JP4178331B2

JP4178331B2 - Serial multiple pulse width modulation cycloconverter device and control method thereof

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Publication number: JP4178331B2
Application number: JP04955998A
Authority: JP
Inventors: 栄治山本; 暁戎夏; 佐田夫石井
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1998-03-02
Filing date: 1998-03-02
Publication date: 2008-11-12
Anticipated expiration: 2018-03-02
Also published as: JPH11252992A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機を可変速駆動する電力変換装置に係り、特に、パルス幅変調（以下、ＰＷＭと略記する：Pulse Width Modulation ）制御方式の電力変換装置であって、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を減少させることにより、装置の小型化が可能で、安価でしかも低歪みの高電圧を発生し得る直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、交流電動機を可変速駆動する方式として、高圧インバータを用いる方式、低圧インバータと降圧トランスおよび昇圧トランスを組み合わせて用いる方式、或いは、ＰＷＭサイクロコンバータを用いる方式等々が提案され使用されている。また、世の中の動向として、環境改善のための省エネルギー、省資源、小型化、高効率化や電圧電流波形歪み規制の方向に進んできており、また適用システムの複雑化により冗長性の向上等の運転信頼性の改善も要求されてきており、これら各電動機駆動方式においても当然その対象となる。
【０００３】
ところが、上記従来の高圧インバータを用いる電動機駆動方式においては、パワー素子としてＧＴＯ（Gate Turn Off Thyristor）を使用することから、高キャリア周波数化が難しく、インバータドライブの低騒音化や波形歪みの抑制が図れないという問題や、ＧＴＯのスナバー回路の損失が大きく、また主回路、バスバー等の絶縁確保の必要性によって装置小型化が制限されるという問題、さらにはＧＴＯ駆動電源が小型化のネックとなるという問題等々がある。
また、上記従来の低圧インバータを用いる電動機駆動方式においては、低圧のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）インバータを使用するので、高周波ＰＷＭ制御が可能で低騒音化は図れるが、大容量化のためのＩＧＢＴの並列接続により並列バランスのための手段やスナバー回路が付随して装置の小型化が制限され、また大電流化によって損失が増加するので冷却面からも小型化が困難であるという問題や、ＰＷＭ制御のスイッチングに同期した共振電圧の発生によって交流電動機の絶縁破壊を引き起こすおそれがあるという問題、さらにはＰＷＭ制御のみであることから高調波歪み（特に高次高調波）が大きいという問題等々がある。
さらに、ＰＷＭサイクロコンバータを用いる電動機駆動方式においては、インバータ方式に比べて、直流回路を必要としないために小型化が図れ、電源から負荷に至る経路に直列に入る素子数が少ないために低損失で高効率である等の特徴を持つ。一方、ＰＷＭ制御を使用することから電源電流の低次高調波は抑制されるが、高次高調波は残り、入出力とも電圧電流波形歪み抑制の技術的課題は未解決のままである。さらに、高圧の交流電動機を駆動するためには、高圧ＰＷＭサイクロコンバータとするか、トランスで昇圧する方式を採用することとなるので、上記の高圧インバータ方式および低圧インバータ方式と同様の課題も発生することになる。
【０００４】
そこで、このような省エネルギー、省資源、小型化、高効率化および電圧電流波形歪み抑制等々の技術的課題、並びに冗長度向上の技術的課題に対処するものとして、低圧インバータ技術を使用して低歪みの高電圧を発生して高圧交流電動機を駆動する多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の「電力変換装置および電力変換方法」（国際出願番号：PCT/JP96/02495，国際公開番号：WO97/09773）（以下、従来例という）が提案されている。
図９は、本従来例の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた電動機駆動回路の回路構成図である。図９において、本従来例の電動機駆動回路は、三相交流電源９０１、三相トランス９０２、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４、および、駆動対象の交流電動機９０６を備えて構成されている。
【０００５】
三相トランス９０２は、デルタ接続の１次巻線９１０と、千鳥接続の２次巻線９１１，９１３，９１５，９１７，９１９，９２１と、スター接続の２次巻線９１２，９１６，９２０と、デルタ接続の２次巻線９１４，９１８，９２２とを具備した構成である。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、互いに同一構造であって、具体的に、それぞれのＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、図２に示すような回路構造を持つ。図２において、ＰＷＭサイクロコンバータは、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと、単相交流端子ａ，ｂと、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにそれぞれリアクタを直列接続した三相交流リアクトル２０７と、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにキャパシタをデルタ接続したフィルタコンデンサ２０８と、双方向に電流を流し、自己導通／自己遮断の可能な６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６とを具備した構成で、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと単相交流端子ａ，ｂにそれぞれ三相ブリッジに接続されている。なお、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、図示しないコントローラから供給されるＰＷＭパルス信号により行われる。
【０００６】
また、三相交流電源９０１の出力は三相トランス９０２の１次巻線９１０に接続され、三相トランス９０２の１２組の２次巻線９１１〜９２２の出力は、それぞれ１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続される。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、４組のＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして、全体を３ユニットで構成されている。すなわち、ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９３４で構成されるＵ相ユニット９０３と、ＰＷＭサイクロコンバータ９４１〜９４４で構成されるＶ相ユニット９０４と、ＰＷＭサイクロコンバータ９５１〜９５４で構成されるＷ相ユニット９０５である。各ユニット内の４組のＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂは直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの一方は、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間でスター接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの他方は、駆動対象である交流電動機９０６の三相入力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される。
【０００７】
本従来例の電動機駆動回路では、各ユニットの４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【０００８】
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４は、それぞれ単相負荷となるので、電源側の負荷バランスを図り、低次高調波電流を三相トランス９０２の２次巻線で相殺するために、次のような手法を採る。
つまり、まず、三相トランス９０２の２次巻線９１１〜９２２は、３組のユニットにおいてそれぞれ１〜４番目の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの同段位のものを１グループとした４個のグループに分け、１段目のグループの２次巻線９１１，９１５，９１９と、２段目のグループの２次巻線９１２，９１６，９２０と、３段目のグループの２次巻線９１３，９１７，９２１と、４段目のグループの２次巻線９１４，９１８，９２２とする。そして、各グループ内のそれぞれの２次巻線の誘起電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ、それぞれのユニット内において、各グループに属する２次巻線間では誘起電圧が６０度／４＝１５度の位相差を持つように巻線を施す。
すなわち、本実施例では、三相トランス９０２の１次巻線９１０はデルタ接続に、１段目のグループの２次巻線９１１，９１５，９１９は千鳥接続で１次巻線９１０に対して電気角４５度遅れに、２段目のグループの２次巻線９１２，９１６，９２０はスター接続で１次巻線９１０に対して電気角３０度遅れに、３段目のグループの２次巻線９１３，９１７，９２１は千鳥接続で１次巻線９１０に対して電気角１５度遅れに、４段目のグループの２次巻線９１４，９１８，９２２はデルタ接続で１次巻線９１０に対して同一の電気角に、それぞれ巻線されている。
これにより、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４について対象な制御がなされれば、原理的に電源周波数の２２以下の電源高調波電圧電流は発生しないこととなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置にあっては、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４の双方向半導体電力スイッチをスイッチング制御するＰＷＭパルス信号を生成するためには、それぞれ独立したＰＷＭパルス作成用のコントローラが必要であり、このＰＷＭパルス作成用のコントローラには、入力電源電圧を取り込んでデジタル変換するためのＡ／Ｄコンバータ、該入力電源電圧の位相を検出するための位相検出器、並びに、これら入力電源電圧値および位相により出力電圧指令に基づきＰＷＭパルス幅を計算するＣＰＵを具備する必要がある。
ただし、入力電源電圧が理想的な三相対象正弦波であるとすれば、１つの入力電源電圧値および位相からその他の入力電源電圧値および位相を推算することは可能であるが、実際には、三相トランス９０２の１次側と２次側との電気的結合度が一定でないことや、入力電源電圧が非対称であることから、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ９３１〜９５４毎に、入力電源電圧値および位相から出力電圧指令に基づきＰＷＭパルスのパルス幅を計算する必要があり、このようにたくさんのコントローラを具備した構成となるため、電力変換装置の構成部品が多くなって装置の小型化を図ることができず、その結果、装置が高価なものとなってしまうという事情があった。
【００１０】
本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、ＰＷＭ制御方式の電力変換装置において、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を減少させることにより装置の小型化が可能で、安価でしかも低歪みの高電圧を発生し得る電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の発明は、相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは３以上の整数）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記ｎ個の交流電源は互いに共通した電気位相角を有し、パルス幅変調信号を発生する手段と、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして、前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生する手段を備えたことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生する手段は、互いにキャリア周波数の３６０度／ｎずつ位相をずらした各パルス幅変調信号を発生することを特徴とする。
また、請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記各交流電源が、１つの共通トランスの２次側各巻線出力であることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法の発明は、相互に絶縁された交流電源を入力とする各パルス幅変調サイクロコンバータ装置の出力をｎ個（ｎは３以上の整数）直列接続して構成した出力相を１以上備える直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、１つの出力相を構成する前記ｎ個の交流電源を互いに共通した電気位相角に設定し、パルス幅変調信号を発生し、前記パルス幅変調信号の位相を互いにずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生し、前記互いにずらした各パルス幅変調信号に基づいて前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする。
また、請求項５記載の発明は、請求項４記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、前記パルス幅変調信号の位相を互いにキャリア周波数の３６０度／ｎずつ位相をずらして前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置への各パルス幅変調信号を発生し、前記互いにずらした各パルス幅変調信号に基づいて前記各パルス幅変調サイクロコンバータ装置を運転することを特徴とする。
また、請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置の制御方法において、１つの出力相を構成する前記各交流電源を１つの共通トランスの２次側巻線出力にし、かつ互いに共通した電気位相角に設定することを特徴とする。
【００１４】
そして、本発明によれば、１組の１次巻線および互いに電気角が同位相である３×ｎ組（ｎは任意の正整数）の２次巻線を備えた１個の三相トランスと、３×ｎ組の２次巻線とそれぞれ接続する３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータと、３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータがｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを備えたユニットを３組編成するとき、該ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラとを具備して交流電動機を可変速駆動する直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを、２次巻線と接続する三相交流入力端子と、単相出力端子と、三相交流入力端子に接続される三相リアクトルと、三相交流入力端子と単相出力端子にそれぞれ三相ブリッジに接続されてＰＷＭ制御に基づくスイッチング動作により双方向に電流を流し、自己導通、自己遮断が可能な６個の双方向半導体電力スイッチとを具備して構成し、各ユニットにおいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相出力端子は直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子の一方を３組のユニット間でスター接続し、また他方を交流電動機の入力端子に接続する。そして、ＰＷＭパルス作成コントローラは、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相と、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令とに基づき、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成し、ここで、該ｎ組のＰＷＭパルスは、各ユニットにおいて該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが単相出力端子に出力する電圧の位相が同一で、３組のユニット間において該ユニットから交流電動機の入力端子に供給すべき電圧の基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度異なる位相となるように作成される。このように、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線を互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続するので、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、３組のユニットにそれぞれ対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラでは、該ユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。すなわち、従来のように３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータに対応した３×ｎ組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備しなくても、一つのＰＷＭパルス作成コントローラによって適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００１５】
また、本発明によれば、ＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、ｎ組のＰＷＭパルスを、キャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように作成する。より具体的に、ＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、変換手段により、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧をデジタル変換して取り込み、また位相検出手段により、該印加電圧の位相を検出して取り込み、演算手段により、前記変換手段によりデジタル変換された電圧値および前記位相検出手段により検出された位相、並びに、前記出力電圧指令に基づき前記ＰＷＭパルスのパルス幅を計算して一つのＰＷＭパルスを作成し、さらに分配手段により、該一つのＰＷＭパルスからキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるようにｎ組のＰＷＭパルスを作成する。すなわち、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線を互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続するので、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、ユニットに対応したＰＷＭパルス作成コントローラにおいて、一つの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、一つのＰＷＭパルスを作成し、さらに該一つのＰＷＭパルスからキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。
したがって、ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備することで適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を従来の１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の形態について、順に図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明の一実施形態に係る電動機駆動回路の回路構成図である。
同図において、本実施形態の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式を用いた電動機駆動回路は、三相交流電源１０１、三相トランス１０２、３×ｎ組（ここではｎ＝４であり、１２組）のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４、および、駆動対象の交流電動機１０６を備えて構成されている。
【００１８】
三相トランス１０２は、１組のデルタ接続の１次巻線１１０と、互いに電気角が同位相である（３×ｎ＝）１２組のスター接続の２次巻線１１１〜１２２を具備した構成である。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、互いに同一構造であって、具体的に、それぞれのＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、図２に示すような回路構造を持つ。図２において、ＰＷＭサイクロコンバータは、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと、単相交流端子ａ，ｂと、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにそれぞれリアクタを直列接続した三相交流リアクトル２０７と、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔにキャパシタをデルタ接続したフィルタコンデンサ２０８と、双方向に電流を流し、自己導通／自己遮断の可能な６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６とを具備した構成で、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔと単相交流端子ａ，ｂにそれぞれ三相ブリッジに接続されている。なお、６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、後述のＰＷＭパルス作成コントローラおよびＰＷＭパルス分配器から供給されるＰＷＭパルス信号により行われる。また、三相交流リアクトル２０７に代えて、三相トランス１０２の２次巻線１１１〜１２２の漏れインダクタンスを使用することも可能である。
【００１９】
また、三相交流電源１０１の出力は三相トランス１０２の１次巻線１１０に接続され、三相トランス１０２の１２組の２次巻線１１１〜１２２の出力は、それぞれ１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続される。
また、１２組のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４は、４組のＰＷＭサイクロコンバータを１ユニットとして、全体を３ユニットで構成されている。すなわち、ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４で構成されるＵ相ユニット１０３と、ＰＷＭサイクロコンバータ１４１〜１４４で構成されるＶ相ユニット１０４と、ＰＷＭサイクロコンバータ１５１〜１５４で構成されるＷ相ユニット１０５である。各ユニット内の４組のＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂは直列に接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの一方は、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５間で（ノードｏで）スター接続され、該直列接続の両端となる単相交流端子ａ，ｂの他方は、駆動対象である交流電動機１０６の三相入力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される。
【００２０】
本実施形態の電動機駆動回路では、後述のＰＷＭパルス作成コントローラおよびＰＷＭパルス分配器から供給されるＰＷＭパルス信号によって、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５の各ユニットにおいて、４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、また、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【００２１】
また、図３、図４および図５には、図２のＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４の回路構成で示した双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６の具体的な構成例の回路図を示す。図３、図４および図５において、符号３０１，３０２，４０１，４０２，５０１はＩＧＢＴであり、３０３，３０４，４０３，４０４，５０２〜５０５はダイオードである。
図３に示した具体例１では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、ＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）３０１，３０２と、該半導体電力素子３０１，３０２に流通方向が逆方向になるように逆並列に接続されたダイオード３０３，３０４とを備えた半導体電力スイッチが、２組逆極性に直列に接続されて形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ３０１とダイオード３０４を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ３０２とダイオード３０３を介して該電流が流れる。
【００２２】
次に、図４に示した具体例２では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、ＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）４０１，４０２と、該半導体電力素子４０１，４０２に流通方向が同方向になるように直列に接続されたダイオード４０３，４０４とを備えた半導体電力スイッチが、２組逆極性に並列に接続されて形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ４０１とダイオード４０３を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ４０２とダイオード４０４を介して該電流が流れる。
さらに、図５に示した具体例３では、双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６は、単相ブリッジに接続された４個のダイオード５０２〜５０５と、単相ブリッジの２つの直流端子間に流通方向が同方向になるように接続されたＩＧＢＴやＦＥＴ等の自己遮断能力のある半導体電力素子（ここではＩＧＢＴを使用）５０１とを備え、単相ブリッジの２つの交流端子を入出力端子として形成されている。すなわち、端子Ａから端子Ｂに電流が流れる場合にはダイオード５０２、ＩＧＢＴ５０１およびダイオード５０５を介して該電流が流れ、端子Ｂから端子Ａに電流が流れる場合にはダイオード５０４、ＩＧＢＴ５０１およびダイオード５０３を介して該電流が流れる。
【００２３】
次に、図６、図７および図８を参照して、本実施形態を適用した電動機駆動回路におけるＰＷＭ制御について説明する。なお、図６は各ユニットに対して構成されるＰＷＭ作成パルスコントローラおよびＰＷＭパルス分配器の構成図であり、図７は一つのユニットに対して生成されるＰＷＭパルス信号の信号波形を例示する説明図であり、図８は一つのユニットにおける４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータから出力される出力電圧の波形と、該ユニットの交流電動機１０６に供給される相電圧の波形を例示する説明図である。
上述のように、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４における６個の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作の制御は、ＰＷＭパルス信号により行われ、Ｕ相ユニット１０３、Ｖ相ユニット１０４およびＷ相ユニット１０５の各ユニットにおいて、４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの単相交流端子ａ，ｂに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、また、Ｕ相ユニット９０３、Ｖ相ユニット９０４およびＷ相ユニット９０５間は、基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度だけ位相の異なる交流出力を発生するように制御される。
【００２４】
このようなＰＷＭ制御を行うために、ＰＷＭパルス信号は、図６に示すような構成により作成される。すなわち、図６において、符号６０１はＰＷＭパルス作成コントローラ、６０２はＰＷＭパルス分配器（分配手段）、６１１はＡ／Ｄコンバータ（変換手段）、６１２は位相検出器（位相検出手段）、６１３はＣＰＵ（演算手段）である。
まず、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧をＡ／Ｄコンバータ６１１によってデジタル変換し、また、該印加電圧の位相を位相検出器６１２によって検出する。次に、ＣＰＵ６１３では、デジタル変換された電圧値および検出された位相、並びに、出力電圧指令に基づいて、ＰＷＭパルスのパルス幅を計算して一つのＰＷＭパルス信号を作成する。例えば、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔの電圧値および位相、並びに、Ｕ相ユニット１０３から交流電動機１０６に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づけば、Ｕ相ユニット１０３の１段目のＰＷＭパルス信号、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作を制御する信号が作成されることとなる。
【００２５】
次に、ＰＷＭパルス分配器６０２では、ＣＰＵ６１３で作成された一つのＰＷＭパルス信号から、キャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように４組のＰＷＭパルスを作成する。例えば、ＣＰＵ６１３でＵ相ユニット１０３の１段目のＰＷＭパルス信号が作成されているとすれば、キャリア周期をＴとするとき、該１段目のＰＷＭパルス信号（図７（ａ）参照）から位相をＴ／４だけずらせた信号を２段目のＰＷＭパルス信号（図７（ｂ）参照）として作成し、また位相をＴ／２だけずらせた信号を３段目のＰＷＭパルス信号として作成し、さらに位相を３Ｔ／４だけずらせた信号を４段目のＰＷＭパルス信号（図７（ｃ）参照）として作成する。つまり、図７に示すように、一ユニットをｎ段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータで構成する場合には、１段目のＰＷＭパルス信号から位相を（ｎ−１）×Ｔ／ｎだけずらせた信号をｎ段目のＰＷＭパルス信号として作成する。
【００２６】
以上のようにして作成された１段目から４段目のパルス信号を、それぞれＵ相ユニット１０３の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４に供給して、各双方向半導体電力スイッチ２１１〜２１６のスイッチング動作を制御すれば、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４の単相交流端子ａ，ｂからは、それぞれ図８（ａ）〜（ｄ）に示すような電圧波形が出力されることとなる。したがって、Ｕ相ユニット１０３が交流電動機１０６に供給するＵ相電圧は、これら各段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１３４の出力を合成したものとなり、図８（ｅ）に示すような出力電圧の波形となる。
【００２７】
以上のように、本実施形態を適用した電動機駆動回路では、三相トランス１０２において、１次巻線１１０と２次巻線１１１〜１１４，２次巻線１１５〜１１８，２次巻線１１９〜１２２は電気的に同じ結合度で接続されているので、三相交流電源１０１の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×４組の２次巻線１１１〜１２２に伝わる。そして、ユニット対応のＰＷＭパルス作成コントローラ６０１においては、一つの三相入力端子ｒ，ｓ，ｔに印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機１０６に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、一つの段のＰＷＭパルス信号を作成し、さらにＰＷＭパルス分配器６０２では、該一つの段のＰＷＭパルス信号からキャリア周波数の位相が互いに（３６０÷ｎ）度づつ異なるように他の段のＰＷＭパルス信号を作成して、合わせて４組のＰＷＭパルスを作成することが可能となる。
したがって、本実施形態では、ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラ６０１およびＰＷＭパルス分配器６０２を具備することで適正な４組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を従来の１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、また、三相交流電源１０１の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機１０６に対して低歪みの高電圧を発生することができる。
【００２８】
最後に、本実施形態を適用した電動機駆動回路における冗長度向上のための対策について説明する。多重構成の電力変換装置の特徴は、図１の構成のように、同機能を持つ電力変換器を複数個（すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１〜１５４）使用することであり、故障により一部の電力変換器を切り離しても運転の継続が可能なことにある。
図１において、Ｖ相ユニット１０４の１段目の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１４１が故障した場合を想定すると、その単相交流端子ａ，ｂを電線やバスバーで短絡し、健全な三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１４２〜１４４でＶ相ユニット１０４の出力電圧を発生させる。他のユニットについてもバランスをとって運転するため、例えばＵ相ユニット１０３では、同一段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続された各２個の双方向半導体電力スイッチ２１１と２１６，２１２と２１５および２１３と２１４の３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡し、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３２〜１３４でＵ相ユニット１０３の出力電圧を発生させる。同様に、Ｗ相ユニット１０５でも、同一段の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１５１の三相交流端子ｒ，ｓ，ｔに接続された各２個の双方向半導体電力スイッチ３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡し、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１５２〜１５４でＷ相ユニット１０５の出力電圧を発生させる。以上の対応により、三相のバランスした出力電圧を発生できるが、最大出力電圧は正常なときの３／４になる。また、三相交流端子ｒ，ｓ，ｔのそれぞれに接続された２個の双方向半導体電力スイッチ３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡する代わりに、三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１３１，１５１の単相交流端子ａ，ｂの電流方向を検出して電流方向が反転する度に１組づつ順次導通させて短絡して運転することもできる。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、１組の１次巻線および互いに電気角が同位相である３×ｎ組（ｎは任意の正整数）の２次巻線を備えた１個の三相トランスと、３×ｎ組の２次巻線とそれぞれ接続する３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータと、３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータがｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータを備えたユニットを３組編成するとき、該ユニットに対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラとを具備して交流電動機を可変速駆動する直列多重パルス幅変調サイクロコンバータ装置において、ＰＷＭパルス作成コントローラは、対応するユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相と、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令とに基づき、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することとし、また該ｎ組のＰＷＭパルスを、各ユニットにおいて該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが単相出力端子に出力する電圧の位相が同一で、３組のユニット間において該ユニットから交流電動機の入力端子に供給すべき電圧の基本波電圧位相の電気角が互いに１２０度異なる位相となるように作成することとしたので、三相トランスの３×ｎ組の２次巻線が互いに電気角が同位相となるように電気的に同じ結合度で接続されることから、三相交流電源の非対称性や脈動等も同じ度合いで３×ｎ組の２次巻線に伝わることとなり、３組のユニットにそれぞれ対応した３組のＰＷＭパルス作成コントローラでは、該ユニット内の一つの三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの三相入力端子に印加される電圧の電圧値および位相を代表して取り込み、該ユニットから交流電動機に供給すべき電圧を指定する出力電圧指令に基づいて、該ユニット内のｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータそれぞれの６個の双方向半導体電力スイッチのスイッチング動作を制御するｎ組のＰＷＭパルスを作成することが可能となり、従来のように３×ｎ組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータに対応した３×ｎ組のＰＷＭパルス作成コントローラを具備しなくても、一つのＰＷＭパルス作成コントローラによって適正なｎ組のＰＷＭパルスを作成できるので、ＰＷＭパルス信号を生成するためのコントローラの個数を１／ｎ（ここで、ｎはユニット内の段数、すなわち三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの個数を意味する。）に減少させることができ、これによって装置の小型化および低コストを図ることができ、さらに、三相交流電源の非対称性や脈動等も考慮に入れたＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを作成するので、各ユニットから駆動対象の交流電動機に対して低歪みの高電圧を発生し得る直列多重パルス幅変調マトリクスコンバータ装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る直列多重パルス幅変調マトリクスコンバータ装置を適用した電動機駆動回路の回路構成図である。
【図２】ＰＷＭサイクロコンバータの回路構成図である。
【図３】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例１の回路図である。
【図４】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例２の回路図である。
【図５】ＰＷＭサイクロコンバータにおける双方向半導体電力スイッチの具体例３の回路図である。
【図６】各ユニットに対して構成されるＰＷＭ作成パルスコントローラおよびＰＷＭパルス分配器の構成図である。
【図７】一つのユニットに対して生成されるＰＷＭパルス信号の信号波形を例示する説明図である。
【図８】一つのユニットにおける４組の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータから出力される出力電圧の波形と、該ユニットの交流電動機に供給される相電圧の波形を例示する説明図である。
【図９】従来の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた電動機駆動回路の回路構成図である。
【符号の説明】
１０１三相交流電源
１０２三相トランス
１０３Ｕ相ユニット
１０４Ｖ相ユニット
１０５Ｗ相ユニット
１０６交流電動機
１１０１次巻線
１１１〜１２２２次巻線
１３１〜１５４ＰＷＭサイクロコンバータ
ｒ，ｓ，ｔ三相交流端子
ａ，ｂ単相交流端子
２０７三相交流リアクトル
２０８フィルタコンデンサ
２１１〜２１６双方向半導体電力スイッチ
ｕ，ｖ，ｗ交流電動機の三相入力端子
３０１，３０２，４０１，４０２，５０１ＩＧＢＴ
３０３，３０４，４０３，４０４，５０２〜５０５ダイオード
６０１ＰＷＭパルス作成コントローラ
６０２ＰＷＭパルス分配器（分配手段）
６１１Ａ／Ｄコンバータ（変換手段）
６１２位相検出器（位相検出手段）
６１３ＣＰＵ（演算手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device that drives an AC motor at a variable speed, and more particularly to a pulse width modulation (hereinafter abbreviated as PWM: Pulse Width Modulation) control type power conversion device that generates a PWM pulse signal. By reducing the number of controllers, the size of the device can be reduced, and high voltage with low distortion and low distortion can be generated. Serial multiple pulse width modulation cycloconverter device and control method thereof About.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a method of driving an AC motor at a variable speed, a method using a high-voltage inverter, a method using a combination of a low-voltage inverter, a step-down transformer and a step-up transformer, a method using a PWM cycloconverter, and the like have been proposed and used. In addition, as a trend of the world, energy saving, resource saving, downsizing, higher efficiency and voltage / current waveform distortion regulation for environmental improvement are progressing, and the redundancy of the application system has been improved due to the complexity of the application system. Improvement of driving reliability has also been demanded, and it is a matter of course in each of these motor drive systems.
[0003]
However, in the electric motor drive system using the conventional high-voltage inverter, since a GTO (Gate Turn Off Thyristor) is used as a power element, it is difficult to increase the carrier frequency, and it is possible to reduce the noise of the inverter drive and suppress the waveform distortion. The problem that it cannot be achieved, the loss of the snubber circuit of the GTO is large, the problem that the miniaturization of the device is limited by the necessity of securing the insulation of the main circuit, the bus bar, etc. Furthermore, the GTO drive power supply becomes a bottleneck for miniaturization There are problems such as.
In addition, in the conventional motor drive system using a low-voltage inverter, a low-voltage IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) inverter is used, so high-frequency PWM control is possible and low noise can be achieved. Due to the parallel connection, a device for parallel balancing and a snubber circuit are attached to limit the downsizing of the device, and the loss increases due to the large current, so that the downsizing from the cooling surface is difficult, and the PWM There is a problem that the dielectric breakdown of the AC motor may be caused by the generation of a resonance voltage synchronized with the switching of the control, and further, there is a problem that harmonic distortion (particularly high-order harmonics) is large because it is only PWM control. .
Furthermore, in the motor drive system using the PWM cycloconverter, compared to the inverter system, a DC circuit is not required, so the size can be reduced, and the number of elements entering in series in the path from the power source to the load is small, resulting in low loss. It has features such as high efficiency. On the other hand, the use of PWM control suppresses the low-order harmonics of the power supply current, but the high-order harmonics remain, and the technical problem of suppressing the voltage / current waveform distortion remains unsolved for both input and output. Furthermore, in order to drive a high-voltage AC motor, a high-voltage PWM cycloconverter or a method of boosting with a transformer is adopted, so the same problems as the above-described high-voltage inverter method and low-voltage inverter method also occur. It will be.
[0004]
Therefore, low-voltage inverter technology is used to address such technical issues such as energy saving, resource saving, miniaturization, high efficiency, and suppression of voltage / current waveform distortion, as well as the technical issue of improving redundancy. "Power conversion device and power conversion method" of a multiplex three-phase PWM cycloconverter system that generates a high voltage of distortion and drives a high-voltage AC motor (International application number: PCT / JP96 / 02495, International publication number: WO97 / 09773) (Hereinafter referred to as a conventional example) has been proposed.
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of an electric motor drive circuit using the power conversion device of the multiplex three-phase PWM cycloconverter type of the conventional example. In FIG. 9, the motor drive circuit of this conventional example includes a three-phase AC power source 901, a three-phase transformer 902, 12 sets of PWM cycloconverters 931 to 954, and an AC motor 906 to be driven.
[0005]
The three-phase transformer 902 includes a delta-connected primary winding 910, a staggered-connected secondary winding 911, 913, 915, 917, 919, and 921, a star-connected secondary winding 912, 916, and 920, In this configuration, delta-connected secondary windings 914, 918, and 922 are provided.
The 12 sets of PWM cycloconverters 931 to 954 have the same structure, and specifically, each PWM cycloconverter 931 to 954 has a circuit structure as shown in FIG. In FIG. 2, the PWM cycloconverter includes a three-phase AC reactor 207 in which a reactor is connected in series to a three-phase AC terminal r, s, t, a single-phase AC terminal a, b, and a three-phase AC terminal r, s, t. A filter capacitor 208 in which capacitors are delta-connected to the three-phase AC terminals r, s, and t, and six bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 that allow current to flow in both directions and that can be self-conductive / self-blocked. The six bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 are connected to the three-phase AC terminals r, s, t and the single-phase AC terminals a, b, respectively, in a three-phase bridge. The switching operation of the six bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 is controlled by a PWM pulse signal supplied from a controller (not shown).
[0006]
The output of the three-phase AC power source 901 is connected to the primary winding 910 of the three-phase transformer 902, and the outputs of the twelve secondary windings 911 to 922 of the three-phase transformer 902 are twelve sets of PWM cycloconverters. The three-phase AC terminals r, s, and t of 931 to 954 are connected.
Further, the 12 sets of PWM cycloconverters 931 to 954 are composed of 3 units as a whole, with 4 sets of PWM cycloconverters as one unit. That is, a U-phase unit 903 composed of PWM cycloconverters 931 to 934, a V-phase unit 904 composed of PWM cycloconverters 941 to 944, and a W-phase unit 905 composed of PWM cycloconverters 951 to 954. . The single-phase AC terminals a and b of the four sets of PWM cycloconverters in each unit are connected in series, and one of the single-phase AC terminals a and b serving as both ends of the series connection is a U-phase unit 903 and a V-phase unit. 904 and the W-phase unit 905 are star-connected, and the other of the single-phase AC terminals a and b that are both ends of the series connection is connected to the three-phase input terminals u, v, and w of the AC motor 906 to be driven. The
[0007]
In the motor drive circuit of this conventional example, the fundamental voltage of the AC output that is output to the single-phase AC terminals a and b of the four sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters of each unit is controlled to be in phase. The U-phase unit 903, the V-phase unit 904, and the W-phase unit 905 are controlled so as to generate AC outputs whose fundamental wave voltage phases are different in phase by 120 degrees.
[0008]
In addition, since the 12 sets of PWM cycloconverters 931 to 954 each have a single-phase load, in order to balance the load on the power source side and cancel out the low-order harmonic current with the secondary winding of the three-phase transformer 902, The following method is adopted.
That is, first, the secondary windings 911 to 922 of the three-phase transformer 902 have four groups, each group having the same stage of the first to fourth third-phase / single-phase PWM cycloconverters in the three sets of units. Dividing into groups, the secondary windings 911, 915, and 919 of the first stage group, the secondary windings 912, 916, and 920 of the second stage group, and the secondary winding 913 of the third stage group 917, 921 and the secondary windings 914, 918, 922 of the fourth stage group. Then, under the same conditions so that the induced voltage phases of the respective secondary windings in each group are equal, and in each unit, the induced voltage is 60 degrees / 4 between the secondary windings belonging to each group. = Winding is performed so as to have a phase difference of 15 degrees.
In other words, in this embodiment, the primary winding 910 of the three-phase transformer 902 is connected to the primary winding 910 in a delta connection, and the secondary windings 911, 915, and 919 of the first stage group are connected in a staggered manner. The secondary windings 912, 916, and 920 of the second stage group are delayed by an angle of 45 degrees, and the secondary windings of the third stage group are delayed by an electrical angle of 30 degrees with respect to the primary winding 910 by star connection. 913, 917, and 921 are staggered and the electrical angle is delayed by 15 degrees with respect to the primary winding 910. The secondary windings 914, 918, and 922 of the fourth stage group are delta connected to the primary winding 910. Are wound around the same electrical angle.
Thus, if target control is performed for each of the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 931 to 954, in principle, a power supply harmonic voltage current having a power supply frequency of 22 or less is not generated.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional multiple three-phase PWM cycloconverter type power converter, the PWM pulse signal for switching control of the bidirectional semiconductor power switches of the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 931 to 954 is generated. Each requires an independent controller for PWM pulse generation. The PWM pulse generation controller includes an A / D converter for taking an input power supply voltage and converting it into a digital signal, and a phase of the input power supply voltage. It is necessary to include a phase detector for detection and a CPU for calculating a PWM pulse width based on the output voltage command based on the input power supply voltage value and phase.
However, if the input power supply voltage is an ideal three-phase target sine wave, it is possible to estimate other input power supply voltage values and phases from one input power supply voltage value and phase. Since the electrical coupling degree between the primary side and the secondary side of the three-phase transformer 902 is not constant and the input power supply voltage is asymmetric, each of the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 931 to 954 is It is necessary to calculate the pulse width of the PWM pulse based on the output voltage command from the input power supply voltage value and phase, and since the configuration includes a large number of controllers as described above, the number of components of the power conversion device increases and the device There has been a situation in which miniaturization cannot be achieved and, as a result, the apparatus becomes expensive.
[0010]
The present invention has been made in view of the above-described conventional circumstances. In a PWM control power converter, the number of controllers for generating a PWM pulse signal can be reduced to reduce the size of the device. An object of the present invention is to provide a power conversion device that is inexpensive and can generate a high voltage with low distortion.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, the invention of the serial multiple pulse width modulation cycloconverter device according to claim 1 is characterized in that n outputs (n Is an integer of 3 or more) In a serial multiple pulse width modulation cycloconverter device having one or more output phases connected in series, the n AC power sources constituting one output phase have a common electrical phase angle. And Means for generating a pulse width modulation signal, and means for generating each pulse width modulation signal to each pulse width modulation cycloconverter device by shifting the phase of the pulse width modulation signal from each other. It is characterized by having.
[0012]
The invention according to claim 2 Claim 1 In the described serial multiple pulse width modulation cycloconverter device, The means for generating the respective pulse width modulation signals to the respective pulse width modulation cycloconverter devices by shifting the phases of the pulse width modulation signals from each other, the respective pulse width modulation signals having the phases shifted from each other by 360 degrees / n. Generate It is characterized by that.
Further, the invention according to claim 3 is the claim. 1 or 2 In the described serial multiple pulse width modulation cycloconverter device, Each AC power source constituting one output phase is each secondary winding output of one common transformer. It is characterized by that.
[0013]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a control method for a serial multiple pulse width modulation cycloconverter apparatus, wherein n outputs (n is 3 or more) of each pulse width modulation cycloconverter apparatus using AC power supplies isolated from each other as inputs. Integer) In a serial multiple pulse width modulation cycloconverter device having one or more output phases configured in series connection, the n AC power sources configuring one output phase are set to a common electrical phase angle, and a pulse Generating a width modulation signal, generating a pulse width modulation signal to each of the pulse width modulation cycloconverter devices by shifting the phase of the pulse width modulation signal from each other, and based on the pulse width modulation signals shifted from each other Operating each pulse width modulation cycloconverter device .
The invention according to claim 5 5. The control method for a serial multiple pulse width modulation cycloconverter device according to claim 4, wherein the phases of the pulse width modulation signals are mutually different from each other at a carrier frequency. 360 degrees / n Generating each pulse width modulation signal to each pulse width modulation cycloconverter device by shifting the phase one by one, and operating each pulse width modulation cycloconverter device based on each pulse width modulation signal shifted from each other To .
Further, the invention described in claim 6 6. The control method of a serial multiple pulse width modulation cycloconverter device according to claim 4 or 5, wherein each AC power source constituting one output phase is used as a secondary winding output of one common transformer, and common electric power is used. Set to phase angle It is characterized by that.
[0014]
And According to the present invention, One three-phase transformer having one set of primary windings and 3 × n sets (n is an arbitrary positive integer) secondary windings whose electrical angles are in phase with each other, and 3 × n sets of 2 3 × n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters connected to the secondary windings respectively, and 3 × n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters have n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters A three-phase / single-phase PWM cycloconverter in a series multiple pulse width modulation cycloconverter device comprising three sets of PWM pulse generation controllers corresponding to the units and variable-speed driving of an AC motor when the unit is organized in three groups A three-phase AC input terminal connected to the secondary winding, a single-phase output terminal, a three-phase reactor connected to the three-phase AC input terminal, and a three-phase AC input terminal and a single-phase output terminal respectively. P connected to the bridge And six bidirectional semiconductor power switches capable of self-conduction and self-interruption, in which current flows in both directions by switching operation based on M control. In each unit, n sets of three The single-phase output terminals of the phase / single-phase PWM cycloconverter are connected in series, one of the single-phase AC terminals at both ends of the series connection is star-connected between the three sets of units, and the other is the input terminal of the AC motor Connect to. The PWM pulse creation controller then determines the voltage value and phase of the voltage applied to the three-phase input terminal of one three-phase / single-phase PWM cycloconverter in the corresponding unit, and the voltage to be supplied from the unit to the AC motor. N sets of PWM pulses for controlling the switching operations of the six bidirectional semiconductor power switches of each of the n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters in the unit, based on the output voltage command that designates Here, the n sets of PWM pulses have the same phase of the voltage output to the single-phase output terminal by the n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters in each unit. Created so that the electrical angle of the fundamental voltage phase of the voltage to be supplied from the unit to the input terminal of the AC motor is 120 degrees different from each other. That. In this way, the 3 × n sets of secondary windings of the three-phase transformer are connected with the same degree of coupling so that the electrical angles are in phase with each other. In three sets of PWM pulse generation controllers respectively corresponding to the three sets of units, three three-phase / single-phase PWM cycloconverters in the unit are transmitted to the 3 × n sets of secondary windings at the same degree. Based on an output voltage command that specifies the voltage value and phase of the voltage applied to the phase input terminal and specifies the voltage to be supplied from the unit to the AC motor, n sets of three-phase / single units in the unit It is possible to create n sets of PWM pulses that control the switching operation of the six bidirectional semiconductor power switches in each of the phase PWM cycloconverters. That is, even if it does not have 3 × n sets of PWM pulse generation controllers corresponding to 3 × n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters as in the prior art, an appropriate n sets of PWM pulses can be generated by one PWM pulse generation controller. Since PWM pulses can be created, the number of controllers for generating PWM pulse signals is reduced to 1 / n (where n means the number of stages in the unit, that is, the number of three-phase / single-phase PWM cycloconverters). Since it is possible to reduce the size and cost of the device, and to create a PWM pulse for PWM control taking into account the asymmetry and pulsation of the three-phase AC power supply, A high voltage with low distortion can be generated from each unit to the AC motor to be driven.
[0015]
Also, According to the present invention, In the PWM pulse creation controller, n sets of PWM pulses are created so that the phases of the carrier frequencies are different from each other by (360 ÷ n) degrees. More specifically, in the PWM pulse generation controller, the conversion means converts the voltage applied to the three-phase input terminal of one three-phase / single-phase PWM cycloconverter in the corresponding unit by digital conversion, and also detects the phase. The phase of the applied voltage is detected by the means, and the PWM pulse is calculated based on the voltage value digitally converted by the converting means, the phase detected by the phase detecting means, and the output voltage command by the calculating means. The PWM width is calculated to generate one PWM pulse, and n sets of PWM pulses are generated by the distributing means so that the phase of the carrier frequency differs from the one PWM pulse by (360 ÷ n) degrees. . That is, since the 3 × n sets of secondary windings of the three-phase transformer are electrically connected with the same degree of coupling so that the electrical angles are in phase with each other, the asymmetry and pulsation of the three-phase AC power supply are the same degree. In the PWM pulse generation controller corresponding to the unit, the voltage value and the phase of the voltage applied to one three-phase input terminal are taken in as a representative, and the unit is transferred from the unit. Based on an output voltage command that specifies a voltage to be supplied to the AC motor, one PWM pulse is generated, and n sets of PWMs whose carrier frequency phases differ from each other by (360 ÷ n) degrees from the one PWM pulse. Pulses can be created.
Therefore, by providing three sets of PWM pulse generation controllers corresponding to the units, an appropriate n sets of PWM pulses can be generated. Therefore, the number of controllers for generating a PWM pulse signal is reduced to the conventional 1 / n (here, , N means the number of stages in the unit, i.e., the number of three-phase / single-phase PWM cycloconverters), which can reduce the size and cost of the apparatus, Since PWM pulses for PWM control taking into account the asymmetry and pulsation of the AC power supply are created, a high voltage with low distortion can be generated from each unit to the AC motor to be driven.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Less than, Form of the present invention Will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. Electric motor It is a circuit block diagram of a drive circuit.
In the same figure, the multiplex three-phase PWM cycloconverter of this embodiment Using method The motor drive circuit includes a three-phase AC power source 101, a three-phase transformer 102, 3 × n sets (here, n = 4, 12 sets) of PWM cycloconverters 131 to 154, and an AC motor 106 to be driven. Configured.
[0018]
The three-phase transformer 102 includes a set of delta-connected primary windings 110 and 12 sets of star-connected secondary windings 111 to 122 having the same electrical angle (3 × n =). It is.
The 12 sets of PWM cycloconverters 131 to 154 have the same structure, and specifically, each PWM cycloconverter 131 to 154 has a circuit structure as shown in FIG. In FIG. 2, the PWM cycloconverter includes a three-phase AC reactor 207 in which a reactor is connected in series to a three-phase AC terminal r, s, t, a single-phase AC terminal a, b, and a three-phase AC terminal r, s, t. A filter capacitor 208 in which capacitors are delta-connected to the three-phase AC terminals r, s, and t, and six bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 that allow current to flow in both directions and that can be self-conductive / self-blocked. The six bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 are connected to the three-phase AC terminals r, s, t and the single-phase AC terminals a, b, respectively, in a three-phase bridge. The switching operation of the six bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 is controlled by a PWM pulse signal supplied from a PWM pulse creation controller and a PWM pulse distributor, which will be described later. Further, instead of the three-phase AC reactor 207, the leakage inductance of the secondary windings 111 to 122 of the three-phase transformer 102 can be used.
[0019]
The output of the three-phase AC power supply 101 is connected to the primary winding 110 of the three-phase transformer 102, and the outputs of the 12 sets of secondary windings 111 to 122 of the three-phase transformer 102 are respectively 12 sets of PWM cycloconverters. 131 to 154 are connected to three-phase AC terminals r, s, and t.
Further, the 12 sets of PWM cycloconverters 131 to 154 are composed of 3 units as a whole, with 4 sets of PWM cycloconverters as one unit. That is, the U-phase unit 103 composed of the PWM cycloconverters 131 to 134, the V-phase unit 104 composed of the PWM cycloconverters 141 to 144, and the W-phase unit 105 composed of the PWM cycloconverters 151 to 154. . The single-phase AC terminals a and b of the four sets of PWM cycloconverters in each unit are connected in series, and one of the single-phase AC terminals a and b serving as both ends of the series connection is the U-phase unit 103 and the V-phase unit. 104 and the W-phase unit 105 are star-connected (at node o), and the other of the single-phase AC terminals a and b serving as both ends of the series connection is the three-phase input terminals u and v of the AC motor 106 to be driven. , W.
[0020]
In the motor drive circuit according to the present embodiment, four sets of each of the U-phase unit 103, the V-phase unit 104, and the W-phase unit 105 are received by a PWM pulse signal supplied from a PWM pulse generation controller and a PWM pulse distributor described later. The three-phase / single-phase PWM cycloconverter is controlled so that the fundamental voltage of the AC output output to the single-phase AC terminals a and b of the three-phase / single-phase PWM cycloconverter becomes the same phase. The phase units 105 are controlled so as to generate alternating current outputs in which the electrical angles of the fundamental voltage phases are different from each other by 120 degrees.
[0021]
3, 4, and 5 are circuit diagrams of specific configuration examples of the bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 shown in the circuit configuration of the PWM cycloconverters 131 to 154 in FIG. 2. 3, 4, and 5, reference numerals 301, 302, 401, 402, and 501 are IGBTs, and 303, 304, 403, 404, and 502 to 505 are diodes.
In the specific example 1 shown in FIG. 3, the bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 include semiconductor power elements (in this case, IGBTs) 301 and 302 having a self-cutoff capability such as IGBTs and FETs, and the semiconductor power elements 301. , 302 are formed by connecting two sets of diodes 303, 304 connected in reverse parallel so that the flow direction is opposite to each other in series. That is, when a current flows from the terminal A to the terminal B, the current flows through the IGBT 301 and the diode 304, and when a current flows from the terminal B to the terminal A, the current flows through the IGBT 302 and the diode 303.
[0022]
Next, in the specific example 2 shown in FIG. 4, the bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 include semiconductor power elements (in this case, using IGBTs) 401 and 402 having self-cutoff capability such as IGBTs and FETs, and the semiconductors. Two sets of semiconductor power switches including diodes 403 and 404 connected in series with the power elements 401 and 402 in the same direction as the flow direction are connected in parallel with opposite polarities. That is, when a current flows from the terminal A to the terminal B, the current flows through the IGBT 401 and the diode 403, and when a current flows from the terminal B to the terminal A, the current flows through the IGBT 402 and the diode 404.
Furthermore, in the specific example 3 shown in FIG. 5, the bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 are arranged such that the four diodes 502 to 505 connected to the single-phase bridge and the flow direction between the two DC terminals of the single-phase bridge. And a semiconductor power element (in this case, using an IGBT) 501 such as IGBT and FET connected in the same direction and having two AC terminals of a single-phase bridge as input / output terminals. ing. That is, when a current flows from the terminal A to the terminal B, the current flows through the diode 502, the IGBT 501 and the diode 505, and when a current flows from the terminal B to the terminal A, the current flows through the diode 504, the IGBT 501 and the diode 503. Current flows.
[0023]
Next, referring to FIG. 6, FIG. 7, and FIG. Form The PWM control in the applied electric motor drive circuit will be described. FIG. 6 shows a PWM creation pulse controller and a PWM pulse configured for each unit. Distributor FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a signal waveform of a PWM pulse signal generated for one unit, and FIG. 8 is a diagram illustrating four sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters in one unit. It is explanatory drawing which illustrates the waveform of the output voltage output, and the waveform of the phase voltage supplied to the AC motor 106 of this unit.
As described above, the switching operations of the six bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 in the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 131 to 154 are controlled by the PWM pulse signal, and the U-phase unit 103 and the V-phase unit are controlled. In each of the units 104 and W-phase unit 105, the fundamental wave voltage of the AC output output to the single-phase AC terminals a and b of the four sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters is controlled to be in phase, In addition, the U-phase unit 903, the V-phase unit 904, and the W-phase unit 905 are controlled so as to generate AC outputs whose fundamental wave voltage phases have different phases by 120 degrees.
[0024]
In order to perform such PWM control, the PWM pulse signal is created with a configuration as shown in FIG. 6, reference numeral 601 denotes a PWM pulse generation controller, 602 denotes a PWM pulse distributor (distribution means), 611 denotes an A / D converter (conversion means), 612 denotes a phase detector (phase detection means), and 613 denotes a CPU. (Calculation means).
First, the voltage applied to the three-phase input terminal of one three-phase / single-phase PWM cycloconverter in the corresponding unit is digitally converted by the A / D converter 611, and the phase of the applied voltage is converted to the phase detector 612. Detect by. Next, the CPU 613 calculates the pulse width of the PWM pulse based on the digitally converted voltage value, the detected phase, and the output voltage command, and creates one PWM pulse signal. For example, based on the voltage value and phase of the three-phase AC terminals r, s, and t of the three-phase / single-phase PWM cycloconverter 131 and the output voltage command that specifies the voltage to be supplied from the U-phase unit 103 to the AC motor 106. For example, a PWM pulse signal at the first stage of the U-phase unit 103, that is, a signal for controlling the switching operation of the bidirectional semiconductor power switches 211 to 216 of the three-phase / single-phase PWM cycloconverter 131 is created.
[0025]
Next, the PWM pulse distributor 602 creates four sets of PWM pulses from one PWM pulse signal created by the CPU 613 so that the carrier frequency phases differ from each other by (360 ÷ n) degrees. For example, assuming that the first stage PWM pulse signal of the U-phase unit 103 is created by the CPU 613, when the carrier cycle is T, the first stage PWM pulse signal (see FIG. 7A) is used. A signal whose phase is shifted by T / 4 is created as a second-stage PWM pulse signal (see FIG. 7B), and a signal whose phase is shifted by T / 2 is created as a third-stage PWM pulse signal. Further, a signal whose phase is shifted by 3T / 4 is created as a fourth-stage PWM pulse signal (see FIG. 7C). That is, as shown in FIG. 7, when one unit is configured by an n-stage three-phase / single-phase PWM cycloconverter, the phase is shifted from the first-stage PWM pulse signal by (n−1) × T / n. The shifted signal is created as the n-th PWM pulse signal.
[0026]
The first to fourth pulse signals generated as described above are supplied to the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 131 to 134 of the U-phase unit 103, respectively, and the bidirectional semiconductor power switches 211 to If the switching operation of 216 is controlled, the voltage waveforms as shown in FIGS. 8A to 8D are output from the single-phase AC terminals a and b of the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 131 to 134, respectively. The Rukoto. Therefore, the U-phase voltage supplied to the AC motor 106 by the U-phase unit 103 is a combination of the outputs of the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 131 to 134 in each stage, as shown in FIG. The output voltage waveform.
[0027]
As described above, this implementation Form In the applied motor drive circuit, in the three-phase transformer 102, the primary winding 110, the secondary windings 111 to 114, the secondary windings 115 to 118, and the secondary windings 119 to 122 have the same electrical coupling degree. Since they are connected, the asymmetry and pulsation of the three-phase AC power supply 101 are also transmitted to the 3 × 4 sets of secondary windings 111 to 122 with the same degree. The unit-compatible PWM pulse generation controller 601 should take in the voltage value and phase of the voltage applied to one of the three-phase input terminals r, s, t as a representative, and supply the voltage to the AC motor 106 from the unit. A PWM pulse signal of one stage is created based on an output voltage command that designates a voltage. Further, in the PWM pulse distributor 602, the phase of the carrier frequency is mutually (360 ÷ n) from the PWM pulse signal of the one stage. It is possible to create PWM pulse signals of other stages so as to be different from time to time, and to create four sets of PWM pulses in total.
Therefore, in the present embodiment, by providing three sets of PWM pulse generation controllers 601 and PWM pulse distributors 602 corresponding to the units, four sets of appropriate PWM pulses can be generated, so that a PWM pulse signal can be generated. The number of controllers can be reduced to the conventional 1 / n (where n means the number of stages in the unit, that is, the number of three-phase / single-phase PWM cycloconverters). Since the PWM pulse for PWM control taking into account the asymmetry and pulsation of the three-phase AC power supply 101 can be created, the unit can drive the AC motor 106 to be driven from each unit. A high voltage with low distortion can be generated.
[0028]
Finally, this implementation Form Measures for improving redundancy in the applied motor drive circuit will be described. The characteristic of the power converter with multiple configurations is that a plurality of power converters having the same function (that is, three-phase / single-phase PWM cycloconverters 131 to 154) are used as shown in the configuration of FIG. Even if some power converters are disconnected, the operation can be continued.
In FIG. 1, assuming a case where the first three-phase / single-phase PWM cycloconverter 141 of the V-phase unit 104 has failed, the single-phase AC terminals a and b are short-circuited by electric wires or bus bars, and a healthy three-phase is achieved. / The output voltage of the V-phase unit 104 is generated by the single-phase PWM cycloconverters 142 to 144. For example, in the U-phase unit 103, two units connected to the three-phase AC terminals r, s, and t of the same-phase three-phase / single-phase PWM cycloconverter 131 are used in order to balance the other units. Three sets of bidirectional semiconductor power switches 211, 216, 212, 215, and 213, 214 are sequentially connected one by one at equal time intervals and short-circuited, and the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 132 to 134 are used to form the U-phase unit 103. The output voltage is generated. Similarly, in the W-phase unit 105, two sets of two bidirectional semiconductor power switches each connected to the three-phase AC terminals r, s, and t of the same-phase three-phase / single-phase PWM cycloconverter 151 are set one by one. Sequentially conducted at equal time intervals and short-circuited, and the output voltage of the W-phase unit 105 is generated by the three-phase / single-phase PWM cycloconverters 152 to 154. With the above measures, a three-phase balanced output voltage can be generated, but the maximum output voltage is 3/4 of the normal value. Also, instead of short-circuiting three sets of two bidirectional semiconductor power switches connected to each of the three-phase AC terminals r, s, and t one by one at regular time intervals, three-phase / single-phase PWM It is also possible to detect the current direction of the single-phase AC terminals a and b of the cycloconverters 131 and 151 and to conduct the operation by short-circuiting them one by one each time the current direction is reversed.
[0029]
【The invention's effect】
As explained above, In the present invention According to this, one three-phase transformer including one set of primary windings and 3 × n sets (n is an arbitrary positive integer) secondary windings having the same electrical angle with each other, and 3 × n 3 × n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters connected to each of the secondary windings of the set, and 3 × n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters are n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters When three sets of units equipped with are arranged, three sets of PWM pulse generation controllers corresponding to the units are provided to drive the AC motor at a variable speed Serial multiple pulse width modulation cycloconverter device In the PWM pulse generation controller, the voltage value and phase of the voltage applied to the three-phase input terminal of one three-phase / single-phase PWM cycloconverter in the corresponding unit, and the voltage to be supplied from the unit to the AC motor And n sets of PWM pulses for controlling the switching operation of each of the six bidirectional semiconductor power switches of the n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters in the unit. In addition, the n sets of PWM pulses have the same phase of the voltage output to the single phase output terminal by the n sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters in the unit, The electrical angle of the fundamental voltage phase of the voltage to be supplied from the unit to the input terminal of the AC motor is 120 degrees different from each other. Since the 3 × n secondary windings of the three-phase transformer are connected with the same degree of coupling so that the electrical angles are in phase with each other, the three-phase AC power supply is asymmetrical. The characteristics and pulsation are transmitted to the 3 × n sets of secondary windings to the same degree, and in the three sets of PWM pulse generation controllers corresponding to the three sets of units, one three-phase / single-phase Based on an output voltage command that designates a voltage to be supplied from the unit to the AC motor, representatively representing the voltage value and phase of the voltage applied to the three-phase input terminal of the PWM cycloconverter, n sets in the unit It is possible to create n sets of PWM pulses for controlling the switching operation of the six bidirectional semiconductor power switches of each of the three-phase / single-phase PWM cycloconverters. Even if it does not have 3 × n sets of PWM pulse generation controllers corresponding to the three-phase / single-phase PWM cycloconverter, an appropriate n sets of PWM pulses can be generated by one PWM pulse generation controller. Can be reduced to 1 / n, where n means the number of stages in the unit, i.e. the number of three-phase / single-phase PWM cycloconverters. It is possible to reduce the size and cost, and also create PWM pulses for PWM control taking into account the asymmetry and pulsation of the three-phase AC power supply. Can generate high voltage with low distortion Serial multiple pulse width modulation matrix converter device Can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 relates to an embodiment of the present invention. Serial multiple pulse width modulation matrix converter device It is a circuit block diagram of the electric motor drive circuit to which is applied.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a PWM cycloconverter.
FIG. 3 is a circuit diagram of a specific example 1 of a bidirectional semiconductor power switch in a PWM cycloconverter.
FIG. 4 is a circuit diagram of a specific example 2 of the bidirectional semiconductor power switch in the PWM cycloconverter.
FIG. 5 is a circuit diagram of a specific example 3 of the bidirectional semiconductor power switch in the PWM cycloconverter.
FIG. 6 is a configuration diagram of a PWM creation pulse controller and a PWM pulse distributor configured for each unit.
FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a signal waveform of a PWM pulse signal generated for one unit.
FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating waveforms of output voltages output from four sets of three-phase / single-phase PWM cycloconverters in one unit and waveforms of phase voltages supplied to the AC motor of the unit;
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of an electric motor driving circuit using a conventional power conversion device of a multiple three-phase PWM cycloconverter system.
[Explanation of symbols]
101 Three-phase AC power supply
102 Three-phase transformer
103 U-phase unit
104 V-phase unit
105 W phase unit
106 AC motor
110 Primary winding
111-122 Secondary winding
131-154 PWM cycloconverter
r, s, t Three-phase AC terminal
a, b Single-phase AC terminal
207 Three-phase AC reactor
208 Filter capacitor
211-216 Bidirectional Semiconductor Power Switch
u, v, w AC motor three-phase input terminal
301, 302, 401, 402, 501 IGBT
303, 304, 403, 404, 502-505 Diode
601 PWM pulse creation controller
602 PWM pulse distributor (distribution means)
611 A / D converter (conversion means)
612 Phase detector (phase detection means)
613 CPU (calculation means)

Claims

A serial multiple pulse width modulation cycloconverter comprising one or more output phases configured by connecting n outputs (n is an integer of 3 or more) in series with each other, each having an AC power supply isolated from each other as inputs. In the device
The n AC power sources constituting one output phase have a common electrical phase angle,
Means for generating a pulse width modulated signal;
A serial multiple pulse width modulation cycloconverter device comprising means for generating each pulse width modulation signal to each pulse width modulation cycloconverter device by shifting the phases of the pulse width modulation signals from each other .

The means for generating the respective pulse width modulation signals to the respective pulse width modulation cycloconverter devices by shifting the phases of the pulse width modulation signals from each other, the respective pulse width modulation signals having the phases shifted from each other by 360 degrees / n. multi-series pulse width modulation cycloconverter system of claim 1, wherein the generating a.

3. The serial multiple pulse width modulation cycloconverter device according to claim 1 , wherein each AC power source constituting one output phase is a secondary winding output of one common transformer .

A serial multiple pulse width modulation cycloconverter comprising one or more output phases configured by connecting n outputs (n is an integer of 3 or more) in series with each other, each having an AC power supply isolated from each other as inputs. In the device
The n AC power sources constituting one output phase are set to a common electrical phase angle,
Generate a pulse width modulated signal,
Each pulse width modulation signal to each pulse width modulation cycloconverter device is generated by shifting the phase of the pulse width modulation signal from each other,
A control method for a serial multiple pulse width modulation cycloconverter device , wherein the pulse width modulation cycloconverter device is operated based on the pulse width modulation signals shifted from each other .

Each pulse width modulation signal to each pulse width modulation cycloconverter device is generated by shifting the phase of the pulse width modulation signal by 360 degrees / n of the carrier frequency from each other ,
The method of claim 4 multi-series pulse width modulation cycloconverter system as set forth, characterized by operating each of said pulse width modulation cycloconverter system based on each pulse width modulated signal said offset from one another.

6. The serial multiple pulse according to claim 4 or 5, wherein each AC power source constituting one output phase is set to a secondary winding output of one common transformer and set to an electric phase angle common to each other. Control method of width modulation cycloconverter device.