JP2006238621A - Uninterruptible power supply - Google Patents

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Junichi Kubota
準一 窪田
Osamu Iyama
井山  治
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Sanken Electric Co Ltd
サンケン電気株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve miniaturization and low cost of an interruptible power supply of a commercial power normally feeding system. <P>SOLUTION: A load 14 and a two-way power converter 4 are connected to an AC input terminal 1 via an AC switch 2. An electrolytic capacitor 17 and a storage battery 18 are connected to the DC line 16 of the power converter 4. This power converter 4 is configured to be able to improve waveforms. A carrier frequency during the converter operation of the power converter 4 is set to an inaudible frequency, while the carrier frequency during the inverter operation of the power converter 4 is set to an audible frequency. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は常時商用給電方式又はこれに類似の無停電電源装置に関する。   The present invention relates to a constant commercial power supply system or a similar uninterruptible power supply.
代表的な無停電電源方式として常時インバータ給電方式と常時商用給電方式とが知られている。   As a typical uninterruptible power supply system, a constant inverter power supply system and a constant commercial power supply system are known.
常時インバータ給電方式では、例えば後記特許文献1に記載されているようにコンバータ(AC−DC変換器又は順変換器)と蓄電池とインバータ(DC−AC変換器又は逆変換器)とが順次に接続され、商用電源が正常の時にコンバータ及びインバータが共に動作し、停電時にインバータのみが動作する。また、一般的にコンバータのスイッチング周波数(キャリア周波数)とインバータのスイッチング周波数(キャリア周波数)は同一である。この常時インバータ給電方式では、商用電源の正常時にコンバータとインバータとの両方に負荷電流に対応する電流が流れ、それぞれの変換用スイッチの導通損失(静損失)及びスイッチング損失が比較的大きくなり、無停電電源装置全体の効率を高めることが困難であった。
この常時インバータ給電方式において、スイッチング周波数(キャリア周波数)を低く設定すれば、スイッチング損失は低下するが、導通損失(静損失)は低下しないので、無停電電源装置全体の効率を大幅に向上させることはできない。また、スイッチング周波数を可聴周波数帯域まで低く設定すると、無停電電源装置に含まれている交流リアクトル等に基づく騒音の問題が生じる。この騒音の問題を解決するために、後記特許文献1では、停電時又は軽負荷時にコンバータ(順変換器)のキャリア周波数を高い値に切換えている。しかし、商用交流電源が正常の時にはコンバータとインバータとの両方が動作しているので、無停電電源装置全体の効率を高めることは困難である。
In the continuous inverter power supply method, for example, as described in Patent Document 1 below, a converter (AC-DC converter or forward converter), a storage battery, and an inverter (DC-AC converter or inverse converter) are connected in sequence. When the commercial power supply is normal, both the converter and the inverter operate, and only the inverter operates during a power failure. In general, the converter switching frequency (carrier frequency) and the inverter switching frequency (carrier frequency) are the same. In this constant inverter power supply method, current corresponding to the load current flows through both the converter and the inverter when the commercial power supply is normal, and the conduction loss (static loss) and switching loss of each conversion switch are relatively large. It was difficult to increase the efficiency of the entire power failure power supply.
If the switching frequency (carrier frequency) is set low in this constant inverter power supply method, the switching loss will decrease, but the conduction loss (static loss) will not decrease, so the efficiency of the entire UPS will be greatly improved. I can't. Moreover, when the switching frequency is set low to the audible frequency band, there arises a problem of noise based on an AC reactor included in the uninterruptible power supply. In order to solve this noise problem, in Patent Document 1 described later, the carrier frequency of the converter (forward converter) is switched to a high value at the time of power failure or light load. However, since both the converter and the inverter operate when the commercial AC power supply is normal, it is difficult to increase the efficiency of the entire uninterruptible power supply.
他方、常時商用給電方式では、例えば、後記特許文献2に記載されているように商用電源が正常の時に交流スイッチを介して負荷に電力が供給され、同時に双方向電力変換器を介して蓄電池が充電され、停電時に双方向電力変換器がインバータ動作して負荷に電力を供給する。従って、この常時商用給電方式では、商用電源正常時に商用電源と負荷との間にコンバータ及びインバータが介在しないので、無停電電源装置全体の効率が前述した常時インバータ給電方式に比べて大幅に高い。   On the other hand, in the constant commercial power supply system, for example, as described in Patent Document 2 below, when the commercial power supply is normal, power is supplied to the load via the AC switch, and at the same time, the storage battery is connected via the bidirectional power converter. The battery is charged, and the bidirectional power converter operates as an inverter to supply power to the load during a power failure. Therefore, in this constant commercial power supply method, since the converter and the inverter are not interposed between the commercial power supply and the load when the commercial power supply is normal, the efficiency of the entire uninterruptible power supply is significantly higher than that of the constant inverter power supply method described above.
しかし、従来の常時商用給電方式に従う双方向電力変換器は、コンバータ動作時とインバータ動作時と両方において同一のキャリア周波数で動作する。もし、騒音の低減を目的としてキャリア周波数が可聴周波数よりも高い値に設定されていると、停電時のインバータ動作時に負荷の定格電流に相当する電流が双方向電力変換器に流れ、且つ比較的大きなスイッチング損失が生じる。従って、双方向電力変換器の最大電力及び最大損失はインバータ動作時の最大電力及び最大損失で決まる。また、周知のようにスイッチング損失はスイッチング周波数(キャリア周波数)に比例する。このため、騒音防止を考慮してキャリア周波数を高く設定すると、スイッチング損失が大きくなる。双方向電力変換器の損失が大きい場合には、変換用スイッチの冷却器(放熱フイン、冷却ファン)を大きくしなければならず、双方向電力変換器又は無停電電源装置が必然的に大型且つコスト高になる。また、スイッチング損失の低減を目的として双方向電力変換器のキャリア周波数を下げれば、騒音問題が生じる。
特開平9−252581号公報 特開2000−341881号公報
However, the bidirectional power converter according to the conventional constant commercial power supply system operates at the same carrier frequency both during the converter operation and during the inverter operation. If the carrier frequency is set to a value higher than the audible frequency for the purpose of noise reduction, a current corresponding to the rated current of the load flows to the bidirectional power converter during inverter operation during a power failure, and A large switching loss occurs. Therefore, the maximum power and the maximum loss of the bidirectional power converter are determined by the maximum power and the maximum loss during the inverter operation. As is well known, the switching loss is proportional to the switching frequency (carrier frequency). For this reason, if the carrier frequency is set high in consideration of noise prevention, the switching loss increases. If the loss of the bidirectional power converter is large, the cooler of the conversion switch (heat radiation fin, cooling fan) must be enlarged, and the bidirectional power converter or uninterruptible power supply is necessarily large and High cost. Further, if the carrier frequency of the bidirectional power converter is lowered for the purpose of reducing the switching loss, a noise problem occurs.
Japanese Patent Laid-Open No. 9-252581 JP 2000-341881 A
本発明が解決しようとする課題は、常時商用給電方式、又はこれに類似の給電方式の無停電電源装置の低損失化及び小型化が困難なことである。   The problem to be solved by the present invention is that it is difficult to reduce the loss and the size of an uninterruptible power supply of a commercial power supply system or a similar power supply system.
上記課題を解決するための本発明は、
交流電源を接続するための交流入力端子と、
負荷を接続するための交流出力端子と、
前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、
交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、
前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、
前記双方向電力変換器に含まれている変換用スイッチに接続され、且つ前記交流スイッチのオン期間に前記双方向電力変換器をAC−DC変換動作させるために可聴周波数よりも高い第1の周波数の比較波とAC−DC変換用パルス幅制御指令信号とを比較してAC−DC変換用制御パルスを形成して前記変換用スイッチに供給し、前記交流スイッチのオフ期間に前記双方向電力変換器をDC−AC変換動作させるために可聴周波数である第2の周波数の比較波とDC−AC変換用パルス幅制御指令信号とを比較してDC−AC変換用制御パルスを形成して前記変換用スイッチに供給する手段を有している変換器制御回路と
を備えていることを特徴とする無停電電源装置に係わるものである。
なお、本願発明においては、交流電源からの給電と双方向電力変換器からの給電との切換時に、負荷に対して実質的な悪影響を及ぼさない瞬断が生じる場合についても無停電給電と見なす。また、本願発明における比較波は、一般にキャリア波と呼ばれるものであって、変換器制御回路で変換用スイッチの制御パルスを形成するために使用される鋸波又は三角波又はこれ等に類似の波形を意味し、交流電源の交流電圧の周波数より十分に高い周波数を有する。
The present invention for solving the above problems is as follows.
AC input terminal for connecting AC power supply,
AC output terminal for connecting the load,
An AC switch connected between the AC input terminal and the AC output terminal;
Bidirectional power conversion comprising an AC terminal and a DC terminal, wherein the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch and connected to the AC output terminal without passing through the AC switch And
Charge / discharge power storage means connected to the DC terminal of the bidirectional power converter;
A first frequency that is connected to a conversion switch included in the bidirectional power converter and is higher than an audible frequency in order to cause the bidirectional power converter to perform an AC-DC conversion operation during an ON period of the AC switch. The comparison wave and the pulse width control command signal for AC-DC conversion are compared to form an AC-DC conversion control pulse, which is supplied to the conversion switch, and the bidirectional power conversion is performed during an off period of the AC switch. The DC-AC conversion control pulse is formed by comparing the second frequency comparison wave, which is an audible frequency, with the DC-AC conversion pulse width control command signal in order to cause the converter to perform a DC-AC conversion operation. And a converter control circuit having means for supplying to the power switch. The present invention relates to an uninterruptible power supply.
In the present invention, uninterruptible power supply is also considered when a momentary interruption that does not have a substantial adverse effect on the load occurs when switching between power supply from an AC power supply and power supply from a bidirectional power converter. The comparative wave in the present invention is generally called a carrier wave, and a sawtooth wave, a triangular wave, or a waveform similar to these is used to form a control pulse for the conversion switch in the converter control circuit. It means that the frequency is sufficiently higher than the frequency of the AC voltage of the AC power supply.
なお、請求項2に示すように、前記変換器制御回路は、前記AC−DC変換用制御パルスを形成するためのAC−DC変換制御回路と、前記DC−AC変換用制御パルスを形成するためのDC−AC変換制御回路と、前記変換用スイッチに前記AC−DC変換制御回路と前記DC−AC変換制御回路とを選択的に接続するための選択接続手段とを有し、前記AC−DC変換制御回路は、前記第1の周波数の比較波を発生する第1の比較波発生手段を含み、前記DC−AC変換制御回路は前記第2の周波数の比較波を発生する第2の比較波発生手段を含むことが望ましい。これにより、第1及び第2の周波数による制御を容易に達成できる。
また、請求項3に示すように、前記AC−DC変換制御回路は、波形改善及び力率改善可能なように前記AC−DC変換用制御パルスを形成する手段を有していることが望ましい。これにより、高調波の抑制及び効率向上が可能になる。
According to a second aspect of the present invention, the converter control circuit forms an AC-DC conversion control circuit for forming the AC-DC conversion control pulse and the DC-AC conversion control pulse. DC-AC conversion control circuit, and selective connection means for selectively connecting the AC-DC conversion control circuit and the DC-AC conversion control circuit to the conversion switch, the AC-DC The conversion control circuit includes first comparison wave generation means for generating a comparison wave of the first frequency, and the DC-AC conversion control circuit generates a second comparison wave for generating the comparison wave of the second frequency. It is desirable to include generating means. Thereby, control by the 1st and 2nd frequency can be achieved easily.
According to a third aspect of the present invention, it is desirable that the AC-DC conversion control circuit has means for forming the AC-DC conversion control pulse so that the waveform and the power factor can be improved. This makes it possible to suppress harmonics and improve efficiency.
本発明は次の効果を有する。
(1) 双方向電力変換器をAC−DC変換動作(以下、コンバータ動作と言う。)させる時に可聴周波数よりも高い第1の周波数の比較波によってAC−DC変換用制御パルスを形成し、双方向電力変換器をDC−AC変換動作(以下、インバータ動作と言う。)させる時に可聴周波数である第2の周波数の比較波によってDC−AC変換用制御パルスを形成する。この結果、双方向電力変換器のコンバータ動作時のスイッチング損失を低減することはできないが、インバータ動作時のスイッチング損失は小さくなる。無停電電源装置が接続される交流電源の停電期間は一般に交流電源の正常期間に比べて大幅に短い。従って、交流電源の正常時に双方向電力変換器がコンバータ動作して蓄電手段に電力を供給する時の電流は、停電時に双方向電力変換器がインバータ動作して負荷に電力を供給する時の電流よりも大幅に小さい。このため、双方向電力変換器のコンバータ動作時に比較波の周波数が高いためにスイッチング損失が増加しても、コンバータ動作時の双方向電力変換器の最大電力がインバータ動作時の双方向電力変換器の最大電力よりも大きくならない。従って、コンバータ動作時に比較波の周波数を高めても双方向電力変換器又は無停電電源装置の大型化及びコスト上昇を招かない。一方、双方向電力変換器のインバータ動作時には、比較波の周波数が低くなるので、スイッチング損失が小さくなる。双方向電力変換器の電力容量はインバータ動作時の電力によって決まるので、インバータ動作時のスイッチング損失の低減分に相当する双方向電力変換器又は無停電電源装置の小型化及び低コスト化が達成できる。
(2)コンバータ動作時の第1の周波数は可聴周波数よりも高い周波数であるから、騒音が低減し、また、インバータ動作時の第2の周波数は可聴周波数であるから、スイッチング損失が低減する。なお、停電期間(インバータ動作期間)は、正常期間に比べて大幅に短いので、停電時のインバータ動作時の騒音は、実質的に問題にならない。
The present invention has the following effects.
(1) When a bidirectional power converter is subjected to an AC-DC conversion operation (hereinafter referred to as a converter operation), a control pulse for AC-DC conversion is formed by a comparison wave having a first frequency higher than the audible frequency. A DC-AC conversion control pulse is formed by a comparison wave having a second frequency, which is an audible frequency, when the directional power converter is subjected to a DC-AC conversion operation (hereinafter referred to as an inverter operation). As a result, although the switching loss during the converter operation of the bidirectional power converter cannot be reduced, the switching loss during the inverter operation is reduced. The power failure period of the AC power supply to which the uninterruptible power supply is connected is generally much shorter than the normal period of the AC power supply. Therefore, the current when the bidirectional power converter operates as a converter and supplies power to the storage means when the AC power supply is normal is the current when the bidirectional power converter operates as an inverter and supplies power to the load during a power failure. Significantly smaller than. For this reason, even if switching loss increases because the frequency of the comparison wave is high when the converter of the bidirectional power converter is operating, the maximum power of the bidirectional power converter during the converter operation is the bidirectional power converter during the inverter operation. It will not be greater than the maximum power. Therefore, even if the frequency of the comparison wave is increased during the operation of the converter, the bidirectional power converter or the uninterruptible power supply device will not be increased in size and cost. On the other hand, when the inverter of the bidirectional power converter is operated, the frequency of the comparison wave is lowered, so that the switching loss is reduced. Since the power capacity of the bidirectional power converter is determined by the power during the inverter operation, the bidirectional power converter or the uninterruptible power supply can be reduced in size and cost corresponding to the reduced switching loss during the inverter operation. .
(2) Since the first frequency during the converter operation is higher than the audible frequency, noise is reduced, and since the second frequency during the inverter operation is the audible frequency, switching loss is reduced. In addition, since the power failure period (inverter operation period) is significantly shorter than the normal period, noise during inverter operation at the time of power failure does not substantially cause a problem.
次に、本発明の実施形態を図1〜図10を参照して説明する。   Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図1に示す本発明の実施例1に係わる常時商用給電方式の交流無停電電源装置は、例えば200Vの3相の商用交流電源に接続される交流入力端子1と、3相の交流スイッチ2と、3相の交流出力端子3と、3相の双方向電力変換器4と、蓄電手段5と、入力スイッチ6と、出力スイッチ7と、バイパススイッチ8と、異常検出回路9と、スイッチ制御回路10と、変換器制御回路11と、電流検出器12と、初期充電回路13と、インダクタ(交流リアクトル)Lと、フィルタ用コンデンサCとを有している。なお、ブロック表示の図1において全ての交流部分は3相に構成されている。従って、交流スイッチ2、電流検出器12、初期充電回路13、インダクタL、コンデンサC等は3相分設けられている。   1 is a continuous commercial power supply type AC uninterruptible power supply apparatus according to the first embodiment of the present invention, for example, an AC input terminal 1 connected to a 200V three-phase commercial AC power source, a three-phase AC switch 2, Three-phase AC output terminal 3, three-phase bidirectional power converter 4, power storage means 5, input switch 6, output switch 7, bypass switch 8, abnormality detection circuit 9, and switch control circuit 10, a converter control circuit 11, a current detector 12, an initial charging circuit 13, an inductor (AC reactor) L, and a filter capacitor C. In addition, in FIG. 1 of the block display, all AC portions are configured in three phases. Therefore, the AC switch 2, the current detector 12, the initial charging circuit 13, the inductor L, the capacitor C, and the like are provided for three phases.
交流スイッチ2は 交流入力端子1と交流出力端子3及び双方向電力変換器4との間に接続されている。更に詳細には、交流スイッチ2の入力端は例えば機械的スイッチ構成の入力スイッチ6を介して交流入力端子1に接続され、交流スイッチ2の出力端は例えば機械的スイッチ構成の出力スイッチ7を介して交流出力端子3に接続されている。交流スイッチ2は、図1では第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の逆並列接続回路から成り、電源ラインに直列に接続されている。なお、この交流スイッチ2をIGBT、トランジスタ、FET等の別の半導体スイッチ、又は半導体スイッチと機械的スイッチの組み合せ、又は種類の異なる複数の半導体スイッチの組み合せで構成することもできる。   The AC switch 2 is connected between the AC input terminal 1, the AC output terminal 3, and the bidirectional power converter 4. More specifically, the input terminal of the AC switch 2 is connected to the AC input terminal 1 via, for example, an input switch 6 having a mechanical switch structure, and the output terminal of the AC switch 2 is connected to, for example, an output switch 7 having a mechanical switch structure. Are connected to the AC output terminal 3. In FIG. 1, the AC switch 2 is composed of an antiparallel connection circuit of first and second thyristors S1 and S2, and is connected in series to a power supply line. The AC switch 2 can also be configured by another semiconductor switch such as an IGBT, a transistor, or an FET, a combination of a semiconductor switch and a mechanical switch, or a combination of a plurality of different semiconductor switches.
出力スイッチ7は交流スイッチ2と双方向電力変換器4との相互接続点J1と交流出力端子3との間に接続されている。バイパススイッチ8は入力スイッチ6と交流スイッチ2と出力スイッチ7との直列回路に対して並列に接続され、出力スイッチ7がオフの期間にオン制御され、交流入力端子1から供給される電力を交流出力端子3を介して負荷14に供給する。   The output switch 7 is connected between the interconnection point J 1 between the AC switch 2 and the bidirectional power converter 4 and the AC output terminal 3. The bypass switch 8 is connected in parallel to the series circuit of the input switch 6, the AC switch 2, and the output switch 7. The bypass switch 8 is ON-controlled while the output switch 7 is OFF, and the power supplied from the AC input terminal 1 is AC. A load 14 is supplied via the output terminal 3.
双方向電力変換器4は、交流端子15と直流端子16とを有し、且つAC−DC変換機能即ちコンバータ機能とDC−AC変換機能即ちインバータ機能とを有している。この双方向電力変換器4の交流端子15はインダクタLと初期充電回路13とを介して交流スイッチ2と出力スイッチ7との相互接続点J1に接続されている。この双方向電力変換器4の詳細は後述する。   The bidirectional power converter 4 has an AC terminal 15 and a DC terminal 16, and has an AC-DC conversion function, that is, a converter function, and a DC-AC conversion function, that is, an inverter function. The AC terminal 15 of the bidirectional power converter 4 is connected to an interconnection point J1 between the AC switch 2 and the output switch 7 via an inductor L and an initial charging circuit 13. Details of the bidirectional power converter 4 will be described later.
初期充電回路13は、充電電流制限抵抗R1と2つのスイッチSa、Sbとから成る。伝送ラインに直列に接続された一方のスイッチSaは蓄電手段5を初期充電する時にオフに保たれ、その後オンになる。一方のスイッチSaに対して充電電流制限抵抗R1を介して並列に接続された他方のスイッチSbは、初期充電期間のみオンになる。なお、初期充電回路13で初期充電電流を制限する代りに、導通角制御可能な交流スイッチ2の導通角(位相角)を制御して初期充電電流を制限することもできる。また、蓄電手段5を初期充電するための別の回路、例えば交流端子1に接続された初期充電用整流平滑回路を設けることもできる。   The initial charging circuit 13 includes a charging current limiting resistor R1 and two switches Sa and Sb. One switch Sa connected in series to the transmission line is kept off when the power storage means 5 is initially charged and then turned on. The other switch Sb connected in parallel to one switch Sa via the charging current limiting resistor R1 is turned on only during the initial charging period. Instead of limiting the initial charging current by the initial charging circuit 13, the initial charging current can be limited by controlling the conduction angle (phase angle) of the AC switch 2 capable of controlling the conduction angle. Further, another circuit for initially charging the power storage means 5, for example, an initial charging rectifying and smoothing circuit connected to the AC terminal 1 can be provided.
双方向電力変換器4の直流端子16に接続された蓄電手段5は蓄電装置と呼ぶこともできるものであって、コンデンサ又は蓄電池又はこれ等の両方又はこれ等に類似のものから構成される。図1ではこの蓄電手段5が電解コンデンサ17と蓄電池18とスイッチ19とで構成されている。電解コンデンサ17は蓄電池18よりも小さい容量を有し且つ蓄電池18よりも速い応答性即ち充放電速度を有する。電解コンデンサ17の代りに別の形式のコンデンサ又は電気二重層等の蓄積器を使用することもできる。電解コンデンサ17は双方向電力変換器4に直接に接続され、蓄電池18はスイッチ19を介して双方向電力変換器4に接続されている。   The power storage means 5 connected to the DC terminal 16 of the bidirectional power converter 4 can also be called a power storage device, and is composed of a capacitor, a storage battery, both of these, or the like. In FIG. 1, the power storage means 5 includes an electrolytic capacitor 17, a storage battery 18, and a switch 19. The electrolytic capacitor 17 has a capacity smaller than that of the storage battery 18 and has a faster response, that is, a charge / discharge speed than that of the storage battery 18. Instead of the electrolytic capacitor 17, another type of capacitor or an accumulator such as an electric double layer may be used. The electrolytic capacitor 17 is directly connected to the bidirectional power converter 4, and the storage battery 18 is connected to the bidirectional power converter 4 via a switch 19.
異常検出回路9は、入力スイッチ6を介して交流入力端子1に接続され、交流電源電圧の低下及び過電圧の異常を検出し、これが検出された時に交流スイッチ2をオフ制御し且つ双方向電力変換器4をインバータ制御する。なお、異常検出回路9は交流電源電圧と基準電圧とを比較器で比較して交流電源電圧の低下又は過電圧を検出し、交流スイッチ2を正常時にオン制御し、異常時にオフ制御する周知の回路である。異常検出回路9はライン20によってスイッチ制御回路10に接続され、且つライン21によって変換器制御回路11に接続されている。   The abnormality detection circuit 9 is connected to the AC input terminal 1 via the input switch 6 and detects an AC power supply voltage drop and an overvoltage abnormality. When this is detected, the AC switch 2 is turned off and bidirectional power conversion is performed. The device 4 is inverter-controlled. The abnormality detection circuit 9 compares the AC power supply voltage and the reference voltage with a comparator to detect a drop or overvoltage in the AC power supply voltage, and turns on the AC switch 2 when it is normal and controls it off when it is abnormal. It is. The abnormality detection circuit 9 is connected to the switch control circuit 10 by a line 20 and is connected to the converter control circuit 11 by a line 21.
電流検出器12は、交流スイッチ2の出力端子と相互接続点J1との間の交流ラインの電流を検出するように配置された電流トランス又は磁電変換素子であり、この検出信号をライン22によって変換器制御回路11に送る。なお、電流検出器12の代りに、図1で点線で示す第1及び第2の電流検出器12a、12bを設けることができる。第1の電流検出器12aは相互接続点J1と交流出力端子3との間に配置され、負荷14の電流を検出する。第2の電流検出器12bは相互接続点J1と双方向電力変換器4との間の交流ラインに配置され、コンバータ動作時の双方向電力変換器4の電流を検出する。コンバータ動作時の第1及び第2の電流検出器12a、12bの出力の和は、電流検出器12の出力に一致する。また、電流検出器12の出力を図1で点線で示すライン23によってスイッチ制御回路10に供給し、初期充電における交流スイッチ2の導電角制御等に使用することができる。   The current detector 12 is a current transformer or a magnetoelectric conversion element arranged to detect an AC line current between the output terminal of the AC switch 2 and the interconnection point J1. The detection signal is converted by the line 22. To the controller control circuit 11. In place of the current detector 12, first and second current detectors 12a and 12b indicated by dotted lines in FIG. 1 can be provided. The first current detector 12a is disposed between the interconnection point J1 and the AC output terminal 3, and detects the current of the load 14. The second current detector 12b is arranged on the AC line between the interconnection point J1 and the bidirectional power converter 4, and detects the current of the bidirectional power converter 4 during the converter operation. The sum of the outputs of the first and second current detectors 12 a and 12 b during the converter operation matches the output of the current detector 12. Further, the output of the current detector 12 can be supplied to the switch control circuit 10 by a line 23 shown by a dotted line in FIG. 1 and used for controlling the conduction angle of the AC switch 2 in the initial charging.
スイッチ制御回路10は、正常時に第1及び第2のサイリスタS1 、S2 を連続的にオン制御し、異常検出回路9で異常が検出された時にオフ制御する機能と、蓄電手段5の初期充電期間に初期充電回路13のスイッチSbをオンに制御する機能と、初期充電期間に出力スイッチ7をオフ制御し且つバイパススイッチ8をオン制御する機能とを有する。   The switch control circuit 10 continuously turns on the first and second thyristors S1 and S2 in the normal state and controls off when the abnormality detection circuit 9 detects an abnormality, and the initial charging period of the power storage means 5 In addition, the initial charging circuit 13 has a function of turning on the switch Sb and a function of turning off the output switch 7 and turning on the bypass switch 8 during the initial charging period.
変換器制御回路11は、異常検出回路9の出力が異常を示していない正常時に双方向電力変換器4を波形改善及び力率改善するように交流−直流変換動作即ちコンバータ動作させ、異常検出回路9の出力が異常を示している時に双方向電力変換器4を直流−交流変換動作即ちインバータ動作させるものである。この変換器制御回路11の出力ライン即ち制御信号伝送路26は双方向電力変換器4に接続されている。また、変換器制御回路11と双方向電力変換器4の交流端子15及び直流端子16との間がライン27、28によって接続されている。この変換器制御回路11の詳細は追って説明する。   The converter control circuit 11 causes the bidirectional power converter 4 to perform an AC-DC conversion operation, that is, a converter operation so as to improve the waveform and the power factor when the output of the abnormality detection circuit 9 does not indicate abnormality. When the output of 9 indicates an abnormality, the bidirectional power converter 4 is operated to perform a DC-AC conversion operation, that is, an inverter operation. The output line of the converter control circuit 11, that is, the control signal transmission line 26 is connected to the bidirectional power converter 4. Further, the converter control circuit 11 and the AC terminal 15 and the DC terminal 16 of the bidirectional power converter 4 are connected by lines 27 and 28. Details of the converter control circuit 11 will be described later.
図2は図1の双方向電力変換器4、インダクタL及びコンデンサCを詳しく示す。双方向電力変換器4の第1、第2及び第3の交流端子15a、15b、15cは第1、第2及び第3のインダクタL1 、L2 、L3 と図1の初期充電回路13とを介して各相の相互接続点J1に接続される。双方向電力変換器4の第1及び第2の直流端子16a、16bは図1の蓄電手段5に接続される。図1の電解コンデンサ17及び蓄電池18は図2の第1及び第2の直流端子16a、16b間に接続される。   FIG. 2 shows in detail the bidirectional power converter 4, inductor L and capacitor C of FIG. The first, second and third AC terminals 15a, 15b and 15c of the bidirectional power converter 4 are connected to the first, second and third inductors L1, L2 and L3 and the initial charging circuit 13 of FIG. Are connected to the interconnection point J1 of each phase. The first and second DC terminals 16a and 16b of the bidirectional power converter 4 are connected to the power storage means 5 in FIG. The electrolytic capacitor 17 and the storage battery 18 in FIG. 1 are connected between the first and second DC terminals 16a and 16b in FIG.
双方向電力変換器4は変換スイッチ回路を構成するために、3相ブリッジ接続された第1、第2、第3、第4、第5及び第6のダイオードD1 、D2 、D3 、D4 、D5 、D6 と、第1〜第6のダイオードD1 〜D6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチQ1 、Q2 、Q3 、Q4 、Q5 及びQ6 とを有する。図2では第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちIGBTで示されているが、この代りにFET、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。   The bi-directional power converter 4 forms first, second, third, fourth, fifth and sixth diodes D1, D2, D3, D4, D5 connected in a three-phase bridge to form a conversion switch circuit. , D6 and first, second, third, fourth, fifth and sixth switches Q1 as conversion switches connected in reverse parallel to the first to sixth diodes D1 to D6, respectively. , Q2, Q3, Q4, Q5 and Q6. Although the first to sixth switches Q1 to Q6 are shown as insulated gate bipolar transistors or IGBTs in FIG. 2, they can be replaced by other controllable semiconductor switches such as FETs and transistors.
第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御端子(ゲート)は、図1の変換器制御回路11に接続されている。第1及び第2のダイオードD1 、D2 の相互接続点31、第3及び第4のダイオードD3 、D4 の相互接続点32、第5及び第6のダイオードD5 、D6 の相互接続点33は、第1、第2及び第3の交流端子15a、15b、15cにそれぞれ接続されている。第1、第3及び第5のダイオードD1 、D3 、D5 のカソードは第1の直流端子16aに接続され、第2、第4及び第6のダイオードD2 、D4 、D6 のアノードは第2の直流端子16bに接続されている。   The control terminals (gates) of the first to sixth switches Q1 to Q6 are connected to the converter control circuit 11 of FIG. The interconnection point 31 of the first and second diodes D1, D2, the interconnection point 32 of the third and fourth diodes D3, D4, and the interconnection point 33 of the fifth and sixth diodes D5, D6 are The first, second, and third AC terminals 15a, 15b, and 15c are connected respectively. The cathodes of the first, third and fifth diodes D1, D3 and D5 are connected to the first DC terminal 16a, and the anodes of the second, fourth and sixth diodes D2, D4 and D6 are the second DC. It is connected to the terminal 16b.
図1のフィルタ用コンデンサCとして図2には第1、第2及び第3のフィルタ用コンデンサC1 、C2 、C3が示されている。第1、第2及び第3のフィルタ用コンデンサC1、C2、C3は第1、第2及び第3の交流ライン34、35、36の相互間に接続され、第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の高周波(例えば10又は20kHz )でのオン・オフに基づく高周波成分を除去する。第1、第2及び第3の交流ライン34、35、36に直列に接続された第1、第2及び第3のインダクタL1 、L2 、L3 は、交流−直流変換時即ちコンバータ動作時に波形及び力率改善用リアクトルとして機能し、更に昇圧リアクトルとして機能し、また、直流−交流(DC−AC)変換時即ちインバータ動作時に高周波成分除去リアクトルとして機能する。第1、第2及び第3のインダクタL1、L2、L3に可聴周波数の電流が流れると、騒音が発生する。   FIG. 2 shows first, second and third filter capacitors C1, C2 and C3 as the filter capacitor C of FIG. The first, second, and third filter capacitors C1, C2, C3 are connected between the first, second, and third AC lines 34, 35, 36, and the first to sixth switches Q1,. A high frequency component based on ON / OFF at a high frequency (for example, 10 or 20 kHz) of Q6 is removed. The first, second, and third inductors L1, L2, L3 connected in series to the first, second, and third AC lines 34, 35, 36 have waveforms during AC-DC conversion, that is, during converter operation. It functions as a power factor improving reactor, further functions as a step-up reactor, and also functions as a high-frequency component removal reactor during DC-AC conversion (ie, inverter operation). When an audio frequency current flows through the first, second, and third inductors L1, L2, and L3, noise is generated.
図3は図1の変換器制御回路11の内部を概略的に示す。この図3から明らかなように、変換器制御回路11はAC−DC変換制御回路41とDC−AC変換制御回路42と選択接続手段43と駆動回路62を有する。   FIG. 3 schematically shows the inside of the converter control circuit 11 of FIG. As apparent from FIG. 3, the converter control circuit 11 includes an AC-DC conversion control circuit 41, a DC-AC conversion control circuit 42, a selective connection means 43, and a drive circuit 62.
AC−DC変換制御回路41は、AC−DC変換を実行するための第1相、第2相及び第3相制御パルスを形成し、DC−AC変換制御回路42はDC−AC変換を実行するための第1相、第2相及び第3相制御パルスを形成する。AC−DC変換制御回路41及びDC−AC変換制御回路42と駆動回路62との間に接続された選択接続手段43はライン21の信号で制御される半導体スイッチで構成され、ライン21の電源異常検出信号が正常を示している時にAC−DC変換制御回路41の出力ライン41aの信号を駆動回路62に送り、電源異常検出信号が異常を示している時にDC−AC変換制御回路42の出力ライン42aの信号を駆動回路62に送る。選択接続手段43に接続された駆動回路62は、AC−DC変換制御回路41又はDC−AC変換制御回路42から供給された第1相、第2相及び第3相制御パルスに基づいて周知の方法で第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 のための制御パルスを形成してライン26を介して第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6のゲートに送る。なお、図3のライン41a、42aは3本のラインをそれぞれ示し、駆動回路62の出力ライン26は6本のラインを示している。   The AC-DC conversion control circuit 41 forms first-phase, second-phase, and third-phase control pulses for executing AC-DC conversion, and the DC-AC conversion control circuit 42 executes DC-AC conversion. First phase, second phase, and third phase control pulses are formed. The selective connection means 43 connected between the AC-DC conversion control circuit 41 and the DC-AC conversion control circuit 42 and the drive circuit 62 is composed of a semiconductor switch controlled by the signal of the line 21, and the power supply abnormality of the line 21 When the detection signal indicates normality, the signal of the output line 41a of the AC-DC conversion control circuit 41 is sent to the drive circuit 62, and when the power supply abnormality detection signal indicates abnormality, the output line of the DC-AC conversion control circuit 42 The signal 42a is sent to the drive circuit 62. The drive circuit 62 connected to the selective connection means 43 is known based on the first phase, second phase and third phase control pulses supplied from the AC-DC conversion control circuit 41 or the DC-AC conversion control circuit 42. In this manner, control pulses for the first to sixth switches Q1 to Q6 are formed and sent via the line 26 to the gates of the first to sixth switches Q1 to Q6. 3 indicate three lines, and the output line 26 of the drive circuit 62 indicates six lines.
次に、図3のAC−DC変換制御回路41、選択接続手段43及び駆動回路62の詳細を図4及び図6を参照して説明する。図4のAC−DC変換制御回路41に含まれている交流電圧検出回路50は、図1のライン29と入力スイッチ6とを介して交流入力端子1に接続され、交流入力端子1の第1、第2及び第3相電圧に対応する第1、第2及び第3相交流電圧Va 、Vb 、Vc をコンバータ用のライン51a、51b、51cとインバータ用のライン52a、52b、52cとに出力する。コンバータ用のライン51a、51b、51cの第1、第2及び第3相交流電圧Va、Vb、Vcは波形改善及び力率改善の目標正弦波を示す。なお、交流電圧検出回路50をライン29に接続する代りに図4で点線で示すようにライン27に接続し、双方向電力変換器4の交流側の電圧を検出し、これに基づいて第1、第2及び第3相交流電圧Va、Vb、Vcを得ることもできる。   Next, details of the AC-DC conversion control circuit 41, the selective connection means 43, and the drive circuit 62 of FIG. 3 will be described with reference to FIGS. The AC voltage detection circuit 50 included in the AC-DC conversion control circuit 41 of FIG. 4 is connected to the AC input terminal 1 via the line 29 and the input switch 6 of FIG. First, second and third phase AC voltages Va, Vb and Vc corresponding to the second and third phase voltages are output to converter lines 51a, 51b and 51c and inverter lines 52a, 52b and 52c, respectively. To do. The first, second and third phase AC voltages Va, Vb, Vc of the converter lines 51a, 51b, 51c indicate the target sine wave for waveform improvement and power factor improvement. Instead of connecting the AC voltage detection circuit 50 to the line 29, the AC voltage detection circuit 50 is connected to the line 27 as shown by a dotted line in FIG. 4, and the voltage on the AC side of the bidirectional power converter 4 is detected. Second and third phase alternating voltages Va, Vb, Vc can also be obtained.
2つの電圧検出抵抗53、54はライン28を介して図1の直流端子16に接続され、直流端子16の電圧の分圧値を誤差増幅器55の一方の入力端子に与える。誤差増幅器55は基準電圧源56の基準電圧と電圧検出抵抗53、54で検出された電圧との差を示す信号を直流出力電圧指令値Vd として出力する。   The two voltage detection resistors 53 and 54 are connected to the DC terminal 16 of FIG. 1 via the line 28, and apply a voltage divided value of the DC terminal 16 to one input terminal of the error amplifier 55. The error amplifier 55 outputs a signal indicating the difference between the reference voltage of the reference voltage source 56 and the voltage detected by the voltage detection resistors 53 and 54 as the DC output voltage command value Vd.
第1、第2及び第3の乗算器57a、57b、57cは、ライン51a、51b、51cの第1、第2及び第3相交流電圧Va 、Vb 、Vc に誤差増幅器55の直流出力電圧指令値Vd を乗算し、第1、第2及び第3相指令値Va ′Vb ′、Vc ′を作成する。第1、第2及び第3相指令値Va ′Vb ′、Vc ′は第1、第2及び第3相交流電圧Va 、Vb 、Vc の振幅を直流出力電圧指令値Vdで変調したものに相当する。なお、乗算器57a、57b、57cの代りに除算器を設けることもできる。   The first, second and third multipliers 57a, 57b and 57c are connected to the first, second and third phase AC voltages Va, Vb and Vc of the lines 51a, 51b and 51c, respectively, and the DC output voltage command of the error amplifier 55. Multiplying by the value Vd, the first, second and third phase command values Va'Vb ', Vc' are created. The first, second and third phase command values Va'Vb 'and Vc' correspond to the amplitudes of the first, second and third phase AC voltages Va, Vb and Vc modulated by the DC output voltage command value Vd. To do. A divider may be provided instead of the multipliers 57a, 57b, and 57c.
第1、第2及び第3の減算器58a、58b、58cは、第1、第2及び第3相指令値Va ′、Vb ′、Vc ′とライン22a,22b,22cの3相の電流検出信号との差を示す信号を形成する。第1、第2及び第3の減算器58a、58b、58cに接続された第1、第2及び第3の増幅回路59a、59b、59cは第1〜第3の減算器58a〜58cの出力を増幅又は比例積分又はレベル調整して図6(A)に示す周知の第1、第2及び第3相コンバータ用パルス幅制御指令信号V1、V2、V3を出力する。なお、第1、第2及び第3の減算器58a、58b、58cと第1、第2及び第3の増幅回路59a、59b、59cとをそれぞれ一体化して第1、第2及び第3の差信号形成手段又は第1、第2及び第3相コンバータ用パルス幅制御指令信号形成回路とすることができる。また、第1、第2及び第3相コンバータ用パルス幅制御指令信号V1、V2、V3を第1、第2及び第3相コンバータPWM制御指令信号と呼ぶこともできる。第1、第2及び第3相コンバータ用パルス幅制御指令信号V1、V2、V3は図4以外の回路によっても勿論形成可能である。   The first, second and third subtractors 58a, 58b and 58c detect the currents of the three phases of the first, second and third phase command values Va ', Vb' and Vc 'and the lines 22a, 22b and 22c. A signal indicating a difference from the signal is formed. The first, second and third amplifier circuits 59a, 59b and 59c connected to the first, second and third subtractors 58a, 58b and 58c are the outputs of the first to third subtractors 58a to 58c. Is amplified or proportionally integrated or level-adjusted, and the well-known first, second and third phase converter pulse width control command signals V1, V2 and V3 shown in FIG. The first, second and third subtractors 58a, 58b and 58c and the first, second and third amplifier circuits 59a, 59b and 59c are integrated to form the first, second and third subtractors, respectively. It may be a difference signal forming means or a pulse width control command signal forming circuit for the first, second and third phase converters. The first, second, and third phase converter pulse width control command signals V1, V2, and V3 can also be referred to as first, second, and third phase converter PWM control command signals. Of course, the pulse width control command signals V1, V2, and V3 for the first, second, and third phase converters can be formed by circuits other than those shown in FIG.
コンバータ用比較波発生手段としての三角波発生器60は、キャリア発生器とも呼ぶことができるものであり、交流入力端子1の交流電圧の周波数、例えば50Hz、よりも十分に高く且つ可聴周波数よりも高い例えば20kHz の周波数で図6(A)に概略的に示す三角波電圧Vt を発生する。なお、三角波発生器60を鋸波発生器又はこれに類似の比較波発生器に置き換えることができる。三角波電圧Vt の振幅は第1、第2及び第3相コンバータ用パルス幅制御指令信号V1 、V2 、V3 を横切るように設定されている。   The triangular wave generator 60 as the converter comparative wave generating means can also be called a carrier generator, and is sufficiently higher than the frequency of the AC voltage of the AC input terminal 1, for example, 50 Hz, and higher than the audible frequency. For example, the triangular wave voltage Vt schematically shown in FIG. 6A is generated at a frequency of 20 kHz. The triangular wave generator 60 can be replaced with a sawtooth wave generator or a similar comparative wave generator. The amplitude of the triangular wave voltage Vt is set so as to cross the pulse width control command signals V1, V2 and V3 for the first, second and third phase converters.
第1、第2及び第3のコンバータPWM用比較器61a、61b、61cは、第1、第2及び第3の増幅回路59a、59b、59cから得られた第1、第2及び第3のコンバータ用パルス幅制御指令信号V1 、V2 、V3 とコンバータ用三角波発生器60の三角波電圧Vt とを比較し、図6(B)(D)(F)に示すPWM信号から成る第1、第3及び第5のAC−DC変換用制御パルスG1 、G3 、G5 に相当する第1、第2及び第3相制御パルスを形成し、選択接続手段43を介して駆動回路62に送る。   The first, second, and third converter PWM comparators 61a, 61b, 61c are the first, second, and third converters obtained from the first, second, and third amplifier circuits 59a, 59b, 59c, respectively. The converter pulse width control command signals V1, V2 and V3 are compared with the triangular wave voltage Vt of the converter triangular wave generator 60, and the first and third PWM signals shown in FIGS. 6B, 6D and 6F are formed. The first, second and third phase control pulses corresponding to the fifth AC-DC conversion control pulses G 1, G 3 and G 5 are formed and sent to the drive circuit 62 via the selective connection means 43.
駆動回路62は周知の回路であって、第1、第2及び第3相制御パルスに相当する図6(B)(D)(F)に示す第1、第3及び第5のAC−DC変換用制御パルスG1 、G3 、G5を図2の第1、第3及び第5のスイッチQ1、Q3、Q5の制御端子に送ると共に、ここに含まれている反転信号形成回路(図示せず)によって第1、第2及び第3相制御パルスの位相反転信号、即ち、図6(B)(D)(F)に示す第1、第3及び第5のAC−DC変換用制御パルスG1 、G2 、G3 の位相反転信号から成る図6(C)(E)(G)に示す第2、第4及び第6のAC−DC変換用制御パルスG2 、G4 ,G6 を形成し、第2、第4及び第6のスイッチQ2、Q4、Q6の制御端子に送る。第2、第4及び第6のAC−DC変換用制御パルスG2 、G4 、G6 を反転信号形成回路で形成する代りに追加して3つの比較器を設け、これ等の正入力端子に三角波電圧Vt を入力させ、負入力端子に第1、第2及び第3のコンバータ用パルス幅制御指令信号V1 、V2 、V3 を入力させることによって形成してもよい。なお、第1、第3及び第5のAC−DC変換用制御パルスG1 、G3 、G5 と第2、第4及び第6のAC−DC変換用制御パルスG2 、G4 、G6 との間に周知のデッドタイムを設けることが望ましい。 The drive circuit 62 is a well-known circuit, and corresponds to the first, second, and third phase control pulses. The first, third, and fifth AC-DC shown in FIGS. 6 (B), (D), and (F). The conversion control pulses G1, G3, and G5 are sent to the control terminals of the first, third, and fifth switches Q1, Q3, and Q5 in FIG. 2, and an inverted signal forming circuit (not shown) included therein. The phase inversion signals of the first, second, and third phase control pulses, that is, the first, third, and fifth AC-DC conversion control pulses G1, shown in FIGS. 6B, 6D, and 6F, The second, fourth, and sixth AC-DC conversion control pulses G2, G4, and G6 shown in FIGS. 6C, 6E, and 6G, which are composed of the phase inversion signals of G2 and G3, are formed. This is sent to the control terminals of the fourth and sixth switches Q2, Q4 and Q6. Instead of forming the second, fourth and sixth AC-DC conversion control pulses G2, G4 and G6 by the inverted signal forming circuit, three comparators are provided, and a triangular wave voltage is applied to these positive input terminals. It may be formed by inputting Vt and inputting the first, second and third converter pulse width control command signals V1, V2 and V3 to the negative input terminal. The first, third and fifth AC-DC conversion control pulses G1, G3, G5 and the second, fourth and sixth AC-DC conversion control pulses G2, G4, G6 are well known. It is desirable to provide a dead time of
図5は図3のDC−AC変換制御回路42を詳しく示す。このDC−AC変換制御回路42は周知の回路であって、交流電圧検出回路70と第1、第2及び第3相回路71、72、73を有する。交流電圧検出回路70は、ライン27を介して図1の双方向電力変換器4の交流側ラインに接続され、インバータ動作時の第1、第2及び第3相出力電圧Vo1、Vo2、Vo3を検出する。第1相回路71は、第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 に供給するDC−AC変換用制御パルスG1 ′、G2 ′を形成するために、第1相基準電圧発生器74、減算器75、増幅回路76、インバータ用三角波発生器77、及びインバータPWM用比較器78を有する。   FIG. 5 shows the DC-AC conversion control circuit 42 of FIG. 3 in detail. The DC-AC conversion control circuit 42 is a well-known circuit, and includes an AC voltage detection circuit 70 and first, second, and third phase circuits 71, 72, 73. The AC voltage detection circuit 70 is connected to the AC side line of the bidirectional power converter 4 of FIG. 1 via the line 27, and outputs the first, second, and third phase output voltages Vo1, Vo2, and Vo3 during inverter operation. To detect. The first phase circuit 71 includes a first phase reference voltage generator 74 and a subtractor 75 to form DC-AC conversion control pulses G1 'and G2' to be supplied to the first and second switches Q1 and Q2. , An amplifier circuit 76, an inverter triangular wave generator 77, and an inverter PWM comparator 78.
第1相基準電圧発生器74は、例えば正弦波データが格納されたメモリから成り、図7に示す正弦波から成る第1相基準電圧Varを発生する。第2及び第3相回路72、73に含まれる第2及び第3相基準電圧発生器は、図7に示す第2及び第3相基準電圧Vbr、Vcrを発生する。図7の第1、第2及び第3相基準電圧Var、Vbr、Vcrは順次に120度の位相差を有する例えば50又は60Hzの正弦波交流電圧であり、図1の交流入力端子1の交流電圧と同一の周波数を有する。第1相基準電圧発生器74から正弦波を交流入力端子1の交流電圧に同期させて発生させるために、第1相基準電圧発生器74はライン52aによって図4の交流電圧検出回路50に接続されている。また、第2相及び第3相回路72、73もライン52b、52cによって図4の交流電圧検出回路50に接続されている。勿論、AC−DC変換制御回路41の交流電圧検出回路50を兼用しないでDC−AC変換制御回路42のために交流電圧検出回路50と同様の回路を独立に設けることもできる。   The first phase reference voltage generator 74 includes a memory storing sine wave data, for example, and generates a first phase reference voltage Var including a sine wave shown in FIG. The second and third phase reference voltage generators included in the second and third phase circuits 72 and 73 generate the second and third phase reference voltages Vbr and Vcr shown in FIG. The first, second, and third phase reference voltages Var, Vbr, and Vcr in FIG. 7 are sine wave AC voltages of, for example, 50 or 60 Hz having a phase difference of 120 degrees in order, and the AC of the AC input terminal 1 in FIG. Has the same frequency as the voltage. In order to generate a sine wave from the first phase reference voltage generator 74 in synchronization with the AC voltage of the AC input terminal 1, the first phase reference voltage generator 74 is connected to the AC voltage detection circuit 50 of FIG. 4 by a line 52a. Has been. The second and third phase circuits 72 and 73 are also connected to the AC voltage detection circuit 50 of FIG. 4 through lines 52b and 52c. Needless to say, a circuit similar to the AC voltage detection circuit 50 can be provided independently for the DC-AC conversion control circuit 42 without using the AC voltage detection circuit 50 of the AC-DC conversion control circuit 41.
減算器75の正入力端子は第1相基準電圧発生器74に接続され、負入力端子は交流電圧検出回路70の第1相出力ライン70aに接続されている。従って、減算器75は第1相基準電圧Varからライン70aの第1相出力電圧Vo1を減算した値を出力する。減算器75に接続された増幅回路76は減算器75の出力を増幅又はレベル調整して交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とを含むインバータ用パルス幅制御指令信号Vinvを出力する。   The positive input terminal of the subtractor 75 is connected to the first phase reference voltage generator 74, and the negative input terminal is connected to the first phase output line 70 a of the AC voltage detection circuit 70. Accordingly, the subtractor 75 outputs a value obtained by subtracting the first phase output voltage Vo1 of the line 70a from the first phase reference voltage Var. An amplifier circuit 76 connected to the subtracter 75 amplifies or adjusts the level of the output of the subtractor 75 and outputs an inverter pulse width control command signal Vinv including AC voltage waveform information and output voltage adjustment information.
インバータ用比較波発生手段としての三角波発生器77は、入力端子1の交流電圧及び第1、第2及び第3相基準電圧Var、Vbr、Vcrの周波数よりも十分に高く且つコンバータ用三角波電圧Vtの周波数よりも低い可聴周波数(例えば10kHz)の繰返し周波数で三角波電圧Vt´を発生する。第1相回路71のインバータ用三角波発生器77は、同期信号を与えるために第2及び第3相回路72、73に接続されている。なお、インバータ用三角波発生器77の代りに鋸波又はこれに類似の比較波を発生する回路を設けることができる。   The triangular wave generator 77 as the inverter comparative wave generating means is sufficiently higher than the AC voltage of the input terminal 1 and the frequencies of the first, second and third phase reference voltages Var, Vbr and Vcr, and the converter triangular wave voltage Vt. The triangular wave voltage Vt ′ is generated at a repetition frequency of an audible frequency (for example, 10 kHz) lower than the frequency of. The inverter triangular wave generator 77 of the first phase circuit 71 is connected to the second and third phase circuits 72 and 73 to provide a synchronization signal. In place of the inverter triangular wave generator 77, a circuit for generating a sawtooth wave or a comparison wave similar thereto can be provided.
インバータPWM用比較器78の一方即ち負入力端子は増幅回路76に接続され、他方即ち正の入力端子はインバータ用三角波発生器77に接続されている。従って、インバータPWM用比較器78は三角波電圧Vt´とインバータ用パルス幅制御指令信号Vinvとを比較して周知のPWM信号から成る第1相DC−AC変換用制御パルスGa´を出力する。   One or negative input terminal of the inverter PWM comparator 78 is connected to the amplifier circuit 76, and the other or positive input terminal is connected to the inverter triangular wave generator 77. Therefore, the inverter PWM comparator 78 compares the triangular wave voltage Vt ′ with the inverter pulse width control command signal Vinv and outputs a first phase DC-AC conversion control pulse Ga ′ composed of a known PWM signal.
第2相回路72及び第3相回路73は第1相回路71と同様に形成されており、第2及び第3相DC−AC変換用制御パルスGb′、Gc′を送出する。なお、第2相回路72及び第3相回路73に対してライン70b、70cを介して交流電圧検出回路70が接続されている。   The second phase circuit 72 and the third phase circuit 73 are formed in the same manner as the first phase circuit 71, and send out second and third phase DC-AC conversion control pulses Gb 'and Gc'. The AC voltage detection circuit 70 is connected to the second phase circuit 72 and the third phase circuit 73 via lines 70b and 70c.
図5の第1、第2及び第3相DC−AC変換用制御パルスGa′、Gb´、Gc′は図4の選択接続手段43を介して駆動回路62に送られる。   The first, second, and third phase DC-AC conversion control pulses Ga ′, Gb ′, Gc ′ of FIG. 5 are sent to the drive circuit 62 via the selective connection means 43 of FIG.
図1の交流無停電電源装置の動作を説明する。負荷14に対する電力供給の開始時、即ち電解コンデンサ17及び蓄電池18が未充電又は不完全な充電状態において、交流入力端子1に交流電圧を供給し且つ入力スイッチ6をオンにすると、スイッチ制御回路10に含まれている初期充電期間信号形成回路から所定時間幅を有する初期充電期間を示すパルスが発生し、この期間のみ初期充電回路13のスイッチSbがオンになり、スイッチSaがオフになる。これにより、抵抗R1が接続され、双方向電力変換器4を介して蓄電手段5に供給される電流が所定値に制限され、電解コンデンサ17に過大な突入電流が流れない。なお、この実施例では初期充電期間に出力スイッチ7がオフ制御され、バイパススイッチ8がオン制御されているので、初期充電期間中であっても負荷14に対してバイパススイッチ8を介して電力を供給することが可能である。   The operation of the AC uninterruptible power supply shown in FIG. 1 will be described. When an AC voltage is supplied to the AC input terminal 1 and the input switch 6 is turned on at the start of power supply to the load 14, that is, when the electrolytic capacitor 17 and the storage battery 18 are uncharged or incompletely charged, the switch control circuit 10 A pulse indicating an initial charging period having a predetermined time width is generated from the initial charging period signal forming circuit included in the switch, and the switch Sb of the initial charging circuit 13 is turned on and the switch Sa is turned off only during this period. Thereby, the resistor R1 is connected, the current supplied to the power storage means 5 via the bidirectional power converter 4 is limited to a predetermined value, and an excessive inrush current does not flow through the electrolytic capacitor 17. In this embodiment, since the output switch 7 is controlled to be off during the initial charging period and the bypass switch 8 is controlled to be on, power is supplied to the load 14 via the bypass switch 8 even during the initial charging period. It is possible to supply.
初期充電期間が終了すると、初期充電回路13のスイッチSbがオフ、スイッチSaがオンになる。また、初期充電終了後は出力スイッチ7がオンになり、バイパススイッチ8がオフになるので、交流スイッチ2及び出力スイッチ7を通して負荷14に電力が供給される。また、初期充電期間終了後においては、双方向電力変換器4がコンバータ動作して蓄電手段5の初期充電後の充電を行う。初期充電後の充電電流は負荷14の電流よりも小さい。   When the initial charging period ends, the switch Sb of the initial charging circuit 13 is turned off and the switch Sa is turned on. Further, since the output switch 7 is turned on and the bypass switch 8 is turned off after the completion of the initial charging, power is supplied to the load 14 through the AC switch 2 and the output switch 7. In addition, after the end of the initial charging period, the bidirectional power converter 4 performs a converter operation to charge the power storage means 5 after the initial charging. The charging current after the initial charging is smaller than the load 14 current.
異常検出回路9が停電又は電圧低下等の異常を検出すると、交流スイッチ2がオフ制御され、且つ双方向電力変換器4がインバータ動作に切替わり、蓄電手段5の直流電圧が交流電圧に変換されて負荷14に供給される。なお、この時交流スイッチ2がオフ状態にあるので、蓄電手段5のエネルギーが交流入力端子1側で消費されない。   When the abnormality detection circuit 9 detects an abnormality such as a power failure or a voltage drop, the AC switch 2 is controlled to be turned off, the bidirectional power converter 4 is switched to the inverter operation, and the DC voltage of the power storage means 5 is converted into an AC voltage. To the load 14. At this time, since the AC switch 2 is in the OFF state, the energy of the power storage means 5 is not consumed on the AC input terminal 1 side.
本実施例は次の効果を有する。
(1) インバータ動作時のインバータ用三角波電圧(キャリア)Vt´の周波数がコンバータ用三角波電圧Vtの周波数よりも低い値(可聴周波数である10kHz)に設定されているので、インバータ動作時に従来の双方向電圧変換器4をコンバータ動作時と同じキャリア周波数で駆動する場合に比べて第1〜第6のスイッチQ1〜Q6の単位時間当りのスイッチング回数が少なくなり、スイッチング損失が低減する。また、双方向電力変換器4の最大電力容量はインバータ動作時の最大電力で決定される。従って、インバータ動作時のスイッチング損失が低減すると、この分だけ双方向電力変換器4の最大電力容量を低減することが可能になり、双方向電力変換器4又は無停電電源装置等の変換用スイッチの容量低下、及び冷却器の小型化、及び低コスト化が可能になる。
(2) 一般に停電期間即ちインバータ動作期間よりも長い定常期間即ちコンバータ動作期間において、双方向電力変換器4は可聴周波数よりも高いキャリア周波数即ちスイッチング周波数で動作するので、インダクタL1〜L3等で発生する騒音のレベルが比較的小さい。
(3) 入力スイッチ6、出力スイッチ7、及びバイパススイッチ8を有するので、図示が省略されている操作手段によってバイパススイッチ8をオン、入力スイッチ6及び出力スイッチ7をオフにして双方向電力変換器4又は蓄電手段5のメンテナンスを容易に達成することができる。
This embodiment has the following effects.
(1) Since the frequency of the inverter triangular wave voltage (carrier) Vt ′ during the inverter operation is set to a value lower than the frequency of the converter triangular wave voltage Vt (10 kHz which is an audible frequency), The number of switching times per unit time of the first to sixth switches Q1 to Q6 is reduced and the switching loss is reduced as compared with the case where the counter voltage converter 4 is driven at the same carrier frequency as that during the converter operation. Further, the maximum power capacity of the bidirectional power converter 4 is determined by the maximum power during the inverter operation. Therefore, if the switching loss during the inverter operation is reduced, the maximum power capacity of the bidirectional power converter 4 can be reduced by this amount, and the conversion switch such as the bidirectional power converter 4 or the uninterruptible power supply device can be reduced. The capacity can be reduced, and the cooler can be reduced in size and cost.
(2) Since the bidirectional power converter 4 generally operates at a carrier frequency higher than the audible frequency, that is, a switching frequency during a power failure period, that is, a steady period longer than the inverter operation period, that is, a converter operation period, it is generated by the inductors L1 to L3 The level of noise is relatively low.
(3) Since the input switch 6, the output switch 7 and the bypass switch 8 are provided, the bypass switch 8 is turned on and the input switch 6 and the output switch 7 are turned off by operation means not shown in the figure, so that the bidirectional power converter 4 or the storage means 5 can be easily maintained.
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
(1) 図1で点線で示すように第1及び第2の電流検出器12a、12bを設けた時には、図4の各相の減算器58a、58b、58cと増幅回路59a、59b、59cの代りに、各相に図8に示す第1の減算器81、増幅回路82、第2の減算器83、増幅回路84を順次に設け、第1及び第2の減算器81、83に第1及び第2の電流検出器12a、12bの出力を入力させることができる。また、図8の回路の代りに各相において第1及び第2の電流検出器12a、12bの出力を加算する回路を設け、この出力を図4の減算器58a、58b、58cに供給することもできる。
(2) 図5に示す三角波発生器77の代りに図9に示すようにコンバータ用三角波発生器60に分周器77aを接続し、この分周器77aから例えば10kHzのインバータ用三角波電圧Vt´を得ることができる。
(3) 図5の交流電圧検出回路70及び減算器75の代りに、図10に示すようにライン27の交流電圧を直流に変換して検出する交流電圧検出回路70aを設け、この出力と基準電圧源91の基準電圧との差を誤差増幅器90で求め、これを乗算器92に入力させて第1相基準電圧Vaに乗算することができる。なお、誤差増幅器90の出力は第2相及び第3相回路72、73にも供給する。
(4) 図4では、選択接続手段43を駆動回路62の前段に設けたが、AC−DC変換制御回路41及びDC−AC変換制御回路42にそれぞれ駆動回路を内蔵させ、各駆動回路の出力段に選択接続手段43を配置することができる。この場合には各駆動回路から6本の制御ラインが導出されるので、選択接続手段43はAC−DC変換制御回路41側の6本の制御ラインとDC−AC変換制御回路42側の6本の制御ラインとの切換を行う。
(5) 図4で点線で示すように交流電圧検出回路50にライン29の代りにライン27を接続し、双方向電力変換器4の交流端子15側の交流電圧を検出することができる。
(6) 第2の電流検出器12bに過電流検出回路を設け、ここから得られる過電流検出信号で駆動回路62をオフ状態に制御して双方向電力変換器4を保護することができる。
(7) コンバータ用三角波電圧Vtの周波数がインバータ用三角波電圧Vt´の周波数よりも高い条件を保ってそれぞれの周波数を任意に変えることができる。
(8) 双方向電力変換器4は図2の回路に限定されるものでなく、AC−DC変換とDC−AC変換との両方が可能であればどのようなものでもよい。また、第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 を図6に示すように入力電圧の正弦波の1周期の全期間において高周波でオン・オフせずに、特定された期間においてのみオン・オフするように変形することができる。
(9) 変換器制御回路11の一部又は全部をマイクロコンピュータやDSP(ディジタル・シグナル・プロセッサ)等のディジタル演算手段によって構成してもよい。
(10) 交流電源、双方向電力変換器4及び負荷14を単相とすることができる。
(11) 初期充電の開始指令を手動操作のスイッチに基づいて与えることができる。
(12) 異常検出回路9の入力端子を交流スイッチ2の出力端子に接続することができる。
(13) 図1の入力スイッチ6、出力スイッチ7、及びバイパススイッチ8の内の1つ又は複数又は全部を設けない構成とすることができる。
(14) 交流スイッチ2から負荷14への電力供給の開始時に負荷14に供給する電圧を、交流スイッチ2の位相制御によって徐々に高くすることができる。
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are possible.
(1) When the first and second current detectors 12a and 12b are provided as shown by the dotted lines in FIG. 1, the subtractors 58a, 58b and 58c of each phase and the amplifier circuits 59a, 59b and 59c in FIG. Instead, the first subtracter 81, the amplifier circuit 82, the second subtractor 83, and the amplifier circuit 84 shown in FIG. 8 are sequentially provided for each phase, and the first and second subtracters 81 and 83 are provided with the first subtractor 81, 83. The outputs of the second current detectors 12a and 12b can be input. Further, instead of the circuit of FIG. 8, a circuit for adding the outputs of the first and second current detectors 12a and 12b in each phase is provided, and this output is supplied to the subtracters 58a, 58b and 58c of FIG. You can also.
(2) Instead of the triangular wave generator 77 shown in FIG. 5, a frequency divider 77a is connected to the converter triangular wave generator 60 as shown in FIG. 9, and the inverter triangular wave voltage Vt ′ of 10 kHz, for example, is connected from this frequency divider 77a. Can be obtained.
(3) Instead of the AC voltage detection circuit 70 and the subtractor 75 shown in FIG. 5, an AC voltage detection circuit 70a for converting the AC voltage on the line 27 to DC and detecting it is provided as shown in FIG. The difference from the reference voltage of the voltage source 91 can be obtained by the error amplifier 90 and input to the multiplier 92 to be multiplied by the first phase reference voltage Va. The output of the error amplifier 90 is also supplied to the second and third phase circuits 72 and 73.
(4) In FIG. 4, the selective connection means 43 is provided in the preceding stage of the drive circuit 62. However, the AC-DC conversion control circuit 41 and the DC-AC conversion control circuit 42 each have a built-in drive circuit, and the output of each drive circuit. The selective connection means 43 can be arranged on the stage. In this case, since six control lines are derived from each drive circuit, the selective connection means 43 has six control lines on the AC-DC conversion control circuit 41 side and six lines on the DC-AC conversion control circuit 42 side. Switch to the control line.
(5) As shown by the dotted line in FIG. 4, the line 27 can be connected to the AC voltage detection circuit 50 instead of the line 29 to detect the AC voltage on the AC terminal 15 side of the bidirectional power converter 4.
(6) The overcurrent detection circuit can be provided in the second current detector 12b, and the bidirectional power converter 4 can be protected by controlling the drive circuit 62 in the off state with the overcurrent detection signal obtained therefrom.
(7) Each frequency can be changed arbitrarily while maintaining the condition that the frequency of the triangular wave voltage Vt for the converter is higher than the frequency of the triangular wave voltage Vt ′ for the inverter.
(8) The bidirectional power converter 4 is not limited to the circuit shown in FIG. 2 and may be any one as long as both AC-DC conversion and DC-AC conversion are possible. Further, as shown in FIG. 6, the first to sixth switches Q1 to Q6 are not turned on / off at a high frequency in the entire period of one cycle of the sine wave of the input voltage, but are turned on / off only in a specified period. Can be deformed.
(9) A part or all of the converter control circuit 11 may be constituted by digital arithmetic means such as a microcomputer or a DSP (digital signal processor).
(10) The AC power supply, the bidirectional power converter 4 and the load 14 can be single phase.
(11) An initial charging start command can be given based on a manually operated switch.
(12) The input terminal of the abnormality detection circuit 9 can be connected to the output terminal of the AC switch 2.
(13) One, a plurality, or all of the input switch 6, the output switch 7, and the bypass switch 8 in FIG. 1 may be omitted.
(14) The voltage supplied to the load 14 at the start of power supply from the AC switch 2 to the load 14 can be gradually increased by phase control of the AC switch 2.
本発明は通信機器の電源等のための交流無停電電源装置に利用可能である。 The present invention can be used in an AC uninterruptible power supply for a power source of communication equipment.
本発明の実施例1の交流無停電電源装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the alternating current uninterruptible power supply of Example 1 of this invention. 図1の双方向電力変換器、フィルタ用コンデンサ、インダクタを詳しく示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the bidirectional | two-way power converter of FIG. 1, the capacitor | condenser for a filter, and an inductor in detail. 図1の変換器制御回路を詳しく示すブロック図である。It is a block diagram which shows in detail the converter control circuit of FIG. 図3のAC−DC変換制御回路、選択接続手段及び駆動回路を詳しく示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing in detail the AC-DC conversion control circuit, selective connection means, and drive circuit of FIG. 3. 図3のDC−AC変換制御回路を詳しく示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing in detail the DC-AC conversion control circuit of FIG. 3. 図4の各部の状態を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the state of each part of FIG. 図5の第1〜第3相基準電圧を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram illustrating first to third phase reference voltages in FIG. 5. 変形例のAC−DC変換制御回路の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of AC-DC conversion control circuit of a modification. 変形例の三角波電圧発生手段を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the triangular wave voltage generation means of the modification. 変形側のDC−AC変換制御回路の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of DC-AC conversion control circuit of a deformation | transformation side.
符号の説明Explanation of symbols
1 交流入力端子
2 交流スイッチ
3 交流出力端子
4 双方向電力変換器
5 蓄電手段
9 異常検出回路
10 スイッチ制御回路
11 変換器制御回路
14 負荷
17 電解コンデンサ
41 AC−DC変換制御回路
42 DC−AC変換制御回路
50 交流電圧検出回路
60 コンバータ用三角波発生器
62 駆動回路
71 第1相回路
72 第2相回路
73 第3相回路
74 第1相基準電圧発生器
77 インバータ用三角波発生器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC input terminal 2 AC switch 3 AC output terminal 4 Bidirectional power converter 5 Power storage means 9 Abnormality detection circuit 10 Switch control circuit 11 Converter control circuit 14 Load 17 Electrolytic capacitor 41 AC-DC conversion control circuit 42 DC-AC conversion Control circuit 50 AC voltage detection circuit 60 Triangular wave generator for converter 62 Drive circuit 71 First phase circuit 72 Second phase circuit 73 Third phase circuit 74 First phase reference voltage generator 77 Triangular wave generator for inverter

Claims (3)

  1. 交流電源を接続するための交流入力端子と、
    負荷を接続するための交流出力端子と、
    前記交流入力端子と前記交流出力端子との間に接続された交流スイッチと、
    交流端子と直流端子とを有し、前記交流端子が前記交流スイッチを介して前記交流入力端子に接続されていると共に前記交流スイッチを介さずに前記交流出力端子に接続されている双方向電力変換器と、
    前記双方向電力変換器の前記直流端子に接続された充放電可能な蓄電手段と、
    前記双方向電力変換器に含まれている変換用スイッチに接続され、且つ前記交流スイッチのオン期間に前記双方向電力変換器をAC−DC変換動作させるために可聴周波数よりも高い第1の周波数の比較波とAC−DC変換用パルス幅制御指令信号とを比較してAC−DC変換用制御パルスを形成して前記変換用スイッチに供給し、前記交流スイッチのオフ期間に前記双方向電力変換器をDC−AC変換動作させるために可聴周波数である第2の周波数の比較波とDC−AC変換用パルス幅制御指令信号とを比較してDC−AC変換用制御パルスを形成して前記変換用スイッチに供給する手段を有している変換器制御回路と
    を備えていることを特徴とする無停電電源装置。
    AC input terminal for connecting AC power supply,
    AC output terminal for connecting the load,
    An AC switch connected between the AC input terminal and the AC output terminal;
    Bidirectional power conversion comprising an AC terminal and a DC terminal, wherein the AC terminal is connected to the AC input terminal via the AC switch and connected to the AC output terminal without passing through the AC switch And
    Charge / discharge power storage means connected to the DC terminal of the bidirectional power converter;
    A first frequency that is connected to a conversion switch included in the bidirectional power converter and is higher than an audible frequency in order to cause the bidirectional power converter to perform an AC-DC conversion operation during an ON period of the AC switch. The comparison wave and the pulse width control command signal for AC-DC conversion are compared to form an AC-DC conversion control pulse, which is supplied to the conversion switch, and the bidirectional power conversion is performed during an off period of the AC switch. The DC-AC conversion control pulse is formed by comparing the second frequency comparison wave, which is an audible frequency, with the DC-AC conversion pulse width control command signal in order to cause the converter to perform a DC-AC conversion operation. And a converter control circuit having means for supplying to the power switch.
  2. 前記変換器制御回路は、前記AC−DC変換用制御パルスを形成するためのAC−DC変換制御回路と、前記DC−AC変換用制御パルスを形成するためのDC−AC変換制御回路と、前記変換用スイッチに前記AC−DC変換制御回路と前記DC−AC変換制御回路とを選択的に接続するための選択接続手段とを有し、
    前記AC−DC変換制御回路は、前記第1の周波数の比較波を発生する第1の比較波発生手段を含み、
    前記DC−AC変換制御回路は、前記第2の周波数の比較波を発生する第2の比較波発生手段を含むことを特徴とする請求項1記載の無停電電源装置。
    The converter control circuit includes: an AC-DC conversion control circuit for forming the AC-DC conversion control pulse; a DC-AC conversion control circuit for forming the DC-AC conversion control pulse; Selective connection means for selectively connecting the AC-DC conversion control circuit and the DC-AC conversion control circuit to a conversion switch;
    The AC-DC conversion control circuit includes first comparison wave generation means for generating a comparison wave of the first frequency,
    2. The uninterruptible power supply according to claim 1, wherein the DC-AC conversion control circuit includes a second comparison wave generating means for generating a comparison wave of the second frequency.
  3. 前記AC−DC変換制御回路は、波形改善及び力率改善可能なように前記AC−DC変換用制御パルスを形成する手段を有していることを特徴とする請求項1又は2記載の無停電電源装置。   The uninterruptible power supply according to claim 1 or 2, wherein the AC-DC conversion control circuit has means for forming the control pulse for AC-DC conversion so as to improve the waveform and the power factor. Power supply.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2009027844A (en) * 2007-07-20 2009-02-05 Meidensha Corp Instantaneous voltage-drop compensator
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