JP5755930B2 - Unit cell and AC / DC converter using the same - Google Patents

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Description

本発明は、単位セルとこれを用いた交直変換装置に係り、特に単位セルを構成する直流コンデンサの容量及び寸法・質量を低減させることに関する。   The present invention relates to a unit cell and an AC / DC converter using the unit cell, and more particularly to reducing the capacity, size, and mass of a DC capacitor constituting the unit cell.

交直変換装置として、モジュラー・マルチレベル変換装置（Ｍｏｄｕｌｅｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と呼称されるものが、非特許文献１などで知られている。この変換装置は、単位セル（チョッパ回路）とその制御回路等から構成される単位変換器を複数個直列接続、または、並列接続した電力変換装置である。   As an AC / DC converter, what is called a modular multilevel converter is known in Non-Patent Document 1 and the like. This conversion device is a power conversion device in which a plurality of unit converters each including a unit cell (chopper circuit) and its control circuit are connected in series or in parallel.

この構成では、単位変換器の直列接続数に比例して、モジュラー・マルチレベル変換装置が出力可能な電圧は高くなり、同時に出力電圧波形のレベル数（段数）が増えるため、３レベル変換装置と比べ、モジュラー・マルチレベル変換装置の出力電圧に含まれる高調波は低減される。   In this configuration, the voltage that can be output from the modular multilevel converter increases in proportion to the number of unit converters connected in series, and at the same time, the number of levels (number of stages) of the output voltage waveform increases. In comparison, the harmonics contained in the output voltage of the modular multilevel converter are reduced.

これにより、モジュラー・マルチレベル変換装置は、従来実施していた変換装置の多相化や、系統のフィルタ設備等が不要となり、システム寸法・質量が大幅に削減されるという特徴を有する。   As a result, the modular multi-level conversion device is characterized in that the conventional multi-phase conversion device, the system filter equipment, and the like are not required, and the system size and mass are greatly reduced.

平成２０年度電気学会産業応用部門大会「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）の高圧モータドライブシステムへの応用」2008 IEEJ Industrial Application Conference “Application of Modular Multilevel Converter (MMC) to High Voltage Motor Drive System”

本発明が解決しようとする課題は、モジュラー・マルチレベル変換装置の単位変換器内の直流コンデンサの電圧変動を抑制することである。   The problem to be solved by the present invention is to suppress voltage fluctuation of the DC capacitor in the unit converter of the modular multilevel converter.

従来のモジュラー・マルチレベル変換装置を構成する単位変換器の単位セル部分の一例を図２に示す。図２の単位セル１８は、１組のスイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をそれぞれのエミッタ、コレクタ間で直列接続し、他端の間に直列コンデンサＣを接続する。その上で、エミッタ、コレクタ間の直列接続部と、他端の間の電位を単位セル装置の出力Ｖｊとして取り出す。この図で、Ｒ，Ｄは単位セル装置を構成するヒューズ、ダイオードであり、ここでは直列コンデンサＣの電位をＶｃ、直列接続点からの電流をＩｊとする。   An example of a unit cell portion of a unit converter constituting a conventional modular multilevel conversion apparatus is shown in FIG. In the unit cell 18 of FIG. 2, a set of switching elements, for example, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) are connected in series between their emitters and collectors, and a series capacitor C is connected between the other ends. After that, the potential between the series connection part between the emitter and the collector and the other end is taken out as the output Vj of the unit cell device. In this figure, R and D are fuses and diodes constituting the unit cell device, where the potential of the series capacitor C is Vc and the current from the series connection point is Ij.

尚、単位セル１８は、基本的には上記回路構成を備えたものであるが、単位変換器としてはさらにその制御回路等をも含む。以下の説明では特に必要がない限り、単位セルとして説明を行う。   The unit cell 18 basically has the above circuit configuration, but the unit converter further includes its control circuit and the like. In the following description, the unit cell will be described unless otherwise required.

図２では、単位セル１８がハーフブリッジ回路で構成されているため、単位セルの出力電圧Ｖｊは、図３に示すとおり直流電圧成分Ｖｊｄｃを含んだ交流電圧波形となる。つまり、この回路では１組のＩＧＢＴの一方をＯＮとするように、ゲート制御を行ない、上側のＩＧＢＴ１ａがＯＮのとき、出力電圧ＶｊはＶｃとなり、下側のＩＧＢＴ１ｂがＯＮのとき、出力電圧Ｖｊは０となるが、１ａ、１ｂの通流期間Ｔａ、Ｔｂを調整することにより交流電圧振幅Ｖｊａｃの交流電圧Ｖｊが得られる。直流電圧成分Ｖｊｄｃは、交流電圧振幅Ｖｊａｃの半分の大きさのものである。なお、単位セル１８の出力電圧と、単位変換器の出力電圧は同じ部位の電圧を示す。   In FIG. 2, since the unit cell 18 is configured by a half bridge circuit, the output voltage Vj of the unit cell has an AC voltage waveform including a DC voltage component Vjdc as shown in FIG. That is, in this circuit, gate control is performed so that one of a pair of IGBTs is turned ON. When the upper IGBT 1a is ON, the output voltage Vj is Vc, and when the lower IGBT 1b is ON, the output voltage Vj Is 0, but the AC voltage Vj having the AC voltage amplitude Vjac is obtained by adjusting the current passing periods Ta and Tb of 1a and 1b. The DC voltage component Vjdc is half the AC voltage amplitude Vjac. Note that the output voltage of the unit cell 18 and the output voltage of the unit converter indicate the voltage at the same part.

このように単位セル１８は、例えば図２のように構成され、図３のように動作する。そして、図４のモジュラー・マルチレベル変換装置は、係る単位セル１８を含む単位変換器１１の出力端子間を複数直列に接続して変換装置のアーム上段、アーム下段を形成し、上下段間を交流（電源側或いは負荷側）の１相に接続してアームと成す。アームは３相分備えられ、これにより、コンバータ部７あるいはインバータ部８とされる。アームの両端間には直流リンク電圧ＶLｃを得るが、この電圧は各単位セル１８の直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和である。   Thus, the unit cell 18 is configured as shown in FIG. 2, for example, and operates as shown in FIG. The modular multilevel converter of FIG. 4 connects a plurality of output terminals of the unit converter 11 including the unit cell 18 in series to form an upper arm and a lower arm of the converter, and between the upper and lower stages. Connect to one phase of AC (power supply side or load side) to form an arm. The arm is provided for three phases, thereby forming the converter unit 7 or the inverter unit 8. A DC link voltage VLc is obtained between both ends of the arm, and this voltage is the sum of the DC voltage components Vjdc of each unit cell 18.

係るモジュラー・マルチレベル変換装置では、この直流電圧成分Ｖｊｄｃが、単位セル１８内の直流コンデンサの基本波周期での変動要因の一つである。その原理を下記の通り説明する。   In such a modular multilevel conversion device, this DC voltage component Vjdc is one of the fluctuation factors in the fundamental wave period of the DC capacitor in the unit cell 18. The principle will be described as follows.

単位セル１８の出力電圧Ｖｊは、直流電圧成分Ｖｊｄｃを含むことから下記（１）式で表される。但し、Ｖｊｄｃは単位セル出力電圧の直流成分（Ｖ）、Ｖｊａｃは単位セル出力電圧の交流成分の振幅（Ｖ）、ｆ１は電源側、または負荷側電圧の基本波周波数（Ｈｚ）、θは単位セル出力電圧の位相（ｒａｄ）である。 Since the output voltage Vj of the unit cell 18 includes the DC voltage component Vjdc, it is expressed by the following equation (1). Where Vjdc is the DC component (V) of the unit cell output voltage, Vjac is the amplitude (V) of the AC component of the unit cell output voltage, f 1 is the fundamental frequency (Hz) of the power supply side or load side voltage, and θ is This is the phase (rad) of the unit cell output voltage.

［数１］
Ｖｊ＝Ｖｊｄｃ＋Ｖｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋θ）・・・・・（１）
単位セルの出力電流Ｉｊは、下記（２）式で表される。ここで、Ｉｊｄｃは単位セル出力電流の直流成分（Ａ）、Ｉｊａｃは単位セル出力電流の交流成分の振幅（Ａ）、Φは単位セル出力電流の位相（ｒａｄ）である。但し、無効電力のみの場合（Ｖｊｄｃ＝０の場合）はＩｊｄｃ＝０である。 [Equation 1]
Vj = Vjdc + Vjac × Sin (2πf 1 τ + θ) (1)
The output current Ij of the unit cell is expressed by the following equation (2). Here, Ijdc is the direct current component (A) of the unit cell output current, Ijac is the amplitude (A) of the alternating current component of the unit cell output current, and Φ is the phase (rad) of the unit cell output current. However, Ijdc = 0 when only reactive power is used (when Vjdc = 0).

［数２］
Ｉｊ＝Ｉｊｄｃ＋Ｉｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋Φ）・・・・・（２）
次に、上記（１）（２）式を掛けて単位セルの出力電力（コンデンサ電力）を求めてみるに、式が長大となるので、（１）（２）式の第１項（直流分）同士の積成分Ｐｆ０を（３）式に、（１）（２）式の第１項（直流分）と第２項（交流分）の積成分Ｐｆ１を（４）式に、（１）（２）式の第２項（交流分）同士の積成分Ｐｆ２を（５）式に、分割して表示する。 [Equation 2]
Ij = Ijdc + Ijac × Sin (2πf 1 τ + Φ) (2)
Next, when the output power (capacitor power) of the unit cell is obtained by multiplying the above expressions (1) and (2), the expression becomes long, so the first term (DC component) of the expressions (1) and (2) ) Between the product components Pf0 of the first term (DC component) and the second term (AC component) of the equations (1) and (2) into the equation (4), (1) The product component Pf2 of the second term (AC component) in the equation (2) is divided and displayed in the equation (5).

［数３］
Ｐｆ０＝Ｖｊｄｃ×Ｉｊｄｃ・・・・・（３） [Equation 3]
Pf0 = Vjdc × Ijdc (3)

［数４］
Ｐｆ１＝Ｖｊｄｃ×Ｉｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋Φ）＋Ｉｊｄｃ×Ｖｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋θ）・・・・・（４） [Equation 4]
Pf1 = Vjdc × Ijac × Sin (2πf 1 τ + Φ) + Ijdc × Vjac × Sin (2πf 1 τ + θ) (4)

［数５］
Ｐｆ２＝Ｖａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋θ）×Ｉｊａｃ×Ｓｉｎ（２πｆ１τ＋Φ）・・・・・（５）
さらに上記式（５）を、「積和の公式」により展開すると、下記（６）式になる。 [Equation 5]
Pf2 = Vac × Sin (2πf 1 τ + θ) × Ijac × Sin (2πf 1 τ + Φ) (5)
Further, when the above equation (5) is expanded by the “sum of products” formula, the following equation (6) is obtained.

［数６］
Ｐｆ２＝Ｖｊａｃ×Ｉｊａｃ×（−１／２）×｛Ｃｏｓ｛４πｆ１τ＋（θ＋Φ）｝−Ｃｏｓ（θ−Φ）｝・・・・・（６）
上記（４）式は、単位セル１８内の直流コンデンサＣの電力が、電源側、または、負荷側電圧の基本波周波数ｆ１の周期で変動することを示しており、これはそのまま直流コンデンサの電圧変動となって現れる。 [Equation 6]
Pf2 = Vjac × Ijac × (−1/2) × {Cos {4πf 1 τ + (θ + Φ)} − Cos (θ−Φ)} (6)
The above equation (4) indicates that the power of the DC capacitor C in the unit cell 18 fluctuates in the period of the fundamental frequency f 1 of the power supply side or load side voltage, which is the same as that of the DC capacitor. Appears as voltage fluctuations.

図５ａに直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波である場合、図５ｂに直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が高周波である場合を示しているが、直流コンデンサ電圧Ｖｃが低い周波数で変動すると、直流コンデンサの充電・放電それぞれの時間が長くなり、結果、直流コンデンサの充放電電荷量が増加することから、直流コンデンサの容量、寸法・質量が増加してしまう。 If the fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc is low frequency in Figure 5a, but the fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc in FIG. 5b indicates the case where the high-frequency, low DC capacitor voltage Vc When it fluctuates with the frequency, each time of charging / discharging of the DC capacitor becomes longer, and as a result, the charge / discharge charge amount of the DC capacitor increases, so that the capacity, size and mass of the DC capacitor increase.

先に、モジュラー・マルチレベル変換装置の長所は、システム寸法・質量が大幅に削減できることにあると説明したが、直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波であるような用途への適用においては、直流コンデンサの充放電電荷量が増加することに伴う直流コンデンサの容量、寸法・質量の増加により、装置全体としてみると小型化の十分なメリットを得ることができない。 As described above, the advantage of the modular multi-level conversion device is that the system size and mass can be greatly reduced. However, the application to applications where the fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc is a low frequency is described. However, due to an increase in the capacity, dimensions, and mass of the DC capacitor accompanying an increase in the charge / discharge charge amount of the DC capacitor, sufficient merit of miniaturization cannot be obtained as a whole device.

このように、直流コンデンサの電圧変動は、直流コンデンサの寸法・質量を増加させ、結果的にモジュラー・マルチレベル変換装置の寸法・質量も増加させてしまう。   Thus, the voltage fluctuation of the DC capacitor increases the size and mass of the DC capacitor, and consequently increases the size and mass of the modular multilevel conversion device.

然るに、モジュラー・マルチレベル変換装置が適用され、かつ直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波である具体的な用途として、独立の電源、負荷系統が考えられ、特に船舶の場合に問題となる。 However, the modular multi-level converter is applied, and a specific application is a fundamental frequency f 1 is the low frequency of the DC capacitor voltage Vc, independent of the power supply, the load system is considered, in particular problems in the case of a ship It becomes.

図６に示すように、船舶向け電気推進装置はプロペラ３０の軸に直結した推進用電動機５と、推進用電動機５を制御する電力変換装置４と、電力変換装置４に対して最適な電圧に変換する変圧器６と、これらに電源を供給する発電機２と配電盤３から構成される。   As shown in FIG. 6, the electric propulsion device for a ship has a propulsion motor 5 directly connected to the shaft of the propeller 30, a power conversion device 4 that controls the propulsion motor 5, and an optimum voltage for the power conversion device 4. It comprises a transformer 6 for conversion, a generator 2 for supplying power to them, and a switchboard 3.

一般的に船舶向け電気推進装置では、プロペラ３０などの推進用負荷（推進用電動機５）と、船内の一般負荷３１（無線、レーダ等）は同一系統上にあり、また、船内の一般負荷容量に比べ推進用負荷の容量が大きくなることから、電力変換装置４から発生する高調波が一般負荷３１に悪影響を及ぼす可能性がある。   In general, in a marine electric propulsion apparatus, a propulsion load such as a propeller 30 (propulsion motor 5) and an inboard general load 31 (radio, radar, etc.) are on the same system, and the general load capacity in the ship Since the capacity of the propulsion load is larger than that, the harmonics generated from the power conversion device 4 may adversely affect the general load 31.

なお、電力変換装置４から発生する高調波は、系統（発電機２〜電力変換装置４）のインピーダンスに比例して配分されるが、陸上設備と違い船舶に搭載されている発電機のインピーダンスは％Ｚ＝２０〜２５％と、陸上設備（商用電源％Ｚ≒０％）と比べ大きく、系統上の高調波が大きくなり、高調波対策が課題である。   The harmonics generated from the power conversion device 4 are distributed in proportion to the impedance of the system (generator 2 to power conversion device 4). Unlike the land equipment, the impedance of the generator mounted on the ship is % Z = 20 to 25%, which is larger than onshore equipment (commercial power supply% Z≈0%).

しかし、船舶では船内設置スペースの制約等から、フィルタ設備の削減が要求されており、フィルタ設備以外の新しい高調波対策が必要である。   However, ships are required to reduce the number of filter equipment due to restrictions on the installation space in the ship, and new harmonic measures other than the filter equipment are required.

なお、電力変換装置単体の高調波対策として、電力変換装置を多相化して対応しているが、多相化時は電力変換装置を分割する必要があり、システム寸法・質量が増加してしまう。   In addition, as a countermeasure against harmonics of the power converter itself, the power converter is supported by multi-phase, but it is necessary to divide the power converter at the time of multi-phase, which increases system dimensions and mass. .

また、船舶の電気推進装置の出力は近年大容量化の傾向があり、変換装置の出力電圧は高圧化が求められている。   In addition, the output of the electric propulsion device for ships has recently been increasing in capacity, and the output voltage of the conversion device is required to be increased.

船舶用設備には、以上述べた種々の制約があるが、これら課題の多くがモジュラー・マルチレベル変換装置の採用で解決できる。しかし、直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波であることによるシステム寸法・質量の増加を避けられない。 There are various restrictions as described above for marine facilities, but many of these problems can be solved by adopting a modular multilevel converter. However, inevitably the increase in system size and weight due to the fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc is low frequency.

船舶の場合、急停止するときにはプロペラ３０などの推進用負荷（推進用電動機５）を低速回転せざるを得ず、このときに直流コンデンサ電圧Ｖｃの基本波周波数ｆ１が低周波の運転をすることになる。 For ships, the propulsion load such as a propeller 30 (propulsion motors 5) when the sudden stop inevitable to low speed, fundamental frequency f 1 of the DC capacitor voltage Vc at this time is the operation of the low frequency It will be.

このように、船舶向け電気推進装置のような各機器の設置場所の制約が厳しい環境下において、モジュラー・マルチレベル変換装置を小型化するためには、モジュラー・マルチレベル変換装置の直流コンデンサの電圧変動を抑制することが最大の課題となる。   As described above, in order to reduce the size of the modular multilevel converter in an environment where the installation location of each device such as an electric propulsion device for ships is severe, the voltage of the DC capacitor of the modular multilevel converter is reduced. The biggest challenge is to suppress fluctuations.

本発明においては、直流コンデンサ電圧が、電源側、または、負荷側電圧の基本波周波数ｆ１の周期で変動することを抑制し、装置の小型化を図ることを目的とする。 In the present invention, the DC capacitor voltage, the power supply side, or to suppress the variation in the period of the fundamental wave frequency f 1 of the load voltage, and an object thereof is to reduce the size of the apparatus.

本発明の単位セルは、1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグのスイッチング素子の接続点間から出力を得る。   In the unit cell of the present invention, a pair of switching elements are connected in series to form a leg, and capacitors are arranged in parallel on two sets of connected legs in parallel, and output from the connection points of the switching elements of each leg. Get.

なお、一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ制御を行うのがよい。   In addition, after executing switching control for turning on one of the pair of switching elements constituting one leg and turning off the other for a predetermined time, one of the pair of switching elements constituting the other leg is turned on and the other is turned off. It is preferable that the switching control is executed and that the legs are alternately switched to perform ON / OFF control of the switching element.

また、所定時間内での1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とするのがよい。   Further, when performing switching control of a set of switching elements within a predetermined time, the switching interval is preferably variable.

本発明の電力変換装置は、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の１相を接続し、交流電源の３相で構成されたコンバータを含むものであって、単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組のスイッチング素子の接続点間から出力を得る。   A power converter according to the present invention includes a plurality of unit converters including unit cells connected in series to form an arm, one phase of an AC power source is connected between upper and lower arms, and a converter constituted by three phases of an AC power source The unit cell includes a pair of switching elements connected in series to form a leg, and a capacitor is arranged in parallel with two sets of parallel connected legs, and one set of switching elements for each leg. The output is obtained between the connection points.

なお、交流電源の３相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたｎ番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化するのがよい。   In addition, it is good to synchronize the switching timing between the nth unit cell connected in series among several unit cells of the arm which forms the three phases of AC power supply.

また、複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めるのがよい。   Further, it is preferable that the DC voltage shared by the capacitors of the unit cells connected in series is determined for each phase and each arm.

本発明の電力変換装置は、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の１相を接続し、交流電源の３相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の１相を接続し、交流電源の３相で構成されたインバータと、コンバータとインバータの間に設けられた直流回路を含み、コンバータの単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得る。   A power converter according to the present invention includes a plurality of unit converters including unit cells connected in series to form an arm, one phase of an AC power source is connected between upper and lower arms, and a converter constituted by three phases of an AC power source A plurality of unit converters including unit cells are connected in series to form an arm, one phase of the AC power source is connected between the upper and lower arms, an inverter constituted by three phases of the AC power source, a converter and an inverter The unit cell of the converter includes a DC circuit provided between them, and a pair of switching elements is connected in series to form a leg, and capacitors are arranged in parallel in two sets of legs connected in parallel. An output is obtained between the connection points of a set of the switching elements.

なお、インバータの単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつレグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端とスイッチング素子の接続点間から出力を得るのがよい。   In addition, the unit cell of the inverter should form a leg by connecting a set of switching elements in series, and a capacitor should be arranged in parallel with the leg, and an output should be obtained from between one end of the leg and the connection point of the switching element. .

また、コンバータの単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ制御を行い、
インバータの単位セルを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行するのがよい。 In addition, after executing a switching control for turning on one of the pair of switching elements constituting one leg of the converter unit cell and turning off the other for a predetermined time, one of the pair of switching elements constituting the other leg is turned on. On / off control is performed to turn the other off, and the legs are alternately switched to perform on / off control of the switching element.
It is preferable to execute switching control in which one of a set of switching elements constituting the unit cell of the inverter is turned on and the other is turned off.

本発明により、モジュラー・マルチレベル変換装置の直流コンデンサ電圧の変動を抑制することが出来る。   According to the present invention, fluctuations in the DC capacitor voltage of the modular multilevel conversion device can be suppressed.

これにより、直流コンデンサの容量が低減可能となり、結果、直流コンデンサの寸法・質量及びモジュラー・マルチレベル変換装置の小型・軽量化が可能なる。   As a result, the capacity of the DC capacitor can be reduced, and as a result, the size and weight of the DC capacitor and the modular multilevel conversion device can be reduced in size and weight.

フルブリッジ構成した単位セルを示す図。The figure which shows the unit cell comprised by the full bridge. ハーフブリッジ構成した単位セルを示す図。The figure which shows the unit cell comprised by the half bridge. 図２の単位セルの動作を説明するための図。The figure for demonstrating operation | movement of the unit cell of FIG. モジュラー・マルチレベル変換装置の一例を示す図。The figure which shows an example of a modular multilevel conversion apparatus. 基本波周波数ｆ１が低周波である場合の充放電電荷を示す図。It shows a charge-discharge electric charge when the fundamental frequency f 1 is low frequency. 基本波周波数ｆ１が低周波でない場合の充放電電荷を示す図。It shows a charge-discharge electric charge when the fundamental frequency f 1 is not a low frequency. 船舶向け電気推進装置一例を示す図。The figure which shows an example of the electric propulsion apparatus for ships. 本発明を適用する船舶向け電気推進装置のシステム構成を示す図。The figure which shows the system configuration | structure of the electric propulsion apparatus for ships which applies this invention. モジュラー・マルチレベル変換装置を拡大表示した図。The figure which expanded and displayed the modular multilevel conversion apparatus. 図１の単位セルの動作を説明するための図。The figure for demonstrating operation | movement of the unit cell of FIG. ハーフブリッジ単位セルによる通常運転時の電圧波形を示す図。The figure which shows the voltage waveform at the time of normal operation by a half-bridge unit cell. 同じくクラッシュアスターンのときの電圧波形を示す図。The figure which similarly shows the voltage waveform at the time of a crash astern. コンバータがハーフブリッジで、クラッシュアスターンの時の、インバータ単位セル出力Ｖｊを示す図。The figure which shows the inverter unit cell output Vj when a converter is a half bridge and a crash astern. コンバータがフルブリッジで、クラッシュアスターンの時の、インバータ単位セル出力Ｖｊを示す図。The figure which shows the inverter unit cell output Vj when a converter is a full bridge and a crash astern. コンバータ７の具体構成の一例を示す図。FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a specific configuration of a converter 7. コンバータアームを構成する単位変換器の構成を示す図。The figure which shows the structure of the unit converter which comprises a converter arm. コンバータの制御装置１０の制御ブロックを示す図。The figure which shows the control block of the control apparatus 10 of a converter. 単位変換器間の同期処理の様子を示す図。The figure which shows the mode of the synchronous process between unit converters. 単位変換器制御装置の制御ブロックを示す図。The figure which shows the control block of a unit converter control apparatus. 単位変換器の出力電圧を示す図。The figure which shows the output voltage of a unit converter. 直流電圧成分Ｖｊｄｃを含む単位変換器の出力電圧波形を示す図。The figure which shows the output voltage waveform of the unit converter containing DC voltage component Vjdc.

以下本発明の実施例について図を用いて説明する。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

図７に、本発明を適用するに好適な船舶向け電気推進装置のシステム構成図を示す。この図で、電気推進装置のシステムは、系統電圧を監視する電源監視部１００、電源を供給する発電機２、各系統に電源を供給する配電盤３、推進用電動機５（負荷）に最適な電力を供給するモジュラー・マルチレベル変換装置４、プロペラに接続された推進用電動機５、系統電圧を最適な電圧に変換する変圧器６から構成されている。   In FIG. 7, the system block diagram of the electric propulsion apparatus for ships suitable for applying this invention is shown. In this figure, the system of the electric propulsion apparatus is the power optimal for the power supply monitoring unit 100 that monitors the system voltage, the generator 2 that supplies power, the switchboard 3 that supplies power to each system, and the propulsion motor 5 (load). Is composed of a modular multi-level conversion device 4 for propulsion, a propulsion motor 5 connected to a propeller, and a transformer 6 for converting the system voltage into an optimum voltage.

交流発電機２（電源）は、電源監視部１００により、推進用電動機５（負荷）の出力が変動しても、常に設定された電圧・周波数になるように一定制御されている。   The AC generator 2 (power source) is constantly controlled by the power source monitoring unit 100 so that the voltage / frequency is always set even if the output of the propulsion motor 5 (load) fluctuates.

図８は、モジュラー・マルチレベル変換装置４を拡大表示した図である。変換装置４は、所定の電圧・周波数を出力する発電機２（電源）に接続され発電機２の交流電圧を整流する機能を有するコンバータ部７と、推進用電動機５（負荷）に接続されて推進用電動機５に最適な周波数・電圧に変換するインバータ部８と、これらを監視制御する監視制御部９から構成される。コンバータ部７とインバータ部８は直流リンクで接続されている。なお、コンバータ部７とインバータ部８は、例えば図４のように構成されている。また、コンバータ部７とインバータ部８を構成する単位変換器１１の単位セル１８は、従来においては図２のようにハーフブリッジ構成とされていた。   FIG. 8 is an enlarged view of the modular multilevel conversion device 4. The converter 4 is connected to a generator 2 (power supply) that outputs a predetermined voltage / frequency and has a function of rectifying the AC voltage of the generator 2 and a propulsion motor 5 (load). The inverter unit 8 converts the frequency / voltage into the optimal frequency for the propulsion motor 5 and the monitoring control unit 9 for monitoring and controlling them. The converter unit 7 and the inverter unit 8 are connected by a DC link. The converter unit 7 and the inverter unit 8 are configured as shown in FIG. 4, for example. Further, the unit cell 18 of the unit converter 11 that constitutes the converter unit 7 and the inverter unit 8 has conventionally been in a half-bridge configuration as shown in FIG.

本発明においては、コンバータ部７を構成する単位変換器１１の単位セル１８をフルブリッジ構成とする。このことは、インバータ部８を構成する単位変換器１１の単位セルをフルブリッジ構成とする必要がないことを意味している。この結果、従来においては直流リンク電圧を発電機２の電圧以下に下げられない（固定）のに対し、本発明では直流リンク電圧を発電機２の電圧以下に下げられる（可変）。以下、かかる本発明の特徴について詳細に説明する。   In the present invention, the unit cell 18 of the unit converter 11 constituting the converter unit 7 has a full bridge configuration. This means that the unit cell of the unit converter 11 constituting the inverter unit 8 does not need to have a full bridge configuration. As a result, the DC link voltage cannot be lowered below the voltage of the generator 2 (fixed) in the prior art, whereas the DC link voltage can be lowered below the voltage of the generator 2 (variable) in the present invention. Hereinafter, the features of the present invention will be described in detail.

図１は、フルブリッジ構成した本発明の単位セル１８の回路を示す。図１と図２を比較して明らかなように、フルブリッジ構成した本発明の単位セル回路１８では、図２構成との相違点の第１点として、1組のＩＧＢＴの直列回路を２組並列に配置し、両端間に直列コンデンサを設置している。つまり、フルブリッジ構成としている。相違の第２点として、1組のＩＧＢＴのそれぞれの直列接続点間から、単位セル装置の出力を得ている。   FIG. 1 shows a circuit of a unit cell 18 of the present invention in a full bridge configuration. As apparent from comparison between FIG. 1 and FIG. 2, in the unit cell circuit 18 of the present invention having the full bridge configuration, as a first difference from the configuration of FIG. Arranged in parallel, a series capacitor is installed between both ends. That is, a full bridge configuration is adopted. As a second difference, the output of the unit cell device is obtained between the series connection points of one set of IGBTs.

図９は、図１回路での単位セル出力を示す図であり、ハーフブリッジのときの図３と比較して明らかなように、相違点の第３点はＩＧＢＴに対する点弧信号の与え方である。   FIG. 9 is a diagram showing the unit cell output in the circuit of FIG. 1. As apparent from the comparison with FIG. 3 in the case of the half bridge, the third difference is how to give the ignition signal to the IGBT. is there.

ある周期Ｔ１の間はＩＧＢＴのうち、上段の１ａと下段の１dを同時にＯＮ，ＯＦＦ制御し、かつＯＮ期間ＴａとＯＦＦ期間Ｔｂの間隔を制御している。このとき、２組のＩＧＢＴのそれぞれの直列接続点間から得られる単位セル１８の出力は、０（Ｖ）と、正の交流電圧振幅Ｖｊａｃの間で変化する。そして、この期間に続く次の周期Ｔ２の間はＩＧＢＴのうち、上段の１ｃと下段の１bを同時にＯＮ，ＯＦＦ制御し、かつＯＮ期間ＴａとＯＦＦ期間Ｔｂの間隔を制御している。このとき、２組のＩＧＢＴのそれぞれの直列接続点間から得られる単位セル１８の出力は、０（Ｖ）と、負の交流電圧振幅―Ｖｊａｃの間で変化する。   During a certain period T1, the upper 1a and the lower 1d of the IGBT are simultaneously ON / OFF controlled, and the interval between the ON period Ta and the OFF period Tb is controlled. At this time, the output of the unit cell 18 obtained between the series connection points of the two sets of IGBTs varies between 0 (V) and the positive AC voltage amplitude Vjac. During the next period T2 following this period, the upper 1c and the lower 1b of the IGBT are simultaneously ON / OFF controlled, and the interval between the ON period Ta and the OFF period Tb is controlled. At this time, the output of the unit cell 18 obtained between the series connection points of the two sets of IGBTs varies between 0 (V) and the negative AC voltage amplitude −Vjac.

従って、連続する２つの周期Ｔ１，Ｔ２を通して見ると、正と負の交流電圧振幅Ｖｊａｃの間で変化する交流出力電圧が得られている。かつこの時、周期Ｔ１，Ｔ２の長さの相違、あるいはＯＮ期間ＴａとＯＦＦ期間Ｔｂの間隔の相違に起因して交流電圧には、直流電圧成分Ｖｊｄｃが含まれている。この直流電圧成分Ｖｊｄｃは、図２に比べて小さな値であり、かつ可変にできることが、相違点の第４点である。   Therefore, when viewed through two successive periods T1 and T2, an AC output voltage that varies between positive and negative AC voltage amplitude Vjac is obtained. At this time, the AC voltage includes the DC voltage component Vjdc due to the difference in the lengths of the periods T1 and T2 or the difference in the interval between the ON period Ta and the OFF period Tb. This DC voltage component Vjdc is a small value compared to FIG. 2 and can be made variable is a fourth point of difference.

図４のモジュラー・マルチレベル変換装置４としてみたとき、上記の相違により、直流リンク電圧が相違する。ハーフブリッジの場合、直流リンク電圧は直流電圧成分Ｖｊｄｃの積み重ね電圧であり固定値であるが、フルブリッジでは単位セル置の直流コンデンサ成分Ｖｊｄｃが可変値である。同じ積み重ね電圧であっても、フルブリッジのときのほうが小さな直流電圧であることが理解できる。これが、直流コンデンサＣが小さくてもよい理由のひとつである。システム全体としてみたときのこの相違点が相違点の第５点である。   When viewed as the modular multilevel conversion device 4 of FIG. 4, the DC link voltage is different due to the above difference. In the case of the half bridge, the DC link voltage is a stacked voltage of the DC voltage component Vjdc and has a fixed value, but in the full bridge, the DC capacitor component Vjdc in the unit cell is a variable value. It can be understood that the DC voltage is smaller in the case of the full bridge even with the same stacking voltage. This is one of the reasons why the DC capacitor C may be small. This difference when viewed as the whole system is the fifth difference.

以上のような相違点を踏まえながら、本発明の効果が顕著に現れる船舶向け電気推進装置にモジュラー・マルチレベル変換装置４を適用したときについて従来と比較説明する。   Considering the above differences, the case where the modular multi-level conversion device 4 is applied to an electric propulsion device for ships in which the effect of the present invention appears remarkably will be compared with the conventional case.

まず、説明の前提として、モジュラー・マルチレベル変換装置４では、直流リンクの電圧ＶLｃは、モジュラー・マルチレベル変換装置４を構成する各相の単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃを総和したものである。   First, as a premise of explanation, in the modular multilevel conversion device 4, the DC link voltage VLc is obtained by converting the DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell of each phase constituting the modular multilevel conversion device 4. It is the sum.

従来のモジュラー・マルチレベル変換装置４では、直流リンク電圧ＶLｃより大きな交流ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ電圧を出力することが出来ない。   The conventional modular multilevel conversion device 4 cannot output an AC peak to peak voltage that is greater than the DC link voltage VLc.

次に、負荷である推進用電動機５は、船舶の運用（速力、出力）に応じて、モジュラー・マルチレベル変換装置４により、最適な電圧・周波数に変換されて駆動する可変電動機である。   Next, the propulsion motor 5 as a load is a variable motor that is driven by being converted into an optimum voltage / frequency by the modular multilevel conversion device 4 according to the operation (speed, output) of the ship.

推進用電動機５は磁束一定制御（Ｖ／ｆ 一定制御）で運転されるため、モジュラー・マルチレベル変換装置４の出力電圧の周波数が低いと、交流電圧の振幅も小さくなる。   Since the propulsion motor 5 is operated with constant magnetic flux control (V / f constant control), when the frequency of the output voltage of the modular multilevel conversion device 4 is low, the amplitude of the AC voltage also decreases.

船舶が急停止（以下クラッシュアスターン）をかける時には、プロペラを逆回転させるため、推進用電動機５は低回転数・高トルクが要求される。   When the ship makes a sudden stop (hereinafter referred to as a crash astern), the propulsion motor 5 is required to have a low rotational speed and a high torque in order to reversely rotate the propeller.

従来のモジュラー・マルチレベル変換装置４は、このクラッシュアスターン時のような、推進用電動機５が低回転数・高トルクで運用される時に、単位セル内の直流コンデンサの電圧変動が大きくなるという問題が生じる。   The conventional modular multilevel converter 4 has a large voltage fluctuation of the DC capacitor in the unit cell when the propulsion motor 5 is operated at a low rotation speed and a high torque as in the crash astern. Problems arise.

図１０ｂにハーフブリッジ単位セルにおけるクラッシュアスターンのときの電圧波形を、また図１０ａに通常運転時の電圧波形を示す。これを比較して明らかなように、各相の単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和がモジュラー・マルチレベル変換装置４の直流リンク電圧になるが、従来技術では、直流リンク電圧ＶLｃが所定の電圧に固定されているため、単位セルの出力電圧Ｖｊには、推進用電動機５の回転数・交流電圧の振幅の大小に関わらず、常に一定の直流電圧成分Ｖｊｄｃが含まれる。   FIG. 10b shows a voltage waveform at the time of a crash astern in the half-bridge unit cell, and FIG. 10a shows a voltage waveform at the time of normal operation. As is apparent from the comparison, the sum of the DC voltage components Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell of each phase becomes the DC link voltage of the modular multilevel converter 4. Since the voltage VLc is fixed to a predetermined voltage, the output voltage Vj of the unit cell always includes a constant DC voltage component Vjdc regardless of the rotational speed of the propulsion motor 5 and the amplitude of the AC voltage. .

また、上記（４）式にも示した通り、クラッシャアスターン時は高トルクが要求されるため、（４）式のＩｊａｃは大きくなり、かつ、Ｖｊｄｃがどのような運用時でも一定であるから、その積であるコンデンサ電力の変動、つまり、コンデンサ電圧変動は大きくなる。   Also, as shown in the above equation (4), high torque is required during the crusher astern, so Ijac in equation (4) becomes large and Vjdc is constant during any operation. The fluctuation of the capacitor power, which is the product, that is, the fluctuation of the capacitor voltage becomes large.

その上、推進用電動機５の回転数も低いことから、図５で説明したように、直流コンデンサの充電・放電それぞれの時間が長くなり、直流コンデンサの充放電電荷量が増加する。   In addition, since the number of revolutions of the propulsion motor 5 is low, as described with reference to FIG. 5, the time required for charging and discharging the DC capacitor becomes longer, and the charge / discharge charge amount of the DC capacitor increases.

以上により、従来のモジュラー・マルチレベル変換装置４は、クラッシャアスターン時に直流コンデンサの電圧変動が著しく増加し、結果、直流コンデンサの容量、寸法・質量が増加してしまい、モジュラー・マルチレベル変換装置４自体を大型化させてしまう。   As described above, in the conventional modular multilevel converter 4, the voltage fluctuation of the DC capacitor is remarkably increased during the crusher asturn, resulting in an increase in the capacity, size and mass of the DC capacitor. 4 itself is enlarged.

この（４）式の直流コンデンサの電圧変動を減らすためには、推進電動機５のトルク電流は減らせないので、図３に示す単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃ、つまり、直流リンク電圧ＶLｃを下げてやれば良い。
ここで、各相の単位セルの出力電圧Ｖｊの直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和＝直流リンク電圧ＶLｃである。 In order to reduce the voltage fluctuation of the DC capacitor of the equation (4), the torque current of the propulsion motor 5 cannot be reduced. Therefore, the DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell shown in FIG. What is necessary is just to lower the voltage VLc.
Here, the sum of the DC voltage components Vjdc of the output voltage Vj of the unit cell of each phase = DC link voltage VLc.

しかし、直流リンク電圧ＶLｃを下げると、モジュラー・マルチレベル変換装置４が出力できる交流電圧が低くなるため、発電機２からモジュラー・マルチレベル変換装置４へ電流が流れこんでしまう。   However, when the DC link voltage VLc is lowered, the AC voltage that can be output from the modular multilevel conversion device 4 becomes low, and thus current flows from the generator 2 to the modular multilevel conversion device 4.

よって、直流コンデンサ電圧が変動する根本原因である、単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃを、交流発電機２の出力電圧に依存することなく低減する必要がある。   Therefore, it is necessary to reduce the DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell, which is the root cause of fluctuation of the DC capacitor voltage, without depending on the output voltage of the AC generator 2.

その解決のための手段が、コンバータ側の単位セルのフルブリッジ化である。なお、インバータ側の単位セルは従来通り、ハーフブリッジのままでよい。   A means for solving the problem is full bridging of the unit cell on the converter side. Note that the unit cell on the inverter side may be a half-bridge as before.

コンバータ側の単位セルをフルブリッジ化して得られる効果は、図３と図９を比較して説明した通り、電源側の電圧（発電機２の電圧）に依存することなく、直流リンクの電圧を下げられることである。つまり、図３のハーフブリッジでは、直流リンク電圧ＶLｃは各単位セルの直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和であり、Ｖｊｄｃは交流電圧振幅Ｖｊａｃの１／２の大きさの固定値である。これに対し、フルブリッジでは直流リンク電圧ＶLｃは各単位セルの直流電圧成分Ｖｊｄｃの総和であるが、Ｖｊｄｃは交流電圧振幅Ｖｊａｃの大きさに依存しない可変値である。   The effect obtained by full-bridge the unit cell on the converter side is that the voltage of the DC link is not dependent on the voltage on the power source side (the voltage of the generator 2), as explained by comparing FIG. 3 and FIG. Is to be lowered. That is, in the half bridge of FIG. 3, the DC link voltage VLc is the sum of the DC voltage components Vjdc of each unit cell, and Vjdc is a fixed value that is 1/2 the AC voltage amplitude Vjac. On the other hand, in the full bridge, the DC link voltage VLc is the sum of the DC voltage components Vjdc of each unit cell, but Vjdc is a variable value that does not depend on the magnitude of the AC voltage amplitude Vjac.

従って、コンバータ側の単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃを下げることが出来、結果、コンバータ側の単位セルの直流コンデンサの電圧が、基本波周波数ｆ１の周期で変動することを抑制出来る。 Therefore, it is possible to lower the DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell of the converter side, a result, the voltage of the DC capacitor of the unit cell of the converter side, to vary the period of the fundamental frequency f 1 Can be suppressed.

図１１は、クラッシュアスターン時におけるインバータ部８の単位セルの出力電圧Ｖｊを示している。図１１ａは、コンバータ７側の単位セルがハーフブリッジ時の波形であり、図１１ｂは、コンバータ側の単位セルがフルブリッジ時のインバータ側の単位セルの出力電圧Ｖｊ波形を示す。なお、インバータ側の単位セルは従来・本発明共にハーフブリッジである。   FIG. 11 shows the output voltage Vj of the unit cell of the inverter unit 8 at the time of the crash astern. FIG. 11a shows a waveform when the unit cell on the converter 7 side is half bridge, and FIG. 11b shows an output voltage Vj waveform of the unit cell on the inverter side when the unit cell on the converter side is full bridge. The unit cell on the inverter side is a half bridge in both the conventional and the present invention.

図１１ａのハーフブリッジの単位セルでは、負荷の出力（高速巡航時、クラッシュアスターン時）に関係なく、インバータ側の単位セルの出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃ、つまり、直流リンク電圧は常に一定であった。   In the unit cell of the half bridge of FIG. 11a, the DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj of the unit cell on the inverter side, that is, the DC link voltage, is independent of the load output (during high-speed cruise and crash astern). It was always constant.

これに対し本発明では、コンバータ側の単位セルがフルブリッジのため、直流リンクの電圧を推進用電動機５の出力に応じて必要最低限に制御している。つまり、上記（４）式におけるＶｊｄｃを、必要最低限に制御しているので、インバータ側の単位セルへの電力は小さくなり、インバータ側の単位セル内にある直流コンデンサの電圧変動も、コンバータ側同様抑制される。   On the other hand, in the present invention, since the unit cell on the converter side is a full bridge, the voltage of the DC link is controlled to the minimum necessary according to the output of the propulsion motor 5. That is, since Vjdc in the above equation (4) is controlled to the minimum necessary, the power to the unit cell on the inverter side is reduced, and the voltage fluctuation of the DC capacitor in the unit cell on the inverter side is also reduced on the converter side. It is similarly suppressed.

本発明により、直流コンデンサの電圧変動が抑制されるため、直流コンデンサの容量が低減可能となり、結果、直流コンデンサの寸法・質量及びモジュラー・マルチレベル変換装置の小型・軽量化が可能なる。   According to the present invention, since the voltage fluctuation of the DC capacitor is suppressed, the capacity of the DC capacitor can be reduced. As a result, the size and weight of the DC capacitor and the modular multilevel conversion device can be reduced in size and weight.

以下、本発明によるモジュラー・マルチレベル変換装置４の動作を、コンバータ部７を中心に説明する。ここでは、モジュラー・マルチレベル変換装置４は、図8に示す通りコンバータ７、インバータ８、電源監視部９から構成されている。   Hereinafter, the operation of the modular multilevel conversion device 4 according to the present invention will be described focusing on the converter unit 7. Here, the modular multilevel conversion device 4 includes a converter 7, an inverter 8, and a power supply monitoring unit 9 as shown in FIG.

前述のモジュラー・マルチレベル変換装置４のうち，コンバータ７の具体構成の一例を図１２に示す。   FIG. 12 shows an example of a specific configuration of the converter 7 in the modular multilevel conversion device 4 described above.

コンバータ７は、コンバータ７の全体制御を行う制御装置１０、図１のＩＧＢＴ等から構成されている単位セル１８を含む単位変換器１１、バッファリアクトル１２から構成される。また、制御装置１０と単位変換器１１は図１２の通り信号線１４によって接続されている。   The converter 7 includes a control device 10 that performs overall control of the converter 7, a unit converter 11 that includes a unit cell 18 that includes the IGBT of FIG. 1, and the like, and a buffer reactor 12. The control device 10 and the unit converter 11 are connected by a signal line 14 as shown in FIG.

ここで，図１２に示す通り，カスケード状（直列縦つなぎ）に接続されている複数の単位変換器１１をまとめてアームと称す。そして、上側の３つのアームを、それぞれＵ相アーム１１Ｕ，Ｖ相アーム１１Ｖ，Ｗ相アーム１１Ｗ，下側の３つのアームをそれぞれＵ相アーム１１ｕ，Ｖ相アーム１１ｖ，Ｗ相アーム１１ｗと称す。ここで，前述の６つのアームに流れる電流を検出する電流センサ１３を、図１２に示す位置に設置する。この位置は、交流の各相と、アームを接続する位置であり、各アームに流れる電流を検知する。   Here, as shown in FIG. 12, a plurality of unit converters 11 connected in cascade (in series vertical connection) are collectively referred to as an arm. The upper three arms are referred to as U-phase arm 11U, V-phase arm 11V, and W-phase arm 11W, respectively, and the lower three arms are referred to as U-phase arm 11u, V-phase arm 11v, and W-phase arm 11w, respectively. Here, the current sensor 13 for detecting the current flowing through the six arms is installed at the position shown in FIG. This position is a position where each phase of AC is connected to an arm, and a current flowing through each arm is detected.

なお、インバータ８の構成は、図１２で示したコンバータ７に対し、単位変換器１１がフルブリッジでない以外は同様である。   The configuration of the inverter 8 is the same as that of the converter 7 shown in FIG. 12 except that the unit converter 11 is not a full bridge.

続いて，前述のコンバータ７のアームを構成する単位変換器１１の構成を図１３に示す。   Next, FIG. 13 shows the configuration of the unit converter 11 that constitutes the arm of the converter 7 described above.

単位変換器１１は、４つのＩＧＢＴ素子１、１つの直流コンデンサ１６、ヒューズ１７で構成される単位セル１８、ゲートドライバ１９、ゲート電源２０、単位変換器制御回路２１、自給電源２２、電圧センサ２３より構成されている。   The unit converter 11 includes four IGBT elements 1, one DC capacitor 16, a unit cell 18 composed of a fuse 17, a gate driver 19, a gate power source 20, a unit converter control circuit 21, a self-supply power source 22, and a voltage sensor 23. It is made up of.

本発明の課題（直流コンデンサの電圧変動）を解決する手段として、単位変換器１１、つまり、単位セル１８の出力電圧に含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃを低減するために、図１３に示す通り、単位セル１８内のスイッチング素子（ＩＧＢＴ素子）は、従来のハーフブリッジ回路（ＩＧＢＴ素子１ａ、１ｂ）に対し、フルブリッジ回路構成とさせるため、ＩＧＢＴ素子１ｃ、１ｄが装備されている。   As means for solving the problem (voltage fluctuation of the DC capacitor) of the present invention, in order to reduce the DC voltage component Vjdc included in the output voltage of the unit converter 11, that is, the unit cell 18, as shown in FIG. The switching elements (IGBT elements) in the cell 18 are equipped with IGBT elements 1c and 1d in order to make a full bridge circuit configuration with respect to the conventional half-bridge circuit (IGBT elements 1a and 1b).

図中の１ＡはＩＧＢＴ素子１ａ、および１ｂを、１ＢはＩＧＢＴ素子１ｃ、および１ｄをそれぞれ指しており、１Ａ、１ＢをそれぞれレグＡ、レグＢと定義する。つまり、レグは、二つのＩＧＢＴ素子１の直列回路を意味している。   In the figure, 1A indicates IGBT elements 1a and 1b, 1B indicates IGBT elements 1c and 1d, and 1A and 1B are defined as leg A and leg B, respectively. That is, the leg means a series circuit of two IGBT elements 1.

ゲートドライバ１９、単位変換器制御回路２１は、直流コンデンサ１６に充電された電力を自給電源２２、ゲート電源２０を通して供給される。
また、電圧センサ２３で検出した直流コンデンサ電圧は単位変換器制御回路２１へ送られる。 The gate driver 19 and the unit converter control circuit 21 are supplied with electric power charged in the DC capacitor 16 through the self-supply power source 22 and the gate power source 20.
The DC capacitor voltage detected by the voltage sensor 23 is sent to the unit converter control circuit 21.

なお、インバータ８のアームを構成する単位変換器についても単位セル１８がフルブリッジでない以外は図１３に記載の構成と同様としても良い。
次に、コンバータを制御するためのシステム構成について説明する。この制御システム構成は、電源監視部１００（図７）、監視制御部９（図８）、コンバータの制御装置１０（図１２）、単位変換器制御回路２１（図１３）などで構成される。 Note that the unit converter constituting the arm of the inverter 8 may be the same as that shown in FIG. 13 except that the unit cell 18 is not a full bridge.
Next, a system configuration for controlling the converter will be described. This control system configuration includes a power supply monitoring unit 100 (FIG. 7), a monitoring control unit 9 (FIG. 8), a converter control device 10 (FIG. 12), a unit converter control circuit 21 (FIG. 13), and the like.

このうち、図７の電源監視部１００は、系統の周波数ｆを検知する。図８の監視制御部９は、電源監視部１００の系統周波数ｆと、モジュラー・マルチレベル変換装置４内にある電流センサ１３（図１２）から検出されたコンバータ相電流Ｉと、図１の単位セル１８内にある直流コンデンサ１６の電圧Ｖｃを入力する。また、図８の監視制御部９は、予め設定された電流、電圧指令値保有している。   Among these, the power supply monitoring unit 100 in FIG. 7 detects the frequency f of the system. 8 includes the system frequency f of the power supply monitoring unit 100, the converter phase current I detected from the current sensor 13 (FIG. 12) in the modular multilevel conversion device 4, and the unit of FIG. The voltage Vc of the DC capacitor 16 in the cell 18 is input. 8 has a preset current and voltage command value.

その上で図８の監視制御部９は、これらのフィードバック信号ｆ、Ｉ，Ｖｃと、電圧及び電流指令値から、コンバータ相電圧指令（Ｖｕ１ａ＊、Ｖｖ１ａ＊、Ｖｗ１ａ＊、Ｖｕ１ｂ＊、Ｖｖ１ｂ＊、Ｖｗ１ｂ＊）を決定する。 Then, the monitoring control unit 9 in FIG. 8 determines the converter phase voltage commands (Vu1a * , Vv1a * , Vw1a * , Vu1b * , Vv1b * , Vv1b * , Vw1b * ) is determined.

これらの指令値はコンバータ８の制御装置１０に送られる。図１４にコンバータの制御装置１０の制御ブロック図を示す。   These command values are sent to the control device 10 of the converter 8. FIG. 14 is a control block diagram of the converter control device 10.

制御装置１０は、単位変換器電圧指令演算器２４、同期信号生成器２５、搬送波生成器２６から構成されている。   The control device 10 includes a unit converter voltage command calculator 24, a synchronization signal generator 25, and a carrier wave generator 26.

単位変換器電圧指令演算器２４は、コンバータ上側アームのＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ１ａ＊、Ｖｖ１ａ＊、Ｖｗ１ａ＊と、コンバータ下側アームのＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ１ｂ＊、Ｖｖ１ｂ＊、Ｖｗ１ｂ＊を入力とする。ここでは、これらの電圧指令値を、アーム内の単位変換器数Ｎで割る。この結果として、上側アームのＵＶＷ相内の単位変換器レグＡ電圧指令値Ｖｕ１ａＡｊ＊、Ｖｖ１ａＡｊ＊、Ｖｗ１ａＡｊ＊（ｊ＝１、２、：Ｎ）と、レグＢ電圧指令値Ｖｕ１ａＢｊ＊、Ｖｖ１ａＢｊ＊、Ｖｗ１ａＢｊ＊（ｊ＝１、２、：Ｎ）を得る。また、同様に下側アームのＵＶＷ相内の単位変換器レグＡ電圧指令値Ｖｕ１ｂＡｊ＊、Ｖｖ１ｂＡｊ＊、Ｖｗ１ｂＡｊ＊（ｊ＝１、２、：Ｎ）と、レグＢ電圧指令値Ｖｕ１ｂＢｊ＊、Ｖｖ１ｂＢｊ＊、Ｖｗ１ｂＢｊ＊（ｊ＝１、２、：Ｎ）を得て、出力する。 Unit converter voltage command calculator 24, UVW phase voltage command value of the converter upper arm Vu1a *, Vv1a *, and Vw1a *, UVW phase voltage command value of the converter lower arm Vu1b *, Vv1b *, and enter the Vw1b * To do. Here, these voltage command values are divided by the number N of unit converters in the arm. As a result, unit converter leg A voltage command values Vu1aAj * , Vv1aAj * , Vw1aAj * (j = 1, 2, N) in the UVW phase of the upper arm, and leg B voltage command values Vu1aBj * , Vv1aBj * , Vw1aBj * (j = 1, 2,: N) is obtained. Similarly, the unit converter leg A voltage command values Vu1bAj * , Vv1bAj * , Vw1bAj * (j = 1, 2, N) in the UVW phase of the lower arm and the leg B voltage command values Vu1bBj * , Vv1bBj * , Vw1bBj * (j = 1, 2,: N) is obtained and output.

また、同期信号生成器２５では、制御装置１０で実施される所定の時間毎の割り込み処理の実行信号（以降、同期信号と称す）を生成する。制御装置１０では、各相の上下アーム内のｋ番目（ｋ＝１、２、：２Ｎ）の単位変換器同士で同期を取るために、所定の時間ΔＴ毎に単位変換器１１のスイッチング駆動用搬送波の割り込み処理を実施しており、同期信号生成器２５ではこの所定の時間ΔＴ毎に同期信号を出力する。   In addition, the synchronization signal generator 25 generates an execution signal (hereinafter referred to as a synchronization signal) of an interrupt process performed every predetermined time performed by the control device 10. In the control device 10, in order to synchronize the k-th (k = 1, 2, 2N) unit converters in the upper and lower arms of each phase, the unit converter 11 is used for switching driving every predetermined time ΔT. Carrier wave interrupt processing is performed, and the synchronization signal generator 25 outputs a synchronization signal every predetermined time ΔT.

搬送波生成器２６では、前述の同期信号が入力された瞬間に、図１５に示すようにスイッチング駆動用搬送波の値を所定値Ａ１に強制的に修正する。 The carrier generator 26, the moment the foregoing synchronizing signal is inputted, forcibly fixes the value of the switching drive carrier to the predetermined value A 1 as shown in FIG. 15.

このような同期信号を利用したスイッチング駆動用搬送波の同期は、搬送波生成器２６への同期信号の入力１回につき、各相の上下アーム内の単位変換器１個の同期を取っていく。   The synchronization of the carrier wave for switching driving using such a synchronization signal synchronizes one unit converter in the upper and lower arms of each phase for each input of the synchronization signal to the carrier wave generator 26.

これを上下アーム内の１番目から２Ｎ番目までの単位変換器で順番に実施する。この単位変換器間の同期を取る一連の処理について、これ以降、同期処理と称する。   This is sequentially performed by the first to 2Nth unit converters in the upper and lower arms. This series of processing for synchronizing the unit converters is hereinafter referred to as synchronization processing.

この同期処理を実施する同期信号の出力周期ΔＴは、スイッチング駆動用搬送波の周波数ｆｃとすると以下の（７）式の様に設定することができる。   The output period ΔT of the synchronization signal for performing this synchronization processing can be set as shown in the following equation (7) when the frequency fc of the carrier wave for switching drive is used.

［数７］
ΔＴ＝１/（２×Ｎ×ｆｃ）・・・・・（７）
（７）式の時間ΔＴ毎に前述の同期処理を実施することにより、各相の上下アーム内の２Ｎ個の単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の位相を一周期内で等間隔にシフトさせることができる。 [Equation 7]
ΔT = 1 / (2 × N × fc) (7)
The phase of the switching driving carrier waves of the 2N unit converters in the upper and lower arms of each phase is shifted at equal intervals within one cycle by performing the above-described synchronization processing every time ΔT in equation (7). Can do.

こうして、単位変換器電圧指令演算器２４から出力された上下アームＵＶＷ相内の単位変換器電圧指令値と搬送波生成器２６から出力されたスイッチング駆動用搬送波は、信号線１４を通して各単位変換器の単位変換器制御装置２１へ伝送される。なお、インバータ８の制御装置に関しても、レグＢの制御部を除き、前述のコンバータ７の制御装置１０と同様の構成である。   Thus, the unit converter voltage command value in the upper and lower arm UVW phase output from the unit converter voltage command calculator 24 and the switching drive carrier wave output from the carrier wave generator 26 are transmitted through the signal line 14 to each unit converter. It is transmitted to the unit converter controller 21. Note that the control device of the inverter 8 has the same configuration as the control device 10 of the converter 7 except for the control unit of the leg B.

ここで、単位変換器制御装置２１に入力される単位変換器電圧指令値は、該当する単位変換器が属している相、アーム等により異なる。ここではコンバータ８のＵ相上側アームのｋ番目（１≦ｋ≦Ｎ）の単位変換器の場合を例に説明する。   Here, the unit converter voltage command value input to the unit converter control device 21 varies depending on the phase, arm, and the like to which the corresponding unit converter belongs. Here, the case of the k-th (1 ≦ k ≦ N) unit converter of the U-phase upper arm of the converter 8 will be described as an example.

単位変換器電圧指令値Ｖｕ１ａｋ（１≦ｋ≦Ｎ）を、電圧センサ２３で検出した直流コンデンサ電圧Ｖｃで割ることにより、単位変換器の変調率ｍを求め、入力された単位変換器電圧指令値を振幅Ａ１×ｍの正弦波に変換する。この正弦波を、これ以降、単位変換器電圧指令修正値と称する。なお、Ａ１とは図１５で示したスイッチング駆動用搬送波の振幅である。 The unit converter voltage command value Vu1ak (1 ≦ k ≦ N) is divided by the DC capacitor voltage Vc detected by the voltage sensor 23 to obtain the modulation factor m of the unit converter, and the input unit converter voltage command value Is converted to a sine wave with an amplitude of A 1 × m. This sine wave is hereinafter referred to as a unit converter voltage command correction value. A 1 is the amplitude of the switching drive carrier wave shown in FIG.

単位変換器制御装置２１の制御ブロック図を図１６に示す。単位変換器制御回路２１は単位変換器電圧指令値とスイッチング駆動用搬送波を入力としている。なお、ここで、単位変換器制御装置２１に入力される単位変換器電圧指令値は、上記のようにして当該単位変換器制御装置２１が属する相、アーム等により適宜に調整された振幅Ａ１×ｍの正弦波状信号である。 A control block diagram of the unit converter control device 21 is shown in FIG. The unit converter control circuit 21 receives the unit converter voltage command value and the switching driving carrier wave as inputs. Here, the unit converter voltage command value input to the unit converter controller 21 is the amplitude A 1 appropriately adjusted by the phase, arm, etc. to which the unit converter controller 21 belongs as described above. Xm sine wave signal.

個々の単位変換器制御装置２１においては、こうして求めた単位変換器電圧指令修正値に、直流リンク電圧指令Ｖｄｃ＊をアーム数の２及び各アームの単位変換装置数Ｎで割った（割り算回路２１０，２１１）値をバイアス（加算回路２１２，２１３）させた後、スイッチング駆動用搬送波の大小比較を比較器２７で行い、ＩＧＢＴ素子１のスイッチングのＯＮ／ＯＦＦ信号をゲートドライバ１９へ出力する。   In the individual unit converter control device 21, the DC link voltage command Vdc * is divided by the number of arms 2 and the number N of unit conversion devices of each arm (the division circuit 210) to the unit converter voltage command correction value thus obtained. , 211) is biased (adder circuits 212, 213), and the magnitude of the switching driving carrier wave is compared by the comparator 27, and the switching ON / OFF signal of the IGBT element 1 is output to the gate driver 19.

ゲートドライバ１９では、前述の比較器２７からのＯＮ／ＯＦＦ信号に基づき、ゲート電源２０からの電圧をＩＧＢＴ素子１のゲート端子に印加することによりＩＧＢＴ素子１を駆動させる。   The gate driver 19 drives the IGBT element 1 by applying a voltage from the gate power supply 20 to the gate terminal of the IGBT element 1 based on the ON / OFF signal from the comparator 27 described above.

図１７に単位変換器１１のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令値の大小関係と、その時の単位変換器１１の出力電圧を示す。レグＡ電圧指令値とスイッチング駆動用搬送波の大小を比較して、レグＡ電圧指令値の方が大きい場合には、ＩＧＢＴ素子１ａをＯＮ、ＩＧＢＴ素子１ｂをＯＦＦとする。   FIG. 17 shows the magnitude relationship between the switching drive carrier wave of the unit converter 11 and the voltage command value, and the output voltage of the unit converter 11 at that time. If the leg A voltage command value is compared with the magnitude of the switching drive carrier wave, and the leg A voltage command value is larger, the IGBT element 1a is turned on and the IGBT element 1b is turned off.

レグＢについても同様に、レグＢ電圧指令がスイッチング駆動用搬送波より大きい場合はＩＧＢＴ素子１ｃをＯＮ、ＩＧＢＴ素子１ｄをＯＦＦとする。つまり、レグＡ、レグＢそれぞれの中にある２つのＩＧＢＴ素子１のＯＮ／ＯＦＦ情報は、一方がＯＮの時はもう一方はＯＦＦになっている。なお、レグＡ電圧指令値とレグＢ電圧指令値の位相は互いに１／２周期シフトしたものとする。   Similarly, for the leg B, when the leg B voltage command is larger than the switching drive carrier wave, the IGBT element 1c is turned on and the IGBT element 1d is turned off. That is, the ON / OFF information of the two IGBT elements 1 in each of the leg A and the leg B is OFF when one is ON. It is assumed that the phase of the leg A voltage command value and the leg B voltage command value are shifted from each other by a half cycle.

図１７の上側の図は、単位変換器１１のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令波形を示している。図１７の下側の図は、単位変換器１１の端子間電圧をＶｃ［Ｖ］とした時の単位変換装置１１の出力電圧Ｖｊを示している。   The upper diagram of FIG. 17 shows the carrier wave for switching driving and the voltage command waveform of the unit converter 11. The lower diagram in FIG. 17 shows the output voltage Vj of the unit converter 11 when the voltage between the terminals of the unit converter 11 is Vc [V].

このことから明らかなように、レグＡの素子１ａをＯＮ（素子１ｂをＯＦＦ）で、レグＢの素子１ｃをＯＦＦ（素子１ｄをＯＮ）時は、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊ＝＋Ｖｃ［Ｖ］となる。   As apparent from this, when the element 1a of the leg A is ON (element 1b is OFF) and the element 1c of the leg B is OFF (element 1d is ON), the output voltage Vj = + Vc [ V].

レグＡの素子１ａをＯＦＦ（素子１ｂをＯＮ）で、レグＢの素子１ｃをＯＮ（ＩＧＢＴ素子１ｄをＯＦＦ）時は、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊ＝−Ｖｃ［Ｖ］となる。   When the leg A element 1a is OFF (element 1b is ON) and the leg B element 1c is ON (IGBT element 1d is OFF), the output voltage Vj of the unit converter 11 is −Vc [V].

レグＡの素子１ａをＯＮ（素子１ｂをＯＦＦ）、レグＢの素子１ｃをＯＮ（素子１ｄをＯＦＦ）時は、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊ＝０［Ｖ］となる。   When the leg A element 1a is ON (element 1b is OFF) and the leg B element 1c is ON (element 1d is OFF), the output voltage Vj of the unit converter 11 is 0 [V].

レグＡの素子１ａをＯＦＦ（素子１ｂをＯＮ）、レグＢの素子１ｃをＯＦＦ（素子１ｄをＯＮ）時も、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊ＝０［Ｖ］となる。   The output voltage Vj = 0 [V] of the unit converter 11 also when the leg 1 element 1a is OFF (element 1b is ON) and the leg B element 1c is OFF (element 1d is ON).

以上により、コンバータ側の単位セル１８をフルブリッジにすることで、直流リンク電圧が低くても、単位変換器１１が交流電圧波形（電源側の電圧波形）を出力できるので、単位変換器１１の出力電圧Ｖｊに含まれる直流電圧成分Ｖｊｄｃ、つまり、直流リンク電圧は、交流発電機２の電圧に関係なく、０〜Ｖｃ／２まで制御可能となり、余分な直流電圧成分Ｖｊｄｃにより発生する直流コンデンサの電圧変動も抑制が可能となる。   As described above, by making the unit cell 18 on the converter side a full bridge, the unit converter 11 can output an AC voltage waveform (voltage waveform on the power supply side) even when the DC link voltage is low. The DC voltage component Vjdc included in the output voltage Vj, that is, the DC link voltage, can be controlled from 0 to Vc / 2 regardless of the voltage of the AC generator 2, and the DC capacitor generated by the extra DC voltage component Vjdc can be controlled. Voltage fluctuation can also be suppressed.

なお、図１８に、直流電圧成分Ｖｊｄｃが含まれた単位変換器の出力電圧波形を示す。   FIG. 18 shows an output voltage waveform of the unit converter including the DC voltage component Vjdc.

本発明は、特に船舶向け電気推進装置において、利用可能である。
The present invention can be used particularly in an electric propulsion device for ships.

１：ＩＧＢＴ素子
２：発電機
３：配電盤
４：モジュラー・マルチレベル変換装置
５：推進用電動機
６：変圧器
７：コンバータ
８：インバータ
９：監視制御部
１０：制御装置
１１：単位変換器
１２：バッファリアクトル
１３：電流センサ
１４：信号線
１６：直流コンデンサ
１７：ヒューズ
１８：単位セル
１９：ゲートドライバ
２０：ゲート電源
２１：単位変換器制御回路
２２：自給電源
２３：電圧センサ
２４：単位変換器電圧指令演算器
２５：同期信号生成器
２６：搬送波生成器
２７：比較器
１００：電源監視部 1: IGBT element 2: Generator 3: Switchboard 4: Modular multi-level converter 5: Electric motor for propulsion 6: Transformer 7: Converter 8: Inverter 9: Monitoring controller 10: Controller 11: Unit converter 12: Buffer reactor 13: Current sensor 14: Signal line 16: DC capacitor 17: Fuse 18: Unit cell 19: Gate driver 20: Gate power supply 21: Unit converter control circuit 22: Self-power supply 23: Voltage sensor 24: Unit converter voltage Command calculator 25: synchronization signal generator 26: carrier wave generator 27: comparator 100: power supply monitoring unit

Claims (7)

船舶に搭載され、船舶内発電機からの交流電源を周波数変換して交流負荷である船舶推進装置駆動用電動機に与え磁束一定制御で運転するための電力変換装置であって、該電力変換装置は単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に前記交流電源の１相を接続し、前記交流電源の３相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に前記交流負荷の１相を接続し、前記交流負荷の３相で構成されたインバータと、前記コンバータと前記インバータの間に設けられた直流回路を含む電力変換装置において、
前記コンバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされたフルブリッジ構成とされ、
前記インバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端と前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされたハーフブリッジ構成とされた電力変換装置。 A power conversion device mounted on a ship and frequency-converted from an AC power source from an on-board generator and applied to a ship propulsion device driving motor that is an AC load for operation with constant magnetic flux control. A plurality of unit converters including unit cells are connected in series to form an arm, one phase of the AC power supply is connected between upper and lower arms, a converter configured by three phases of the AC power supply, and a unit cell is included A plurality of unit converters are connected in series to form an arm, one phase of the AC load is connected between upper and lower arms, and an inverter constituted by three phases of the AC load, and between the converter and the inverter In the power converter including the provided DC circuit,
The unit cell of the converter forms a leg by connecting a set of switching elements in series, and a capacitor is arranged in parallel with the two sets of legs connected in parallel, and one set of the switching elements of each leg It is a full bridge configuration that is designed to obtain output from between connection points,
The unit cell of the inverter forms a leg by connecting a set of switching elements in series, and a capacitor is arranged in parallel with the leg, and an output is obtained from between one end of the leg and the connection point of the switching element. A power conversion device having a half-bridge configuration. 請求項１記載の電力変換装置において、
前記コンバータの前記単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ制御を行い、
前記インバータの前記単位セルを構成する1組のスイッチング素子の一方をＯＮ，他方をＯＦＦとする切替制御を実行することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1 ,
After a predetermined time of switching control in which one of the pair of switching elements constituting one leg of the unit cell of the converter is turned on and the other is turned off, one of the pair of switching elements constituting the other leg is turned on. On / off control is performed to turn the other off, and the legs are alternately switched to perform on / off control of the switching element.
A power conversion apparatus that performs switching control in which one of a pair of switching elements constituting the unit cell of the inverter is turned on and the other is turned off. 請求項２記載の電力変換装置において、
1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とされることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 2 ,
A power conversion device characterized in that a switching interval is variable when switching control of a set of switching elements is performed. 請求項２記載の電力変換装置において、
交流電源の３相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたｎ番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 2 ,
A power converter that synchronizes switching timings among a plurality of n-th unit cells connected in series among a plurality of unit cells of an arm forming three phases of an AC power supply. 請求項２記載の電力変換装置において、
複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めたことを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 2 ,
A power converter characterized in that a DC voltage shared by a plurality of unit cell capacitors connected in series is determined by each phase and each arm. 発電機からの交流電源を周波数変換して交流負荷である電動機に与え磁束一定制御で運転するための電力変換装置であって、該電力変換装置は単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に前記交流電源の１相を接続し、前記交流電源の３相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に前記交流負荷の１相を接続し、前記交流負荷の３相で構成されたインバータと、前記コンバータと前記インバータの間に設けられた直流回路を含む電力変換装置において、
前記コンバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した２組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされたフルブリッジ構成とされ、
前記インバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端と前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされたハーフブリッジ構成とされた電力変換装置。 A power converter for converting the frequency of an AC power source from a generator to an AC load motor and operating the motor with constant magnetic flux control, wherein the power converter includes a plurality of unit converters including unit cells connected in series. Forming an arm, connecting one phase of the AC power supply between the upper and lower arms, and forming an arm by connecting a plurality of unit converters including unit cells and a converter composed of three phases of the AC power supply Then, in the power converter including one inverter of the AC load connected between the upper and lower arms, an inverter configured with the three phases of the AC load, and a DC circuit provided between the converter and the inverter,
The unit cell of the converter forms a leg by connecting a set of switching elements in series, and a capacitor is arranged in parallel with the two sets of legs connected in parallel, and one set of the switching elements of each leg It is a full bridge configuration that is designed to obtain output from between connection points,
The unit cell of the inverter forms a leg by connecting a set of switching elements in series, and a capacitor is arranged in parallel with the leg, and an output is obtained from between one end of the leg and the connection point of the switching element. A power conversion device having a half-bridge configuration. 請求項６記載の電力変換装置において、
前記インバータの交流出力電圧に応じて、コンバータが直流電圧を制御する機能を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 6, wherein
The power converter device which has a function in which a converter controls a DC voltage according to the AC output voltage of the inverter.
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016517258A (en) * 2013-03-15 2016-06-09 デザイン フラックス テクノロジーズ， エルエルシーＤｅｓｉｇｎ Ｆｌｕｘ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ， Ｌｌｃ Method and apparatus for creating a dynamically reconfigurable energy storage device
KR101768256B1 (en) * 2013-08-29 2017-08-14 엘에스산전 주식회사 Inverter with power cell of dual structure
WO2016056072A1 (en) * 2014-10-08 2016-04-14 三菱電機株式会社 Power conversion device
JP6619647B2 (en) * 2015-02-26 2019-12-11 川崎重工業株式会社 Power converter and control method of power converter
EP3288171B1 (en) 2015-04-24 2019-09-04 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
KR102485705B1 (en) * 2016-02-18 2023-01-05 엘에스일렉트릭(주) Method for controlling three phase equivalent voltage of multilevel inverter
JP6508833B2 (en) * 2016-05-17 2019-05-08 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power converter and control method thereof
WO2020013015A1 (en) * 2018-07-09 2020-01-16 日立三菱水力株式会社 Variable-speed generator-motor device
WO2021255868A1 (en) 2020-06-17 2021-12-23 三菱電機株式会社 Power conversion system

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0523791U (en) * 1991-08-28 1993-03-26 株式会社三社電機製作所 Isolated converter device
JPH10164843A (en) * 1996-12-02 1998-06-19 Toshiba Corp Power conversion apparatus
JP3807345B2 (en) * 2002-05-21 2006-08-09 富士電機システムズ株式会社 Grid interconnection power converter
EP1922803B1 (en) * 2005-09-09 2018-02-21 Siemens Aktiengesellschaft Device for electron energy transfer
JP2007082318A (en) * 2005-09-14 2007-03-29 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd Power system
GB2449119B (en) * 2007-05-11 2012-02-29 Converteam Technology Ltd Power converters
JP5268744B2 (en) * 2009-03-31 2013-08-21 株式会社日立製作所 Power converter
JP5268739B2 (en) * 2009-03-30 2013-08-21 株式会社日立製作所 Power converter
JP4934703B2 (en) * 2009-07-21 2012-05-16 株式会社日立製作所 Power converter

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