JP2018117396A - Electric power conversion system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、導通・不導通を制御できるパワーデバイスを用いて構成される電力変換装置、特にセルと称されるパワーデバイスを用いて構成される回路単位を複数使用することにより、正弦波に近い電圧波形を出力可能にする一般にＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉ−ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と称される電力変換装置に関する。 The present invention is close to a sine wave by using a plurality of circuit units configured using a power device called a cell, particularly a power conversion device configured using a power device capable of controlling conduction / non-conduction. The present invention relates to a power conversion device generally called MMC (Modular Multi-level Converter) that enables output of a voltage waveform.
電力系統において、パワーエレクトロニクス技術を用いた電力変換装置は直流送電や無効電力制御装置に加え、太陽光発電システム、風力発電システム、蓄電システムを電力系統に連系するためのＰＣＳ（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）等への適用が拡大している。 In power systems, power converters using power electronics technology are PCS (Power Conditioning System) for connecting photovoltaic power generation systems, wind power generation systems, and power storage systems to power systems in addition to DC power transmission and reactive power control devices. Etc. are expanding.
特に大型の直流送電システムやＰＣＳを高効率の変換装置として構成するには、直流電圧を高くしたほうがよい。直流電圧（またはアーム電圧）を高くする技術を適用した電圧型自励変換装置のひとつにＭＭＣ型変換装置がある。 In particular, in order to configure a large DC transmission system or PCS as a highly efficient conversion device, it is better to increase the DC voltage. One type of voltage-type self-excited conversion device to which a technique for increasing DC voltage (or arm voltage) is applied is an MMC type conversion device.
図１にＭＭＣ型変換装置の第１の形態例を示す。第１の形態例に係るＭＭＣ型変換装置１１０は交流系統側の変換用変圧器１００と、直流側の母線１０３、１０４間に配置され、パワーデバイスである複数のセル１０２を直列に接続することで、変換装置の主回路アーム１０５を構成し、複数アームによるグレーツ結線をして形成されたものである。
FIG. 1 shows a first example of an MMC type conversion apparatus. The MMC
また、セル１０２の内部構成としては、図２や図３のような構成が代表的である。図２の構成をハーフブリッジ、図３の構成をフルブリッジと呼んでいる。いずれの場合にも、並列ダイオードを備えた複数のスイッチング素子として例えばＩＧＢＴと、１つのコンデンサ２０４を備えている。
The internal configuration of the
図２のハーフブリッジ構成の場合、２つのＩＧＢＴ（２００、２０１）を直列接続し、直列回路の両端にコンデンサ２０４を接続している。また直列回路の接続点２１０と直列回路の一方端２１１を外部接続端子として、複数セル１０２を直列接続する。なお２つのＩＧＢＴ（２００、２０１）は、ＰＷＭ制御のために変調波と搬送波を比較し、変調波が大きいときは上側ＩＧＢＴ２００をＯＮして下側ＩＧＢＴ２０１をＯＦＦし、変調波が小さいときは上側ＩＧＢＴ２００をＯＦＦして下側ＩＧＢＴ２０１をＯＮするように開閉制御が行われる。この結果、変調波が大きいときはコンデンサ２０４を経由する回路を構成し、変調波が小さいときはコンデンサ２０４を経由しない回路を構成する。
In the case of the half-bridge configuration of FIG. 2, two IGBTs (200, 201) are connected in series, and a
図３のフルブリッジ構成の場合、ＩＧＢＴ（２００、２０１）による直列回路の他に、同じ構成の直列回路をＩＧＢＴ（２２０、２２１）により形成している。２２２、２２３はＩＧＢＴ（２２０、２２１）の並列ダイオードである。この場合には、２組の直列回路の夫々の接続点２１０と２１１を外部接続端子として、複数セル１０２を直列接続する。なおフルブリッジ構成の場合は、ＰＷＭ制御のために変調波と搬送波を比較し、変調波が大きいときはＩＧＢＴ２００、２２１をＯＮしてＩＧＢＴ２０１、２２０をＯＦＦし、変調波が小さいときはＩＧＢＴ２００２２１をＯＦＦしてＩＧＢＴ２０１２２０をＯＮするように開閉制御が行われる。この結果、変調波が大きいときも小さいときもコンデンサ２０４を経由する回路を構成するが、電流の流れる方向が相違する。
In the case of the full bridge configuration of FIG. 3, in addition to the series circuit of IGBTs (200, 201), a series circuit of the same configuration is formed of IGBTs (220, 221). 222 and 223 are parallel diodes of the IGBT (220, 221). In this case, the plurality of
図２のハーフブリッジセルは、端子２１１が低電位、端子２１０が高電位となる電圧のみ出力できる。これに対して、図３のフルブリッジセルでは端子２１１が低電位、端子２１０が高電位となる電圧に加え、端子２１０が低電位、端子２１１が高電位となる逆向きの電圧も発生させることができる。ただし、同じセル数から構成されるシステムの場合、フルブリッジセルを用いると使用デバイスの数が倍になる。なお、セルには図４、図５に示すように、あらかじめセルのなかでパワーデバイスを複数直列接続した構成にしているものも存在する。
The half-bridge cell of FIG. 2 can output only a voltage at which the
ＭＭＣ型変換器の主回路構成もいくつかの種類がある。図１は変換用変圧器１００と上下のセルからなるアーム１０５、上下のアームリアクトル１０１で構成される主回路構成である。なお、アーム１０５におけるリアクトル１０１は、アーム間を巡回する電流を制御するために必要となる。
There are several types of main circuit configurations of MMC type converters. FIG. 1 shows a main circuit configuration including a
図４はＭＭＣ型変換装置の第２の形態例を示す図である。図４の形態では、変換用変圧器を三巻変圧器１００ａに変更し、変圧器の漏れリアクタンスによってアームリアクトル１０１と同等の働きをするように構成したものである。
FIG. 4 is a diagram showing a second example of the MMC type conversion device. In the form of FIG. 4, the conversion transformer is changed to a three-
図５はＭＭＣ型変換装置の第３の形態例を示す図である。図５の形態では、変換用変圧器を千鳥結線の変圧器１００ｂとし、その中性点１０４とアーム１０５を介した母線１０３間で直流電圧を作るものである。千鳥結線変圧器１００ｂを用いるものの、図１や図４の構成と比較して非常にシンプルな構成にすることができる。
FIG. 5 is a diagram showing a third example of the MMC type conversion device. In the form of FIG. 5, the conversion transformer is a staggered
図６はＭＭＣ型変換装置の第４の形態例を示す図である。図５の形態では、アーム１０５およびアームリアクトル１０１をΔ結線の形に構成するものである。この構成では、アーム１０５は必ず正負両方の電圧を出力する必要があるから、ブリッジは必ず図３に示すフルブリッジを適用する必要がある。この構成は、ＭＭＣタイプの無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）を構成するのに使用される。
FIG. 6 is a diagram showing a fourth embodiment of the MMC type conversion device. In the form of FIG. 5, the
なおＭＭＣ変換器について、非許文献１、非許文献２に詳しく解説されている。
The MMC converter is described in detail in Non-permitted
ＭＭＣ型変換装置において（ここでは便宜上、図５の構成で説明する）、各セル１０２の電圧の値がその平均値からくずれてしまうのは、必然である。なぜならＰＷＭ制御を行うために変調波と搬送波を比較し、変調波が大きいときは各セル１０２の上側ＩＧＢＴをＯＮし、その逆では下側ＩＧＢＴをＯＦＦするＰＷＭ制御では、一定時間において、上側ＩＧＢＴのＯＮ時間が多いものと少ないものが生じるからである。
In the MMC type conversion device (which will be described here for the sake of convenience with the configuration of FIG. 5), the voltage value of each
図９ａは、正弦波状の変調波Ｓと三角形状の搬送波Ｃを比較した状態を示しており、例えばセル１０２を９個直列接続して９セル３パルス方式としたものである。各セルは基準となる正弦波状の変調波Ｓと、自己セルに割り当てられた三角形状の搬送波Ｃ（例えばＣ５）を比較して、その大小関係に応じて上下ＩＧＢＴのＯＮ、ＯＦＦ時刻を決定しているが、一定時間において、上側ＩＧＢＴのＯＮ時間が多いものと少ないものが生じていることが明らかである。結果、各セル１０２の電圧の値がその平均値からくずれてしまう。
FIG. 9a shows a state in which a sinusoidal modulated wave S and a triangular carrier wave C are compared. For example, nine
従来のＭＭＣ型変換装置においては、このようにして崩れるセルコンデンサ電圧のバランスを、セルに流れる電流の位相（電流の流れる向きの情報を持っている）と、当該のセルコンデンサ電圧の平均電圧に対する過不足との組合せによって、セルの上デバイスと下デバイスのどちらかを少しだけ長くＯＮさせるように各相の変調波に補正信号を加算することによって、実現している。 In the conventional MMC type conversion device, the cell capacitor voltage that collapses in this way is balanced with respect to the phase of the current flowing in the cell (having information on the direction of current flow) and the average voltage of the cell capacitor voltage. This is realized by adding a correction signal to the modulated wave of each phase so that either the upper device or the lower device of the cell is turned ON for a little longer depending on the combination of excess and deficiency.
しかし、この方法では、変換器が連系される電力系統の電圧、電流が商用周波数のみの成分を含む「きれいな」電圧、電流の場合は問題ないが、電力系統の電圧、電流が高調波成分を多く含む「きたない」電圧、電流の状態にあると、セルに流れる電流の位相検出に誤差が生じて、背景技術で述べたセルコンデンサ電圧バランス制御が十分に機能せず、セルコンデンサ電圧バランスが崩れてしまう可能性がある。 However, with this method, there is no problem when the voltage and current of the power system to which the converter is linked are “clean” voltages and currents that include only components of the commercial frequency, but the voltage and current of the power system are harmonic components. If it is in the state of "messy" voltage and current containing a lot of, an error will occur in the phase detection of the current flowing through the cell, and the cell capacitor voltage balance control described in the background art will not function sufficiently, and the cell capacitor voltage balance May collapse.
以上のことから本発明においては、セルコンデンサ電圧不平衡を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的としている。 In view of the above, an object of the present invention is to provide a power converter capable of suppressing cell capacitor voltage imbalance.
上記課題を解決するために、本発明においては、「複数のスイッチング素子とコンデンサにより構成されたセルが複数個直列接続されてアームを形成するとともに各セルのスイッチング素子は、当該セルに割り当てられた搬送波とアームに共通に与えられた変調波との大小比較によりオンオフ制御される電力変換装置であって、
変調波の所定周期ごとに、前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番が変更されることを特徴とする電力変換装置。」としたものである。
In order to solve the above-mentioned problem, in the present invention, “a plurality of cells composed of a plurality of switching elements and capacitors are connected in series to form an arm, and the switching elements of each cell are assigned to the cell. A power conversion device that is on / off controlled by comparing the magnitude of a carrier wave and a modulation wave commonly applied to an arm,
The power conversion device, wherein an order of carriers assigned to the plurality of cells is changed for each predetermined period of the modulated wave. ".
なお，前記「複数のセルに割り当てられる搬送波の順番を変更する」ことを以下，キャリアローテーション」と称する。 Note that “changing the order of carriers assigned to a plurality of cells” is hereinafter referred to as carrier rotation.
上記手段を具備することにより、原理的に生じるセルコンデンサ電圧不平衡を抑制することができる。なぜなら、キャリアローテーションを行うことによって、あるＩＧＢＴから見ると、自分のＯＮを決めるためのキャリアがひとつずつ変更されていくことになるから、セルコンデンサ電圧のバランスの崩れが起こりにくくなる。 By providing the above means, it is possible to suppress cell capacitor voltage imbalance that occurs in principle. This is because the carrier rotation makes it difficult for the cell capacitor voltage to be out of balance because the carrier for determining its own ON is changed one by one when viewed from a certain IGBT.
以下本発明の実施例について詳細に説明する。 Examples of the present invention will be described in detail below.
図７を用いて、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成例を説明する。 A configuration example of the power conversion apparatus according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
図７において上段には、図５で例示した電力変換装置の主回路構成を示している。各相のアーム１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃは、直列接続された複数のセル１０２で構成されている。ａ相アーム１０５ａは、上側から１０２ａ１、１０２ａ２、・・・１０２ａｎのｎ個のセル１０２が直列接続されて構成されている。またセル１０２（１０２ａ１、１０２ａ２、・・・１０２ａｎ）ごとにゲートパルス発生器ＧＰＧ（ＧＰＧａ１、ＧＰＧａ２、・・・ＧＰＧａｎ）が設けられており、後述するゲートパルス制御装置３０が与えるゲート光信号３０７ａ（３０７ａ１、３０７ａ２、・・・３０７ａｎ）に応じて、図２、図３に例示したセル１０２ａ（１０２ａ１、１０２ａ２、・・・１０２ａｎ）内のスイッチング素子が点弧されている。なおここではａ相アーム１０５ａについて説明することとし、他の相のアーム１０５ｂ、１０５ｃはａ相アーム１０５ａと同じ構成とされているのでその説明を割愛する。
In FIG. 7, the upper part shows the main circuit configuration of the power conversion device illustrated in FIG. 5. Each
図７の下段には、電力変換装置のゲートパルス制御装置３０の構成例を示している。ゲートパルス制御装置３０は、変調波発生器３０２、搬送波位相計算器３０３、ゲートパルス計算機３０８、光信号変換器３０９などにより構成されている。
The lower part of FIG. 7 shows a configuration example of the gate pulse control device 30 of the power conversion device. The gate pulse controller 30 includes a modulated
このうち、変調波発生器３０２には、図示せぬ上位計算部における速度制御、電圧制御、電流制御などの各種制御演算の結果として、いくつかの御指令値３０１が生成され、変調波発生器３０２に入力されている。変調波発生器３０２では、制御指令値３０１に演算を施し、三相の変調波Ｓ（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）を出力する。図５で例示した電力変換装置の主回路構成は、３相アーム１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃにより形成されているので、各相についての三相の変調波Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが生成される。
Among them, the
図９ａにはａ相の変調波Ｓａを例示しているが、変調波Ｓａは例えば正弦波であり、他の相の変調波Ｓｂ、Ｓｃはａ相の変調波Ｓａに対してそれぞれ１２０度、２４０度の位相差を有する正弦波とされているが、図９ａには図示していない。 FIG. 9A illustrates an a-phase modulated wave Sa, but the modulated wave Sa is, for example, a sine wave, and the other phase modulated waves Sb and Sc are 120 degrees with respect to the a-phase modulated wave Sa, respectively. Although it is a sine wave having a phase difference of 240 degrees, it is not shown in FIG. 9a.
搬送波位相計算器３０３は、変調波発生器３０２が与えるタイミング信号Ｓ１を入力し、セルの数と同じだけの搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａｎ）を出力する。その際、変調波の零点において、搬送波をクロスさせたいことから、変調波発生器３０２から変調波の信号をタイミング信号Ｓ１として受け取っている。なお図７では、図示の都合上、搬送波位相計算器３０３は、ａ相の搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａｎ）を出力する部分のみを詳細に記載しているが、搬送波位相計算器３０３は同様にｂ相、Ｃ相の搬送波Ｃｂ（Ｃｂ１、Ｃｂ２・・・Ｃｂｎ）、Ｃｃ（Ｃｃ１、Ｃｃ２・・・Ｃｃｎ）も生成している。
The
図９ａにはａ相の搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａｎ）を例示している。搬送波Ｃａは、その大きさが１と０（図９ａ）、あるいは１と−１の間で変化する三角波であり、例えばタイミング信号Ｓ１を入力した時点でセル１０２ａ１についてのレベル０の三角波Ｃａ１を生成開始する。この三角波Ｃａ１は正弦波である変調波Ｓａの１周期の期間で３個の三角波を生じる３倍周期の信号である。セル１０２ａ２についての三角波Ｃａ２もまた三角波Ｃａ１と同じ周期の信号であるが、三角波Ｃａ１に対してΔｔ時間相当位相をずらした点からレベル０の三角波として生成開始される。以降同様にして、同じ位相遅れ間隔で三角波が生成開始され、セル１０２ａｎについての三角波Ｃａｎは三角波Ｃａ１に対して（ｎー１）Δｔ時間相当位相をずらした点からレベル０の三角波として生成される。なお図９ａでは、ａ相についての一連の搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａｎ）は、ｎ＝９として例示している。
FIG. 9a illustrates an a-phase carrier Ca (Ca1, Ca2,... Can). The carrier wave Ca is a triangular wave whose magnitude changes between 1 and 0 (FIG. 9a) or 1 and −1. For example, a
変調波発生器３０２から出力される変調波Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃと、搬送波位相計算器３０３が与える搬送波Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃは、ゲートパルス計算器３０８に入力され、ゲートタイミング信号３０６ａ、３０６ｂ、３０６ｃを得る。図７ではゲートタイミング信号３０６ａについて、３０６１、３０６２・・・３０６ｎを詳細に示しているが、３０６ｂ、３０６ｃも同様に構成されている。なおゲートタイミング信号３０６ａ（３０６ａ１、３０６ａ２・・・３０６ａｎ）について、図９ａで例示説明すると、変調波Ｓａが搬送波Ｃａ１よりも大きいタイミングで、セル１０２ａ１についての図２のハーフブリッジ構成の上側ＩＧＢＴ２００をＯＮして下側ＩＧＢＴ２０１をＯＦＦし、変調波Ｓａが小さいときは上側ＩＧＢＴ２００をＯＦＦして下側ＩＧＢＴ２０１をＯＮするようにタイミング決定されている。この関係は、他のセルでも同様に行われる。例えばセル１０２ａ２について、変調波Ｓａと搬送波Ｃａ２の比較によりＩＧＢＴのタイミングが決定され、ル１０２ａｎについて、変調波Ｓａと搬送波Ｃａｎの比較によりＩＧＢＴのタイミング決定されている。
The modulated waves Sa, Sb, Sc output from the modulated
光信号変換器３０９は、セル毎のゲート光信号３０７（３０７ａ、３０７ｂ、３０７ｃ）を出力する。ゲート光信号３０７はセル毎のゲートパルス発生器（ＧＰＧ）に渡されて、各セルの上ＩＧＢＴ、下ＩＧＢＴ用のゲート信号を発生させ、変換器を運転する。
The
本発明においては、上記のように構成された電力変換装置のゲートパルス制御装置３０において、各セル用の搬送波位相を一定周期毎に変更していくことことにしたものである。なお，前述のように，各セル用の搬送波位相を一定周期毎に変更することを、キャリアローテーションと称している。 In the present invention, in the gate pulse control device 30 of the power conversion device configured as described above, the carrier phase for each cell is changed at regular intervals. As described above, changing the carrier phase for each cell at regular intervals is called carrier rotation.
キャリアローテーションについて、図９ａ、図９ｂ、図９ｃを用いて説明する。図９ａについては、既に説明したように、変調波発生器３０２が与えるタイミング信号Ｓ１を入力し、セルの数と同じだけの搬送波Ｃａ（Ｃａ１、Ｃａ２・・・Ｃａ９）を出力する状況を説明しているが、この場合に基準とした搬送波は例えばＣａ１である。タイミング信号Ｓ１を入力した時点でセル１０２ａ１についてのレベル０の三角波Ｃａ１を生成開始し、以後のｎ−１個のセル１０２ａ２・・・１０２ａ９については、逐次Δｔの時間相当位相を遅らせてレベル０の三角波Ｃａ２・・・Ｃａ９を生成開始している。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ１→Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６→Ｃａ７→Ｃａ８→Ｃａ９である。
The carrier rotation will be described with reference to FIGS. 9a, 9b, and 9c. As for FIG. 9a, as already described, the timing signal S1 given by the
これに対し、キャリアローテーションでは、一定周経過後には、図９ｂに示すように搬送波Ｃａの順番が変更される。この場合に基準とした搬送波は例えばＣａ９である。タイミング信号Ｓ１を入力した時点でセル１０２ａ９についてのレベル０の三角波Ｃａ９を生成開始し、以後のｎ−１個のセル１０２ａ１・・・１０２ａ８については、逐次Δｔの時間相当位相を遅らせてレベル０の三角波Ｃａ１・・・Ｃａ８を生成開始している。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ９→Ｃａ１→Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６→Ｃａ７→Ｃａ８である。
On the other hand, in the carrier rotation, the order of the carrier waves Ca is changed as shown in FIG. In this case, the reference carrier wave is, for example, Ca9. At the time when the timing signal S1 is input, generation of a
基準とされる搬送波は、一定周経過後に順次変更され、図９ｃは最終的に基準とした搬送波が例えばＣａ２となった状態を示している。このとき、タイミング信号Ｓ１を入力した時点でセル１０２ａ２についてのレベル０の三角波Ｃａ２を生成開始し、以後のｎ−１個のセル１０２ａ１、１０２ａ３、・・・１０２ａ９については、逐次Δｔの時間相当位相を遅らせてレベル０の三角波Ｃａ１、Ｃａ３、・・・Ｃａ９を生成開始している。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６→Ｃａ７→Ｃａ８→Ｃａ９→Ｃａ１である。なおこの次の一定周経過後の状態では、図９ａに戻り、以後順次繰り返し実行される。
The reference carrier wave is sequentially changed after a lapse of a fixed period, and FIG. 9c shows a state where the reference carrier wave is finally Ca2, for example. At this time, the generation of the
９個のセルで構成し、毎周期にタイミング信号Ｓ１を生成することにした例を示す実施例１の場合に、１０周期目に最初の状態に戻ることになる。上記の例ではこの９周期内に最初に点弧されるセルは、順次隣接するセルとされた例を示しているが、次回に最初に点弧されるセルは隣接関係にある必要はない。９周期内のどこかで先頭位置に立てばよい。またこの順次変更処理は、他のアームにおいても同様に実行されるが、９周期内のどこかで先頭位置に立つようにされていればよい。 In the case of the first embodiment, which is composed of nine cells and generates the timing signal S1 every cycle, the first state is returned to the tenth cycle. In the above example, the cells that are fired first in the nine cycles are sequentially adjacent cells. However, the cells that are fired first next time do not need to be adjacent. What is necessary is just to stand at the head position somewhere within nine cycles. This sequential change process is also executed in the other arms in the same manner, but it is only necessary to stand at the head position somewhere in the nine cycles.
以上説明したキャリアローテーションの実行により、電圧波形が「きたない」系統でもセルコンデンサ電圧の平衡を保つことができる。特に、従来のセルコンデンサ電圧バランス制御とともに使用することでその効果が顕著である、
なお、システム全体の構成としては、図７ではなく、図８のようにゲートパルス変換器の信号を光ケーブルのパラレル構成ではなく、シリアルケーブルとして、変換器の盤内もしくは隣盤でシリアルパラレル変換器をもつことで、構成をシンプルにすることもできる。
By performing the carrier rotation described above, the cell capacitor voltage can be balanced even in a system in which the voltage waveform is “messy”. In particular, the effect is remarkable by using it with the conventional cell capacitor voltage balance control.
The overall system configuration is not shown in FIG. 7, but as shown in FIG. 8, the signal of the gate pulse converter is not a parallel configuration of the optical cable, but a serial cable in the converter panel or in the adjacent panel as a serial cable. By having, the configuration can be simplified.
また、ＭＭＣ型変換装置としては、今回は便宜上図５のものを説明に使用したが、図１、図４、図６でも同様に使用できる。 Further, as the MMC type conversion device, the one shown in FIG. 5 is used for the sake of convenience this time, but the same can be used in FIG. 1, FIG. 4, and FIG.
実施例１のキャリアローテーションにおいては、搬送波の位相を、ひとつひとつをずらしているが、これは必ずしもひとつひとつをずらしていく必要性はない。 In the carrier rotation according to the first embodiment, the phases of the carrier waves are shifted one by one. However, it is not always necessary to shift the phases one by one.
図１０ａと図１０ｂに示すように、例えば３つの組みを作って（セル数の約数である必要がある）、３つの組み毎に位相をローテーションさせるものであってもよい。図１０ａでは、三角波Ｃａ１、Ｃａ２、Ｃａ３を第１の組ＣＡ１とし、同様に三角波Ｃａ４、Ｃａ５、Ｃａ６を第２の組ＣＡ２とし、三角波Ｃａ７、Ｃａ８、Ｃａ９を第３の組ＣＡ３としている。そのうえで、最初の周期ではタイミング信号Ｓ１を入力した時点で第１の組ＣＡ１に対応するセル１０２ａ１、１０２ａ２、１０２ａ３、についてのレベル０の三角波Ｃａ１、Ｃａ２、Ｃａ３を基準として生成開始する。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ１→Ｃａ２→・・・→Ｃａ９である。
As shown in FIGS. 10a and 10b, for example, three sets may be made (need to be a divisor of the number of cells), and the phase may be rotated for every three sets. In FIG. 10a, triangular waves Ca1, Ca2, and Ca3 are set as a first set CA1, similarly, triangular waves Ca4, Ca5, and Ca6 are set as a second set CA2, and triangular waves Ca7, Ca8, and Ca9 are set as a third set CA3. In addition, in the first cycle, when the timing signal S1 is input, generation is started with reference to the triangular waves Ca1, Ca2, and Ca3 of
次の周期では、図１０ｂに示すようにタイミング信号Ｓ１を入力した時点で第３の組ＣＡ３に対応するセル１０２ａ７、１０２ａ８、１０２ａ９についてのレベル０の三角波Ｃａ７、Ｃａ８、Ｃａ９を基準として生成開始する。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ７→Ｃａ８→Ｃａ９→Ｃａ１→Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６である。
In the next cycle, as shown in FIG. 10b, when the timing signal S1 is input, generation starts with reference to the triangular waves Ca7, Ca8, Ca9 of
次の周期では、タイミング信号Ｓ１を入力した時点で第２の組ＣＡ２に対応するセル１０２ａ４、１０２ａ５、１０２ａ６についてのレベル０の三角波Ｃａ４、Ｃａ５、Ｃａ６を基準として生成開始する。この場合の生成開始の順番は、Ｃａ４→Ｃａ５→Ｃａ６→Ｃａ１→Ｃａ２→Ｃａ３→Ｃａ７→Ｃａ８→Ｃａ９である。
In the next cycle, when the timing signal S1 is input, generation starts with reference to the triangular waves Ca4, Ca5, and Ca6 of
実施例２のキャリアローテーションの効果としては、実施例１のものと比べてやや劣るが、制御装置の演算量が少なくなり、制御装置に対する負担が軽くなるという利点がある。その他の点は実施例１と同じである。 The effect of the carrier rotation of the second embodiment is slightly inferior to that of the first embodiment, but has the advantage that the calculation amount of the control device is reduced and the burden on the control device is reduced. The other points are the same as in the first embodiment.
３０：ゲートパルス制御装置
１００、１００ａ、１００ｂ：変換用変圧器
１０２：セル
１０３、１０４：直流側の母線
１０５：アーム
１１０：ＭＭＣ型変換装置
２００、２０１、２２０、２２１：ＩＧＢＴ
２０４：コンデンサ
２１０、２１１：端子
３０２変調波発生器
３０３：搬送波位相計算器
３０６：ゲートタイミング信号
３０７：ゲート光信号
３０８ゲートパルス計算機
３０９：光信号変換器
３０１：御指令値
ＧＰＧ：ゲートパルス発生器
Ｓ、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ：変調波
Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃ：搬送波
30: Gate
204:
Claims (4)
前記変調波の所定周期ごとに、前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番が変更されることを特徴とする電力変換装置。 A plurality of cells composed of a plurality of switching elements and capacitors are connected in series to form an arm, and the switching element of each cell has a magnitude of a carrier wave assigned to the cell and a modulation wave commonly applied to the arm. A power conversion device that is on / off controlled by comparison,
The power conversion apparatus according to claim 1, wherein an order of carriers assigned to the plurality of cells is changed for each predetermined period of the modulated wave.
前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番は、セル数がｎであるとき、前記変調波の最初の周期では第１のセル、第２のセル・・・第ｎのセルの順番であり、前記変調波の次の所定周期では第ｎのセル、第１のセル、第２のセル・・・第ｎ−１のセルの順番であり、前記変調波のｎ−１番目の所定周期では第ｎ−１のセル、第ｎのセル、第１のセル・・・第ｎ−２のセルの順番とされることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The order of the carriers allocated to the plurality of cells is the order of the first cell, the second cell, ... the nth cell in the first period of the modulated wave when the number of cells is n, In the next predetermined period of the modulated wave, the order of the nth cell, the first cell, the second cell,..., The (n−1) th cell, and in the n−1th predetermined period of the modulated wave, the nth cell. -1 cell, n-th cell, 1st cell ... n-2th cell in order, and the power conversion apparatus characterized by the above-mentioned.
前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番は、複数のセルによりセルの組をｍ組形成しておき、前記変調波の最初の周期では第１のセルの組、第２のセルの組・・・第ｍのセルの組の順番であり、前記変調波の次の所定周期では第ｍのセルの組、第１のセルの組、・・・第ｍ−１のセルの組の順番であり、前記変調波のｍ−１番目の所定周期では第ｍ−１のセルの組、第ｍのセルの組、・・・第１のセルの組の順番とされ、各組内のセルの搬送波の順番は固定であることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The order of the carriers allocated to the plurality of cells is such that m sets of cells are formed by the plurality of cells, and the first cell set, the second cell set,... The order of the m-th cell group, and in the next predetermined period of the modulated wave, the order of the m-th cell group, the first cell group,. , In the (m-1) th predetermined period of the modulated wave, the set of the (m-1) th cell, the set of the mth cell, ... the order of the first cell set, and the carrier wave of the cells in each set The order of is fixed, the power converter characterized by the above-mentioned.
前記複数のセルに割り当てられる搬送波の順番は、セル数がｎであるとき、ｎ回の前記所定周期のいずれかにおいて、複数のセルの全てが最初の順番となるようにされていることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The order of the carriers allocated to the plurality of cells is such that when the number of cells is n, all of the plurality of cells are in the first order in any one of the n predetermined cycles. A power converter.
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