a small value compared to FIG. 2 and can be made variable is a fourth point of difference.
図4のモジュラー・マルチレベル変換装置4としてみたとき、上記の相違により、直流リンク電圧が相違する。ハーフブリッジの場合、直流リンク電圧は直流電圧成分Vjdcの積み重ね電圧であり固定値であるが、フルブリッジでは単位セル置の直流コンデンサ成分Vjdcが可変値である。同じ積み重ね電圧であっても、フルブリッジのときのほうが小さな直流電圧であることが理解できる。これが、直流コンデンサCが小さくてもよい理由のひとつである。システム全体としてみたときのこの相違点が相違点の第5点である。
When viewed as the modular
以上のような相違点を踏まえながら、本発明の効果が顕著に現れる船舶向け電気推進装置にモジュラー・マルチレベル変換装置4を適用したときについて従来と比較説明する。
Considering the above differences, the case where the modular
まず、説明の前提として、モジュラー・マルチレベル変換装置4では、直流リンクの電圧VLcは、モジュラー・マルチレベル変換装置4を構成する各相の単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdcを総和したものである。
First, as a premise of explanation, in the modular
従来のモジュラー・マルチレベル変換装置4では、直流リンク電圧VLcより大きな交流peak to peak電圧を出力することが出来ない。
The conventional modular
次に、負荷である推進用電動機5は、船舶の運用(速力、出力)に応じて、モジュラー・マルチレベル変換装置4により、最適な電圧・周波数に変換されて駆動する可変電動機である。
Next, the
推進用電動機5は磁束一定制御(V/f 一定制御)で運転されるため、モジュラー・マルチレベル変換装置4の出力電圧の周波数が低いと、交流電圧の振幅も小さくなる。
Since the
船舶が急停止(以下クラッシュアスターン)をかける時には、プロペラを逆回転させるため、推進用電動機5は低回転数・高トルクが要求される。
When the ship makes a sudden stop (hereinafter referred to as a crash astern), the
従来のモジュラー・マルチレベル変換装置4は、このクラッシュアスターン時のような、推進用電動機5が低回転数・高トルクで運用される時に、単位セル内の直流コンデンサの電圧変動が大きくなるという問題が生じる。
The conventional modular
図10bにハーフブリッジ単位セルにおけるクラッシュアスターンのときの電圧波形を、また図10aに通常運転時の電圧波形を示す。これを比較して明らかなように、各相の単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdcの総和がモジュラー・マルチレベル変換装置4の直流リンク電圧になるが、従来技術では、直流リンク電圧VLcが所定の電圧に固定されているため、単位セルの出力電圧Vjには、推進用電動機5の回転数・交流電圧の振幅の大小に関わらず、常に一定の直流電圧成分Vjdcが含まれる。
FIG. 10b shows a voltage waveform at the time of a crash astern in the half-bridge unit cell, and FIG. 10a shows a voltage waveform at the time of normal operation. As is apparent from the comparison, the sum of the DC voltage components Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell of each phase becomes the DC link voltage of the modular
また、上記(4)式にも示した通り、クラッシャアスターン時は高トルクが要求されるため、(4)式のIjacは大きくなり、かつ、Vjdcがどのような運用時でも一定であるから、その積であるコンデンサ電力の変動、つまり、コンデンサ電圧変動は大きくなる。 Also, as shown in the above equation (4), high torque is required during the crusher astern, so Ijac in equation (4) becomes large and Vjdc is constant during any operation. The fluctuation of the capacitor power, which is the product, that is, the fluctuation of the capacitor voltage becomes large.
その上、推進用電動機5の回転数も低いことから、図5で説明したように、直流コンデンサの充電・放電それぞれの時間が長くなり、直流コンデンサの充放電電荷量が増加する。
In addition, since the number of revolutions of the
以上により、従来のモジュラー・マルチレベル変換装置4は、クラッシャアスターン時に直流コンデンサの電圧変動が著しく増加し、結果、直流コンデンサの容量、寸法・質量が増加してしまい、モジュラー・マルチレベル変換装置4自体を大型化させてしまう。
As described above, in the conventional modular
この(4)式の直流コンデンサの電圧変動を減らすためには、推進電動機5のトルク電流は減らせないので、図3に示す単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdc、つまり、直流リンク電圧VLcを下げてやれば良い。
ここで、各相の単位セルの出力電圧Vjの直流電圧成分Vjdcの総和=直流リンク電圧VLcである。
In order to reduce the voltage fluctuation of the DC capacitor of the equation (4), the torque current of the
Here, the sum of the DC voltage components Vjdc of the output voltage Vj of the unit cell of each phase = DC link voltage VLc.
しかし、直流リンク電圧VLcを下げると、モジュラー・マルチレベル変換装置4が出力できる交流電圧が低くなるため、発電機2からモジュラー・マルチレベル変換装置4へ電流が流れこんでしまう。
However, when the DC link voltage VLc is lowered, the AC voltage that can be output from the modular
よって、直流コンデンサ電圧が変動する根本原因である、単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdcを、交流発電機2の出力電圧に依存することなく低減する必要がある。
Therefore, it is necessary to reduce the DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell, which is the root cause of fluctuation of the DC capacitor voltage, without depending on the output voltage of the
その解決のための手段が、コンバータ側の単位セルのフルブリッジ化である。なお、インバータ側の単位セルは従来通り、ハーフブリッジのままでよい。 A means for solving the problem is full bridging of the unit cell on the converter side. Note that the unit cell on the inverter side may be a half-bridge as before.
コンバータ側の単位セルをフルブリッジ化して得られる効果は、図3と図9を比較して説明した通り、電源側の電圧(発電機2の電圧)に依存することなく、直流リンクの電圧を下げられることである。つまり、図3のハーフブリッジでは、直流リンク電圧VLcは各単位セルの直流電圧成分Vjdcの総和であり、Vjdcは交流電圧振幅Vjacの1/2の大きさの固定値である。これに対し、フルブリッジでは直流リンク電圧VLcは各単位セルの直流電圧成分Vjdcの総和であるが、Vjdcは交流電圧振幅Vjacの大きさに依存しない可変値である。 The effect obtained by full-bridge the unit cell on the converter side is that the voltage of the DC link is not dependent on the voltage on the power source side (the voltage of the generator 2), as explained by comparing FIG. 3 and FIG. Is to be lowered. That is, in the half bridge of FIG. 3, the DC link voltage VLc is the sum of the DC voltage components Vjdc of each unit cell, and Vjdc is a fixed value that is 1/2 the AC voltage amplitude Vjac. On the other hand, in the full bridge, the DC link voltage VLc is the sum of the DC voltage components Vjdc of each unit cell, but Vjdc is a variable value that does not depend on the magnitude of the AC voltage amplitude Vjac.
従って、コンバータ側の単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdcを下げることが出来、結果、コンバータ側の単位セルの直流コンデンサの電圧が、基本波周波数f1の周期で変動することを抑制出来る。 Therefore, it is possible to lower the DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell of the converter side, a result, the voltage of the DC capacitor of the unit cell of the converter side, to vary the period of the fundamental frequency f 1 Can be suppressed.
図11は、クラッシュアスターン時におけるインバータ部8の単位セルの出力電圧Vjを示している。図11aは、コンバータ7側の単位セルがハーフブリッジ時の波形であり、図11bは、コンバータ側の単位セルがフルブリッジ時のインバータ側の単位セルの出力電圧Vj波形を示す。なお、インバータ側の単位セルは従来・本発明共にハーフブリッジである。
FIG. 11 shows the output voltage Vj of the unit cell of the
図11aのハーフブリッジの単位セルでは、負荷の出力(高速巡航時、クラッシュアスターン時)に関係なく、インバータ側の単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdc、つまり、直流リンク電圧は常に一定であった。 In the unit cell of the half bridge of FIG. 11a, the DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell on the inverter side, that is, the DC link voltage, is independent of the load output (during high-speed cruise and crash astern). It was always constant.
これに対し本発明では、コンバータ側の単位セルがフルブリッジのため、直流リンクの電圧を推進用電動機5の出力に応じて必要最低限に制御している。つまり、上記(4)式におけるVjdcを、必要最低限に制御しているので、インバータ側の単位セルへの電力は小さくなり、インバータ側の単位セル内にある直流コンデンサの電圧変動も、コンバータ側同様抑制される。
On the other hand, in the present invention, since the unit cell on the converter side is a full bridge, the voltage of the DC link is controlled to the minimum necessary according to the output of the
本発明により、直流コンデンサの電圧変動が抑制されるため、直流コンデンサの容量が低減可能となり、結果、直流コンデンサの寸法・質量及びモジュラー・マルチレベル変換装置の小型・軽量化が可能なる。 According to the present invention, since the voltage fluctuation of the DC capacitor is suppressed, the capacity of the DC capacitor can be reduced. As a result, the size and weight of the DC capacitor and the modular multilevel conversion device can be reduced in size and weight.
以下、本発明によるモジュラー・マルチレベル変換装置4の動作を、コンバータ部7を中心に説明する。ここでは、モジュラー・マルチレベル変換装置4は、図8に示す通りコンバータ7、インバータ8、電源監視部9から構成されている。
Hereinafter, the operation of the modular
前述のモジュラー・マルチレベル変換装置4のうち,コンバータ7の具体構成の一例を図12に示す。
FIG. 12 shows an example of a specific configuration of the
コンバータ7は、コンバータ7の全体制御を行う制御装置10、図1のIGBT等から構成されている単位セル18を含む単位変換器11、バッファリアクトル12から構成される。また、制御装置10と単位変換器11は図12の通り信号線14によって接続されている。
The
ここで,図12に示す通り,カスケード状(直列縦つなぎ)に接続されている複数の単位変換器11をまとめてアームと称す。そして、上側の3つのアームを、それぞれU相アーム11U,V相アーム11V,W相アーム11W,下側の3つのアームをそれぞれU相アーム11u,V相アーム11v,W相アーム11wと称す。ここで,前述の6つのアームに流れる電流を検出する電流センサ13を、図12に示す位置に設置する。この位置は、交流の各相と、アームを接続する位置であり、各アームに流れる電流を検知する。
Here, as shown in FIG. 12, a plurality of
なお、インバータ8の構成は、図12で示したコンバータ7に対し、単位変換器11がフルブリッジでない以外は同様である。
The configuration of the
続いて,前述のコンバータ7のアームを構成する単位変換器11の構成を図13に示す。
Next, FIG. 13 shows the configuration of the
単位変換器11は、4つのIGBT素子1、1つの直流コンデンサ16、ヒューズ17で構成される単位セル18、ゲートドライバ19、ゲート電源20、単位変換器制御回路21、自給電源22、電圧センサ23より構成されている。
The
本発明の課題(直流コンデンサの電圧変動)を解決する手段として、単位変換器11、つまり、単位セル18の出力電圧に含まれる直流電圧成分Vjdcを低減するために、図13に示す通り、単位セル18内のスイッチング素子(IGBT素子)は、従来のハーフブリッジ回路(IGBT素子1a、1b)に対し、フルブリッジ回路構成とさせるため、IGBT素子1c、1dが装備されている。
As means for solving the problem (voltage fluctuation of the DC capacitor) of the present invention, in order to reduce the DC voltage component Vjdc included in the output voltage of the
図中の1AはIGBT素子1a、および1bを、1BはIGBT素子1c、および1dをそれぞれ指しており、1A、1BをそれぞれレグA、レグBと定義する。つまり、レグは、二つのIGBT素子1の直列回路を意味している。
In the figure, 1A indicates
ゲートドライバ19、単位変換器制御回路21は、直流コンデンサ16に充電された電力を自給電源22、ゲート電源20を通して供給される。
また、電圧センサ23で検出した直流コンデンサ電圧は単位変換器制御回路21へ送られる。
The
The DC capacitor voltage detected by the
なお、インバータ8のアームを構成する単位変換器についても単位セル18がフルブリッジでない以外は図13に記載の構成と同様としても良い。
次に、コンバータを制御するためのシステム構成について説明する。この制御システム構成は、電源監視部100(図7)、監視制御部9(図8)、コンバータの制御装置10(図12)、単位変換器制御回路21(図13)などで構成される。
Note that the unit converter constituting the arm of the
Next, a system configuration for controlling the converter will be described. This control system configuration includes a power supply monitoring unit 100 (FIG. 7), a monitoring control unit 9 (FIG. 8), a converter control device 10 (FIG. 12), a unit converter control circuit 21 (FIG. 13), and the like.
このうち、図7の電源監視部100は、系統の周波数fを検知する。図8の監視制御部9は、電源監視部100の系統周波数fと、モジュラー・マルチレベル変換装置4内にある電流センサ13(図12)から検出されたコンバータ相電流Iと、図1の単位セル18内にある直流コンデンサ16の電圧Vcを入力する。また、図8の監視制御部9は、予め設定された電流、電圧指令値保有している。
Among these, the power
その上で図8の監視制御部9は、これらのフィードバック信号f、I,Vcと、電圧及び電流指令値から、コンバータ相電圧指令(Vu1a*、Vv1a*、Vw1a*、Vu1b*、Vv1b*、Vw1b*)を決定する。
Then, the
これらの指令値はコンバータ8の制御装置10に送られる。図14にコンバータの制御装置10の制御ブロック図を示す。
These command values are sent to the
制御装置10は、単位変換器電圧指令演算器24、同期信号生成器25、搬送波生成器26から構成されている。
The
単位変換器電圧指令演算器24は、コンバータ上側アームのUVW相電圧指令値Vu1a*、Vv1a*、Vw1a*と、コンバータ下側アームのUVW相電圧指令値Vu1b*、Vv1b*、Vw1b*を入力とする。ここでは、これらの電圧指令値を、アーム内の単位変換器数Nで割る。この結果として、上側アームのUVW相内の単位変換器レグA電圧指令値Vu1aAj*、Vv1aAj*、Vw1aAj*(j=1、2、:N)と、レグB電圧指令値Vu1aBj*、Vv1aBj*、Vw1aBj*(j=1、2、:N)を得る。また、同様に下側アームのUVW相内の単位変換器レグA電圧指令値Vu1bAj*、Vv1bAj*、Vw1bAj*(j=1、2、:N)と、レグB電圧指令値Vu1bBj*、Vv1bBj*、Vw1bBj*(j=1、2、:N)を得て、出力する。
Unit converter
また、同期信号生成器25では、制御装置10で実施される所定の時間毎の割り込み処理の実行信号(以降、同期信号と称す)を生成する。制御装置10では、各相の上下アーム内のk番目(k=1、2、:2N)の単位変換器同士で同期を取るために、所定の時間ΔT毎に単位変換器11のスイッチング駆動用搬送波の割り込み処理を実施しており、同期信号生成器25ではこの所定の時間ΔT毎に同期信号を出力する。
In addition, the
搬送波生成器26では、前述の同期信号が入力された瞬間に、図15に示すようにスイッチング駆動用搬送波の値を所定値A1に強制的に修正する。
The
このような同期信号を利用したスイッチング駆動用搬送波の同期は、搬送波生成器26への同期信号の入力1回につき、各相の上下アーム内の単位変換器1個の同期を取っていく。
The synchronization of the carrier wave for switching driving using such a synchronization signal synchronizes one unit converter in the upper and lower arms of each phase for each input of the synchronization signal to the
これを上下アーム内の1番目から2N番目までの単位変換器で順番に実施する。この単位変換器間の同期を取る一連の処理について、これ以降、同期処理と称する。 This is sequentially performed by the first to 2Nth unit converters in the upper and lower arms. This series of processing for synchronizing the unit converters is hereinafter referred to as synchronization processing.
この同期処理を実施する同期信号の出力周期ΔTは、スイッチング駆動用搬送波の周波数fcとすると以下の(7)式の様に設定することができる。 The output period ΔT of the synchronization signal for performing this synchronization processing can be set as shown in the following equation (7) when the frequency fc of the carrier wave for switching drive is used.
[数7]
ΔT=1/(2×N×fc)・・・・・(7)
(7)式の時間ΔT毎に前述の同期処理を実施することにより、各相の上下アーム内の2N個の単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の位相を一周期内で等間隔にシフトさせることができる。
[Equation 7]
ΔT = 1 / (2 × N × fc) (7)
The phase of the switching driving carrier waves of the 2N unit converters in the upper and lower arms of each phase is shifted at equal intervals within one cycle by performing the above-described synchronization processing every time ΔT in equation (7). Can do.
こうして、単位変換器電圧指令演算器24から出力された上下アームUVW相内の単位変換器電圧指令値と搬送波生成器26から出力されたスイッチング駆動用搬送波は、信号線14を通して各単位変換器の単位変換器制御装置21へ伝送される。なお、インバータ8の制御装置に関しても、レグBの制御部を除き、前述のコンバータ7の制御装置10と同様の構成である。
Thus, the unit converter voltage command value in the upper and lower arm UVW phase output from the unit converter
ここで、単位変換器制御装置21に入力される単位変換器電圧指令値は、該当する単位変換器が属している相、アーム等により異なる。ここではコンバータ8のU相上側アームのk番目(1≦k≦N)の単位変換器の場合を例に説明する。
Here, the unit converter voltage command value input to the unit
単位変換器電圧指令値Vu1ak(1≦k≦N)を、電圧センサ23で検出した直流コンデンサ電圧Vcで割ることにより、単位変換器の変調率mを求め、入力された単位変換器電圧指令値を振幅A1×mの正弦波に変換する。この正弦波を、これ以降、単位変換器電圧指令修正値と称する。なお、A1とは図15で示したスイッチング駆動用搬送波の振幅である。
The unit converter voltage command value Vu1ak (1 ≦ k ≦ N) is divided by the DC capacitor voltage Vc detected by the
単位変換器制御装置21の制御ブロック図を図16に示す。単位変換器制御回路21は単位変換器電圧指令値とスイッチング駆動用搬送波を入力としている。なお、ここで、単位変換器制御装置21に入力される単位変換器電圧指令値は、上記のようにして当該単位変換器制御装置21が属する相、アーム等により適宜に調整された振幅A1×mの正弦波状信号である。
A control block diagram of the unit
個々の単位変換器制御装置21においては、こうして求めた単位変換器電圧指令修正値に、直流リンク電圧指令Vdc*をアーム数の2及び各アームの単位変換装置数Nで割った(割り算回路210,211)値をバイアス(加算回路212,213)させた後、スイッチング駆動用搬送波の大小比較を比較器27で行い、IGBT素子1のスイッチングのON/OFF信号をゲートドライバ19へ出力する。
In the individual unit
ゲートドライバ19では、前述の比較器27からのON/OFF信号に基づき、ゲート電源20からの電圧をIGBT素子1のゲート端子に印加することによりIGBT素子1を駆動させる。
The
図17に単位変換器11のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令値の大小関係と、その時の単位変換器11の出力電圧を示す。レグA電圧指令値とスイッチング駆動用搬送波の大小を比較して、レグA電圧指令値の方が大きい場合には、IGBT素子1aをON、IGBT素子1bをOFFとする。
FIG. 17 shows the magnitude relationship between the switching drive carrier wave of the
レグBについても同様に、レグB電圧指令がスイッチング駆動用搬送波より大きい場合はIGBT素子1cをON、IGBT素子1dをOFFとする。つまり、レグA、レグBそれぞれの中にある2つのIGBT素子1のON/OFF情報は、一方がONの時はもう一方はOFFになっている。なお、レグA電圧指令値とレグB電圧指令値の位相は互いに1/2周期シフトしたものとする。
Similarly, for the leg B, when the leg B voltage command is larger than the switching drive carrier wave, the IGBT element 1c is turned on and the
図17の上側の図は、単位変換器11のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令波形を示している。図17の下側の図は、単位変換器11の端子間電圧をVc[V]とした時の単位変換装置11の出力電圧Vjを示している。
The upper diagram of FIG. 17 shows the carrier wave for switching driving and the voltage command waveform of the
このことから明らかなように、レグAの素子1aをON(素子1bをOFF)で、レグBの素子1cをOFF(素子1dをON)時は、単位変換器11の出力電圧Vj=+Vc[V]となる。
As apparent from this, when the
レグAの素子1aをOFF(素子1bをON)で、レグBの素子1cをON(IGBT素子1dをOFF)時は、単位変換器11の出力電圧Vj=−Vc[V]となる。
When the
レグAの素子1aをON(素子1bをOFF)、レグBの素子1cをON(素子1dをOFF)時は、単位変換器11の出力電圧Vj=0[V]となる。
When the
レグAの素子1aをOFF(素子1bをON)、レグBの素子1cをOFF(素子1dをON)時も、単位変換器11の出力電圧Vj=0[V]となる。
The output voltage Vj = 0 [V] of the
以上により、コンバータ側の単位セル18をフルブリッジにすることで、直流リンク電圧が低くても、単位変換器11が交流電圧波形(電源側の電圧波形)を出力できるので、単位変換器11の出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdc、つまり、直流リンク電圧は、交流発電機2の電圧に関係なく、0〜Vc/2まで制御可能となり、余分な直流電圧成分Vjdcにより発生する直流コンデンサの電圧変動も抑制が可能となる。
As described above, by making the
なお、図18に、直流電圧成分Vjdcが含まれた単位変換器の出力電圧波形を示す。 FIG. 18 shows an output voltage waveform of the unit converter including the DC voltage component Vjdc.
本発明は、特に船舶向け電気推進装置において、利用可能である。
The present invention can be used particularly in an electric propulsion device for ships.
1:IGBT素子
2:発電機
3:配電盤
4:モジュラー・マルチレベル変換装置
5:推進用電動機
6:変圧器
7:コンバータ
8:インバータ
9:監視制御部
10:制御装置
11:単位変換器
12:バッファリアクトル
13:電流センサ
14:信号線
16:直流コンデンサ
17:ヒューズ
18:単位セル
19:ゲートドライバ
20:ゲート電源
21:単位変換器制御回路
22:自給電源
23:電圧センサ
24:単位変換器電圧指令演算器
25:同期信号生成器
26:搬送波生成器
27:比較器
100:電源監視部
1: IGBT element 2: Generator 3: Switchboard 4: Modular multi-level converter 5: Electric motor for propulsion 6: Transformer 7: Converter 8: Inverter 9: Monitoring controller 10: Controller 11: Unit converter 12: Buffer reactor 13: Current sensor 14: Signal line 16: DC capacitor 17: Fuse 18: Unit cell 19: Gate driver 20: Gate power supply 21: Unit converter control circuit 22: Self-power supply 23: Voltage sensor 24: Unit converter voltage Command calculator 25: synchronization signal generator 26: carrier wave generator 27: comparator 100: power supply monitoring unit
Claims (14)
一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行うことを特徴とする単位セル。 In the unit cell according to item 1,
After executing switching control for turning on one of the pair of switching elements constituting one leg and turning off the other for a predetermined time, one of the pair of switching elements constituting the other leg is turned on and the other is turned off. A unit cell characterized by performing switching control and alternately switching the legs to perform ON / OFF control of the switching element.
所定時間内での1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とされることを特徴とする単位セル。 In the unit cell according to item 2,
A unit cell characterized in that a switching interval is variable when switching control of a set of switching elements within a predetermined time.
前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされた電力変換装置。 In a power converter including a converter composed of a plurality of unit converters including unit cells connected in series to form an arm, connecting one phase of an AC power source between upper and lower arms, and configured by three phases of the AC power source,
In the unit cell, a pair of switching elements are connected in series to form a leg, and a capacitor is arranged in parallel between the two sets of legs connected in parallel, and between the connection points of one set of the switching elements in each leg. The power converter device which was made to obtain output from.
前記単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行うことを特徴とする電力変換装置。 In the power conversion device according to item 4,
After executing a switching control for turning on one of the pair of switching elements constituting one leg of the unit cell and turning off the other for a predetermined time, one of the pair of switching elements constituting the other leg is turned on and the other The power conversion device is characterized in that the switching control is performed to turn off the switching element, and the leg is alternately switched to perform the ON / OFF control of the switching element.
所定時間内での1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とされることを特徴とする電力変換装置。 In the power converter of claim 5,
A power conversion device characterized in that a switching interval is variable when switching control of a set of switching elements within a predetermined time.
交流電源の3相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたn番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化することを特徴とする電力変換装置。 In the power conversion device according to item 4,
A power converter that synchronizes switching timings among a plurality of n-th unit cells connected in series among a plurality of unit cells of an arm forming three phases of an AC power supply.
複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めたことを特徴とする電力変換装置。 In the power conversion device according to item 4,
A power converter characterized in that a DC voltage shared by a plurality of unit cell capacitors connected in series is determined by each phase and each arm.
前記コンバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされた電力変換装置。 A plurality of unit converters including unit cells are connected in series to form an arm, one phase of an AC power source is connected between upper and lower arms, a converter configured with three phases of AC power source, and a unit conversion including unit cells A plurality of devices are connected in series to form an arm, one phase of the AC power source is connected between the upper and lower arms, an inverter constituted by three phases of the AC power source, and a DC provided between the converter and the inverter In a power converter including a circuit,
The unit cell of the converter forms a leg by connecting a set of switching elements in series, and a capacitor is arranged in parallel with the two sets of legs connected in parallel, and one set of the switching elements of each leg A power conversion device adapted to obtain output from between connection points.
前記インバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端と前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされた電力変換装置。 In the power conversion device according to item 9,
The unit cell of the inverter forms a leg by connecting a set of switching elements in series, and a capacitor is arranged in parallel with the leg, and an output is obtained from between one end of the leg and the connection point of the switching element. Power converter.
前記コンバータの前記単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行い、
前記インバータの前記単位セルを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行することを特徴とする電力変換装置。 In the power converter of claim 10,
After a predetermined time of switching control in which one of the pair of switching elements constituting one leg of the unit cell of the converter is turned on and the other is turned off, one of the pair of switching elements constituting the other leg is turned on. On / off control is performed to turn the other off, and the legs are alternately switched to perform on / off control of the switching element.
A power converter that performs switching control in which one of a pair of switching elements constituting the unit cell of the inverter is turned on and the other is turned off.
1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とされることを特徴とする電力変換装置。 In the power conversion device according to item 11,
A power conversion device characterized in that a switching interval is variable when switching control of a set of switching elements is performed.
交流電源の3相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたn番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化することを特徴とする電力変換装置。 In the power conversion device according to item 11,
A power converter that synchronizes switching timings among a plurality of n-th unit cells connected in series among a plurality of unit cells of an arm forming three phases of an AC power supply.
複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めたことを特徴とする電力変換装置。 In the power conversion device according to item 11,
A power converter characterized in that a DC voltage shared by a plurality of unit cell capacitors connected in series is determined by each phase and each arm.
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