JP2012175503A - 負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチ素子のオンオフ制御によって負荷を駆動する負荷駆動装置に関し、特に高いデューティ比のときに出力制御を高速に行い得る構成を実現する。
【解決手段】負荷駆動回路１には、外部からの駆動信号及び非駆動信号に応じて通電路１０を流れる電流を制御するゲートドライバ６が設けられ、外部入力が非駆動信号から駆動信号に変化した直後には、コンデンサＣＢＳからの放電に基づき、スイッチ素子Ｍ１がオン状態となるように通電路１０を所定の大電流状態とし、その後の所定時期に、通電路１０を流れる電流をスイッチ素子Ｍ１のオン状態が継続可能な所定の低レベルに変化させている。更に、駆動信号のデューティ比が所定値以上の場合には、ゲートドライバ６に駆動信号が入力されている間、チャージポンプ回路４によってコンデンサＣＢＳに対する電流供給状態が維持されるようになっている。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷駆動装置に関するものである。

従来より、モータ等の負荷をＰＷＭ制御によって駆動する負荷駆動装置が提供されている。例えば特許文献１には、電動パワーステアリング装置に用いる電子制御装置に関する技術が開示されており、この電子制御装置では、チャージポンプ式電源回路およびブートストラップ回路を用いて所定の昇圧電圧を駆動回路に供給し、負荷としてのモータをＰＷＭ制御により駆動している。

特開２００２−３７０９９公報

ＰＷＭ制御によって負荷を駆動する負荷駆動装置は、上記のような電動パワーステアリング装置の例に限らず、ＦＰＣ（フューエルポンプコントローラ）のポンプ駆動など、様々な用途で用いられており、その用途によっては、０％〜１００％のデューティ範囲で出力可能であることが望まれ、且つ高速に駆動可能であることが求められることも多い。しかしながら、特許文献１に代表される従来の技術では、特に高デューティ比（例えば９０％〜１００％）のときに高速にスイッチング制御を行うことが困難であり、この問題を解消し得る技術が求められている。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、スイッチ素子のオンオフ制御によって負荷を駆動する負荷駆動装置に関し、特に高いデューティ比のときに出力制御を高速に行い得る構成を実現することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、
制御入力端子を備え、当該制御入力端子に入力される信号に応じてオン状態とオフ状態とに切り替わる前記第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子がオン状態のときに負荷を通電状態とし、オフ状態のときに負荷を非通電状態とするように切り替わる第２のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子の前記制御入力端子に対して通電可能に配置されたコンデンサとダイオードとを備えた第１電源部と、
前記第１のスイッチ素子の前記制御入力端子及び前記第１電源部の前記コンデンサに対して通電可能に設けられた第２電源部と、
前記制御入力端子と導通する電流経路として配され、少なくとも前記コンデンサからの放電電流が流れる通電路と、
外部から駆動信号と非駆動信号とに変化し得る制御信号が入力可能とされ、前記駆動信号及び前記非駆動信号に応じて前記通電路を流れる電流を制御する電流制御回路と、
を備え、
前記第２電源部は、前記電流制御回路に入力される前記制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上の場合に、前記電流制御回路に前記駆動信号が入力されている間、電流供給状態を維持し、
前記電流制御回路は、
外部から前記非駆動信号が入力されている間は、前記第１のスイッチ素子がオフ状態で維持されるように前記制御入力端子に導通する前記通電路の電流を抑制状態とし、
外部からの入力が前記非駆動信号から前記駆動信号に変化した直後には、少なくとも前記コンデンサからの放電に基づいて、前記通電路を、前記第１のスイッチ素子がオン状態となる所定の大電流状態とし、
前記通電路が前記所定の大電流状態となった後の所定の時期に、前記通電路を流れる電流を、前記第１のスイッチ素子のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ前記所定の大電流状態のときよりも低いレベルに変化させることを特徴とする。

請求項１の発明では、第１のスイッチ素子の制御入力端子と導通する電流経路として配された通電路に対し、第１電源部のコンデンサからの放電電流が流れるように構成されている。そして、外部からの駆動信号及び非駆動信号に応じて通電路を流れる電流を制御する電流制御回路が設けられており、外部からの入力が非駆動信号から駆動信号に変化した直後には、少なくともコンデンサからの放電に基づき、第１のスイッチ素子がオン状態となるように通電路を所定の大電流状態としている。従って、第１のスイッチ素子のオン動作時に、通電路を流れる大電流を利用して第１のスイッチ素子を高速にオンさせることができ、第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子のオンオフ制御の高速化が可能となる。
また、電流制御回路は、通電路が所定の大電流状態となった後の所定の時期に、通電路を流れる電流を、第１のスイッチ素子のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ所定の大電流状態のときよりも低いレベルに変化させている。従って、第１のスイッチ素子が一旦オンした後には、そのオン状態を維持しつつ消費電力を効果的に低減することができる。
更に、電流制御回路に入力される制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上の場合には、電流制御回路に駆動信号が入力されている間、第２電源部によって第１電源部のコンデンサに対して電流供給状態が維持されるようになっている。従って、第１のスイッチ素子のオン時間が長くなる信号状態（即ち、通電路への放電時間が長くなる状態）であってもコンデンサの充電量の低下を抑制することができ、第１のスイッチ素子の各オン動作時に大電流を発生させるために必要な動作電圧を安定的に確保し易くなる。

請求項２の発明では、第２電源部において、チャージポンプ回路と、チャージポンプ回路とは異なる他電源とが設けられており、チャージポンプ回路は、制御信号のデューティ比が所定値以上の場合にコンデンサを充電可能とされている。そして、他電源は、少なくとも制御信号のデューティ比が所定値未満の場合、少なくとも非駆動信号が入力されているときにコンデンサを充電可能とされている。
この構成では、駆動信号のデューティ比が所定値以上となる場合（即ち、第１電源部のコンデンサからの放電量が大きい場合）には、チャージポンプ回路からの供給電流によってコンデンサの充電量を維持することができ、大電流を発生させるための動作電圧を高く維持し易くなる。また、駆動信号のデューティ比が小さい場合には、チャージポンプ回路を動作させずに消費電力を抑えつつ、他電源によってコンデンサの充電状態を維持することができる。

請求項３の発明では、チャージポンプ回路は、制御信号のデューティ比が１００％のときにのみ電流供給可能とされている。この構成によれば、デューティ比が１００％未満となる広いデューティ範囲で消費電力を抑えることができる。一方、デューティ比が１００％のときには、コンデンサからの放電が継続され続けて大電流を発生させるための動作電圧が確保できなくなってしまうことが懸念されるが、チャージポンプ回路からの供給電流によってコンデンサの充電量を高い状態に維持し、大電流を発生させるための動作電圧を高く確保することができるため、上記問題も生じない。

請求項４の発明では、非駆動信号から駆動信号に変化した直後に通電路を流れる電流が、チャージポンプ回路から供給可能な電流レベルを上回るレベルであり、通電路が所定の大電流状態となった後の所定の時期に通電路を流れる電流は、チャージポンプ回路から供給可能な電流レベルを下回るレベルとなっている。
この構成によれば、第１のスイッチ素子の駆動時には、チャージポンプ回路によって供給可能な電流を超える大電流を利用して第１のスイッチ素子のオン動作をより高速に行うことができる。また、第１のスイッチ素子の駆動後には、通電路を流れる電流のレベルをチャージポンプ回路によって供給可能なレベルよりも低く抑えることができるため、より消費電力を抑えることができる。特に、駆動信号のデューティ比が所定値以上となる場合（即ち、第１電源部のコンデンサからの放電量が大きい場合）には、第１のスイッチ素子のオン動作の維持に必要な電流（即ち、切り替え後の低レベルの電流）よりも大きな電流がチャージポンプ回路から供給されるため、通電路の電流が低く切り替えられた後にはコンデンサの充電量を安定的に上昇させて、動作電圧を高く維持することができる。

請求項５の発明では、電流制御回路が切替回路を備えており、この切替回路は、外部からの入力が非駆動信号から駆動信号に変化してから所定時間を計測可能に構成されている。そして、所定時間が計測された場合に通電路を流れる電流を大電流状態のときよりも低いレベルに切り替えている。
この構成によれば、第１のスイッチ素子がオン状態となってから一定時間後に通電路を流れる電流を確実に低レベルに変化させることができ、このような機能を実現するためにそれほど構成を複雑化することもない。

図１は、本発明の第１実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。 図２は、図１の負荷駆動装置における、駆動信号、スイッチＳＷ２、ＳＷ２、定電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の各タイミングを例示するタイミングチャートである。 図３は、図１の負荷駆動装置においてデューティ比が１００％の制御信号が入力されるときの外部入力ＩＮ１、ＩＮ２、電流Ｉ３、ブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）の各タイミングを例示するタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。 図４は、図１の負荷駆動装置においてデューティ比が１００％未満のＰＷＭ信号が入力されるときの外部入力ＩＮ１、ＩＮ２、電流Ｉ３、ブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）の各タイミングを例示するタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。 図５は、図１の負荷駆動装置において制御回路から出力される制御信号（外部入力ＩＮ１、ＩＮ２の信号）と駆動動作との関係を示す表である。 図６（Ａ）は、図１の回路構成においてデューティ比が１００％の制御信号が入力されるときのブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）の波形のシミュレーション結果を示し、併せて、切替回路によって切替制御を行わない場合（切替回路が無い場合と同一）のＢＳ電圧及びＶＭ電圧の波形を対比して示すグラフである。図６（Ｂ）は、図６（Ａ）のシミュレーションの前提となる入力波形（デューティ比が１００％の制御信号）を示すグラフである。 図７は、本発明の第２実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。 図８は、図７の負荷駆動装置において制御回路から出力される制御信号（外部入力ＩＮ１、ＩＮ２の信号）と駆動動作との関係を示す表である。 図９は、本発明の第３実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。 図１０は、図９の負荷駆動装置においてデューティ比が１００％の制御信号が入力されるときの外部入力ＩＮ１、ＩＮ２、電流Ｉ３、ブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）の各タイミングを例示するタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。 図１１は、図９の負荷駆動装置においてデューティ比が１００％未満のＰＷＭ信号が入力されるときの外部入力ＩＮ１、ＩＮ２、電流Ｉ３、ブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）の各タイミングを例示するタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。 図１２は、本発明の第４実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。 図１３は、図１２の負荷駆動装置において、スイッチ素子Ｍ０がオン状態、スイッチ素子Ｍ４がオフ状態のとき（第１の逆位相状態）の通電経路を概念的に説明する説明図である。 図１４は、図１２の負荷駆動装置において、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態、スイッチ素子Ｍ４がオン状態のとき（第２の逆位相状態）の通電経路を概念的に説明する説明図である。 図１５は、本発明の第５実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。 図１６は、図１５の負荷駆動装置において、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態、スイッチ素子Ｍ４がオン状態のとき（第２の逆位相状態）の通電経路を概念的に説明する説明図である。 図１７は、図１５の負荷駆動装置において、スイッチ素子Ｍ０がオン状態、スイッチ素子Ｍ４がオフ状態のとき（第１の逆位相状態）の通電経路を概念的に説明する説明図である。

[第１実施形態]
以下、本発明を具現化した第１実施形態について、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に示す回路図であり、まず、図１等を参照して負荷駆動装置の構成について説明する。図１に示す負荷駆動装置１は、モータやランプ等の電気的負荷を駆動する装置として構成されており、具体的には、例えば、ＦＰＣ（フューエルポンプコントローラ）のポンプ等を負荷として駆動し得る構成をなしている。この負荷駆動装置１は、制御回路２、ＯＲ回路３（ＯＲ１）チャージポンプ回路４、ブートストラップ回路５、ゲートドライバ回路６、スイッチ素子Ｍ０，Ｍ４などを備えている。

制御回路２は、ＰＷＭ信号を発生可能なＰＷＭ駆動部として構成されており、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）に対して駆動信号及び非駆動信号を出力するように構成されている。この制御回路２から出力される制御信号は、例えば図５に示すような組み合わせで信号が出力されるようになっており、外部入力ＩＮ１，ＩＮ２を共にＬレベルで出力する信号パターン（パターン１）、外部入力ＩＮ１をＬレベルとし、外部入力ＩＮ２にＰＷＭ信号を出力する信号パターン（パターン２）、外部入力ＩＮ１をＨレベルとする信号パターン（パターン３）のいずれかで出力を行うようになっている。この制御回路２からの信号は、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）からの信号がチャージポンプ回路４及びＯＲ回路３（ＯＲ１）に入力され、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からの信号がＯＲ回路３（ＯＲ１）のみに入力されるようになっている。

なお、本実施形態では、制御回路２から出力される信号が「制御信号」の一例に相当し、１００％デューティで駆動するとき（図５のパターン３のとき）には、外部入力ＩＮ１から出力されるＨレベルの信号が「駆動信号」に相当する。また、デューティ比が０より大きく１００％よりも小さい場合（図５のパターン２）には、ＩＮ２から出力されるＰＷＭ信号のＨレベル信号が「駆動信号」に相当し、ＰＷＭ信号のＬレベル信号が「非駆動信号」に相当する。また、負荷を非駆動状態とするパターン１のときには、ＩＮ１及びＩＮ２から出力されるＬレベル信号が「非駆動信号」に相当する。

ＯＲ回路３は、外部入力ＩＮ１又は外部入力ＩＮ２がＨレベルとなったときにＨレベル信号を出力するように構成されている。従って、図５に示す信号パターン１のときにはＬレベル信号を継続的に出力し、信号パターン２のときにはＩＮ２のＰＷＭ信号と同期したＰＷＭ信号を出力するようになっている。また、信号パターン３のときには、ＩＮ１のＨレベル信号と同期したＨレベル信号を継続的に出力するようになっている。

チャージポンプ回路４は、公知の昇圧型チャージポンプ回路として構成されており、外部入力ＩＮ１からの信号を入力信号として動作しており、外部入力ＩＮ１がＨレベルとなったときに駆動を開始し、設定された電圧（チャージポンプ設定電圧）を出力するようになっている。このチャージポンプ回路４の出力電圧は、例えば主電源ＶＢよりも高い電圧に設定されている。本実施形態では、チャージポンプ回路４及び主電源ＶＢが「第２電源部」の一例に相当しており、スイッチ素子Ｍ１のゲート端子と導通する通電路１０及びコンデンサＣＢＳに対して通電可能に構成されている。

チャージポンプ回路４の出力側には、ダイオードＤ２のアノード側が接続されており、ダイオードＤ２のカソード側は、ブートストラップ回路５を構成するコンデンサＣＢＳの一方の電極（高電位側の電極）に接続されている。本実施形態では、制御回路２から出力される制御信号のデューティ比が所定値以上（具体的には１００％）のときにのみ外部入力ＩＮ１からチャージポンプ回路４を駆動させる信号（Ｈレベル信号）が与えられるため、チャージポンプ回路４は制御信号のデューティ比が所定値以上（本実施形態では１００％）の場合にのみ動作してコンデンサＣＢＳを充電することになる。

ブートストラップ回路５は、「第１電源部」の一例に相当するものであり、スイッチ素子Ｍ１のゲート端子に対して通電可能に配置されたコンデンサＣＢＳとダイオードＤ１とを備えている。コンデンサＣＢＳの一端側はダイオードＤ１のカソード側に接続されると共に上述のダイオードＤ２のカソード側にも接続されており、ダイオードＤ１のアノード側は主電源ＶＢの正極側に接続されている。なお、主電源ＶＢは、「他電源」の一例に相当しており、例えばチャージポンプ４の出力電圧よりも低い電圧を出力するように構成されている。

ゲートドライバ回路６は、スイッチ素子Ｍ１、Ｍ２、通電路１０（通電路１１、１２、１３）、インピーダンス成分１６、切替回路１７、ＡＮＤ回路１９、定電流源２１、２３、２５、インピーダンス成分２７、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３，ＮＯＴ回路２９等を備えている。このゲートドライバ回路６は、「電流制御回路」の一例に相当するものであり、外部から駆動信号（Ｈレベル信号）と非駆動信号（Ｌレベル信号）とが入力可能とされ、駆動信号及び非駆動信号に応じて通電路１０（通電路１１、１２、１３）を流れる電流を制御するように機能している。

切替回路１７は、ＯＲ回路３からの出力がＬレベルのときにはＬレベルの信号を出力し、ＯＲ回路３からの出力がＨレベルのときには、ＯＲ回路３がＨレベルに切り替わってから所定時間Ｔａを超えない時間範囲でＨレベル信号を出力している。この切替回路１７は、タイマ回路を備えており、制御信号（即ち、ＯＲ回路３からの信号）が非駆動信号（Ｌレベル信号）から駆動信号（Ｈレベル信号）に変化する毎に、Ｈレベルに切り替わってからの時間を計測している。そして、ＯＲ回路３からのＨレベル信号の継続時間が所定時間Ｔａに達した以後には、ＯＲ回路３からのＨレベル信号が継続していても出力をＬレベル信号に切り替えており、このＬレベル信号の出力を、再びＯＲ回路３においてＨレベルへの立ち上がりがあるまで（即ち、ＯＲ回路３からの出力においてＬレベル信号からＨレベル信号への切り替わりが発生するまで）維持し、これにより通電路１０を流れる電流Ｉ３を大電流状態（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２の状態）よりも低いレベル（Ｉ３＝Ｉ１の状態）に切り替えるように機能している。

ＡＮＤ回路１９は、切替回路１７からＨレベルの信号が出力され、且つＯＲ回路３（ＯＲ１）からＨレベルの信号が出力されているときにＨレベルの信号を出力するようになっている。つまり、ＯＲ回路３からの出力がＬレベルからＨレベルに切り替わってから、そのＨレベル信号が維持されている間、所定時間Ｔａを超えない範囲でＨレベル信号を出力している。

スイッチＳＷ２は、トランジスタ等の公知の半導体スイッチなどによって構成されており、ＡＮＤ回路１９からＨレベルの信号が出力されているときにオン状態（導通状態）となり、ＡＮＤ回路１９からＬレベルの信号が出力されているときにオフ状態（非導通状態）となるように構成されている。

スイッチＳＷ１は、トランジスタ等の公知の半導体スイッチなどによって構成されており、ＯＲ回路３（ＯＲ１）からＨレベルの信号が出力されているときにオン状態（導通状態）となり、ＯＲ回路３からＬレベルの信号が出力されているときにオフ状態（非導通状態）となるように構成されている。このスイッチＳＷ１は、ＰＷＭ動作時（図５に示すパターン２の場合）には、ＯＲ回路３から出力されるＰＷＭ信号に同期してオンオフがなされ、１００％デューティ時（図５に示すパターン３の場合）にはＯＲ回路３からのＨレベル信号の係属中、オン状態が維持されるようになっている。

ＮＯＴ回路２９は、ＯＲ回路３から出力される信号を入力信号とし、出力側がスイッチＳＷ３に接続されており、ＯＲ回路３から出力される信号を反転して出力している。即ち、ＯＲ回路３からＨレベルの信号が出力されているときにスイッチＳＷ３を非動作とするＬレベルの信号を出力し、ＯＲ回路３からＬレベルの信号が出力されているときにスイッチＳＷ３を動作させるＨレベルの信号を出力している。

スイッチＳＷ３は、トランジスタ等の公知の半導体スイッチなどによって構成されており、ＮＯＴ回路２９からＨレベルの信号が出力されているときにオン状態（導通状態）となり、ＮＯＴ回路２９からＬレベルの信号が出力されているときにオフ状態（非導通状態）となるように構成されている。なお、スイッチＳＷ１に入力される信号と、スイッチＳＷ３に入力される信号は、常に逆位相の状態となるため、スイッチＳＷ３は、スイッチＳＷ１がオン状態のときにオフ状態に切り替わり、スイッチＳＷ１がオフ状態のときにオン状態に切り替わるようになっている。

スイッチ素子Ｍ１は、「第１のスイッチ素子」の一例に相当するものであり、「制御入力端子」としてのゲート端子に入力される信号に応じてオン状態とオフ状態とに切り替わる構成をなしている。図１の例ではスイッチ素子Ｍ１がＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、駆動ＭＯＳ（スイッチ素子Ｍ０）のゲートチャージ用のスイッチ素子として機能している。このスイッチ素子Ｍ１は、ソース端子が通電路１１を介してコンデンサＣＢＳとダイオードＤ２の間に接続され、コンデンサＣＢＳの一方の電極（高電位側の電極）及びダイオードＤ２のカソードに導通している。また、スイッチ素子Ｍ１のソース端子は、コンデンサＣＢＳとダイオードＤ１の間に接続され、ダイオードＤ１のカソードにも導通している。また、スイッチ素子Ｍ１のドレイン端子は、スイッチ素子Ｍ０のゲート端子及びスイッチ素子Ｍ２のドレイン端子に接続されている。

また、スイッチ素子Ｍ１のゲート端子とソース端子との間は、通電路１２によって導通しており、この通電路１２には、抵抗等（ゲート−ソース間クランプ素子等）によって構成されるインピーダンス成分１６が介在している。更に、スイッチ素子Ｍ１のゲート端子と、通電路１２とに接続される構成で通電路１３が設けられている。上記通電路１０（通電路１１、１２、１３）は、スイッチ素子Ｍ１のゲート端子（制御入力端子）と導通する電流経路として配され、コンデンサＣＢＳからの放電電流が流れるように構成されている。

また、通電路１３からは第１定電流路１４と第２定電流路１５とが分岐しており、それぞれにおいて定電流源２１と定電流源２３とが並列に接続されている。第１定電流路１４には、スイッチＳＷ１を介して定電流源２１が接続されており、スイッチＳＷ１がオン状態となったとき（即ち、ＯＲ回路３からＨレベル信号が出力されているとき）には第１定電流路１４において分岐位置Ｐ１からグランド側に定電流Ｉ１が流れるようになっている。なお、スイッチＳＷ１がオフ状態のとき（即ち、ＯＲ回路３からＬレベル信号が出力されているとき）には第１定電流路１４に電流は流れないこととなる。

また、第２定電流路１５には、スイッチＳＷ２を介して定電流源２３が接続されており、スイッチＳＷ２がオン状態となったとき（即ち、ＡＮＤ回路１９からＨレベル信号が出力されるとき）には第２定電流路１５において分岐位置Ｐ１からグランド側に定電流Ｉ２が流れるようになっている。なお、スイッチＳＷ２がオフ状態のとき（即ち、ＡＮＤ回路１９からＬレベル信号が出力されているとき）には第２定電流路１５に電流は流れないこととなる。

定電流源２１、２３、２５は、いずれも公知の定電流回路として構成されている。定電流源２３によって流れる定電流Ｉ２の電流値は、定電流源２１によって流れる定電流Ｉ１の電流値よりも十分大きくなっており、例えば、定電流Ｉ２の電流値は数十ｍＡとされており、定電流Ｉ１の電流値は数十μＡとされている。また、上述のチャージポンプ回路４から供給可能な電流の電流値Ｉmaxは、定電流源２１を流れる定電流Ｉ１の電流値よりも大きく（即ちＩ１＜Ｉmax）、定電流源２３を流れる定電流Ｉ２の電流値よりも十分小さくなっている（即ちＩmax≪Ｉ２）。

スイッチ素子Ｍ２は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されており、駆動ＭＯＳ（スイッチ素子Ｍ０）のゲートディスチャージ用の素子として機能している。このスイッチ素子Ｍ２は、ドレイン端子がスイッチ素子Ｍ１のドレイン端子及びスイッチ素子Ｍ０のゲート端子に接続されている。またスイッチ素子Ｍ２のソース端子は、スイッチ素子Ｍ０のソース端子に接続されると共に、負荷Ｍの一端側に接続されている。なお、負荷Ｍの他端側は接地されている。また、スイッチ素子Ｍ２のソース端子には、コンデンサＣＢＳの低電位側の電極が接続され、スイッチ素子Ｍ４のドレイン端子も接続されている。

本実施形態では、負荷Ｍの一端側に印加される駆動電圧（ＶＭ電圧）立ち上げ時（即ち、負荷Ｍの駆動時）にスイッチ素子Ｍ１をオン動作させる一方で、スイッチ素子Ｍ２をオフ動作させるように制御がなされ、ＶＭ電圧立ち下げ時（即ち、負荷Ｍの駆動停止時）にはスイッチ素子Ｍ１をオフ動作させ、スイッチ素子Ｍ２をオン動作させるようにゲートドライバ回路６によって制御がなされることとなる。

スイッチ素子Ｍ０は、「第２のスイッチ素子」の一例に相当するものであり、スイッチ素子Ｍ１（第１のスイッチ素子）がオン状態のときにオン状態に切り替わり、主電源ＶＢから負荷Ｍまでの通電ラインを導通させて負荷Ｍを通電状態とし、スイッチ素子Ｍ１がオフ状態のときにはオフ状態に切り替わり、このときには負荷Ｍを非通電状態とするように機能している。このスイッチ素子Ｍ０は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されており、ドレイン端子が主電源ＶＢの正極側に接続され、ソース端子が負荷Ｍの一端側（接地側とは反対のＶＭ位置側）に接続されている。

スイッチ素子Ｍ４は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されており、ドレイン端子がスイッチ素子Ｍ０のソース端子及び負荷Ｍの一端側（ＶＭ側）に接続されており、ソース端子は接地されている。また、スイッチ素子Ｍ４のゲート端子には、当該ゲート端子に対してＰＷＭ信号を与える駆動回路が設けられている。なお、スイッチ素子Ｍ４は、スイッチ素子Ｍ０を駆動させるための構成と同様の構成によってオンオフを制御してもよく、これとは異なる構成によってオンオフを制御してもよい。

（負荷駆動装置の動作）
次に、本実施形態に係る負荷駆動装置の動作について説明する。
図２は、駆動信号、スイッチＳＷ２、ＳＷ２、定電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３のタイミングを示すタイミングチャートである。図３は、デューティ比が１００％の制御信号が入力されるときの外部入力ＩＮ１、ＩＮ２、電流Ｉ３、ブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）のタイミングを示すタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。図４は、デューティ比が１００％未満のＰＷＭ信号が入力されるときの外部入力ＩＮ１、ＩＮ２、電流Ｉ３、ブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）のタイミングを示すタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。図５は、制御回路から出力される制御信号と駆動動作との関係を示す表である。図６（Ａ）は、図１の回路構成においてデューティ比が１００％の制御信号が入力されるときのブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）の波形のシミュレーション結果を示し、併せて、切替回路によって切替制御を行わない場合のＢＳ電圧及びＶＭ電圧の波形を対比して示すグラフである。図６（Ｂ）は、図６（Ａ）のシミュレーションの前提となる入力波形（駆動信号）を示すグラフである。

（負荷駆動装置の動作）
＜１．負荷を非駆動状態とする場合＞
まず、負荷Ｍを非駆動状態とする場合の負荷駆動装置１の動作について説明する。
負荷Ｍを非駆動状態（停止状態）とする場合、図５のパターン１に示すように、制御回路２は、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）をＬレベルに設定し、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）もＬレベルに設定する。このように外部入力ＩＮ１、ＩＮ２がいずれもＬレベルである場合、ＯＲ回路３（ＯＲ１）からＬレベル信号が出力され、ＡＮＤ回路１９からもＬレベル信号が出力されるため、スイッチＳＷ２はオフ状態となる。従って、第２定電流路１５には電流が流れないことになる。また、スイッチＳＷ１は、ＯＲ回路３（ＯＲ１）からＬレベル信号が与えられるため、オフ状態となる。従って、第１定電流路１４にも電流が流れないことになる。この場合、通電路１０（通電路１１、１２、１３）に電流が流れないため、スイッチ素子Ｍ１のゲート端子の電位はソース端子の電位と略同一となり、スイッチ素子Ｍ１のＶＧＳは、ほぼ０となるため、スイッチ素子Ｍ１はオフ状態に維持される。

一方、ＮＯＴ回路２９は、ＯＲ回路３（ＯＲ１）からＬレベル信号が入力されることに応じてＨレベル信号を出力し、これによりスイッチＳＷ３がオン状態となる。このとき、通電路１８には、定電流源２５による定電流Ｉ４が流れ、スイッチ素子Ｍ２はオン状態となる。また、スイッチ素子Ｍ０のゲート端子とソース端子の電圧は略同一となり、スイッチ素子Ｍ０はオフ状態で維持される。従って、主電源ＶＢ側から負荷Ｍを駆動する駆動電流が流れず負荷Ｍは停止状態となる。なお、スイッチ素子Ｍ０とスイッチ素子Ｍ４は同時にオン状態とならないように制御がなされる。

＜２．デューティ比が１００％の場合＞
次に、デューティ比を１００％として駆動する場合について説明する。
デューティ比を１００％に設定する場合、図５のパターン３に示すように、制御回路２は、図３の時間ｔ１以降のように、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）からＨレベル信号を出力し、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）から例えばＬレベル信号（Ｌｏ状態）を出力する。

この場合、外部入力ＩＮ１からのＨレベル信号と同期してＯＲ回路３（ＯＲ１）からＨレベル信号が出力される。外部入力ＩＮ１、ＩＮ２のいずれかがＨレベルのときにはＯＲ回路３からＨレベル信号が出力され、スイッチＳＷ１は、ＯＲ回路３からのＨレベル信号と同期してオン状態となる（図２参照）。従って、外部入力ＩＮ１から１００％デューティの駆動信号（Ｈレベル信号）が出力されている期間中はスイッチＳＷ１がオン状態で継続し、第１定電流路１４に定電流Ｉ１が流れ続ける（図２参照）。

切替回路１７は、ＯＲ回路３からの信号がＬレベル信号からＨレベル信号に切り替わった直後（即ち、図２、図３の時間ｔ１直後）の所定期間Ｔａの間はＨレベル信号を出力し、その所定期間Ｔａ後には出力をＬレベルに変化させるように制御しているため、図２に示すように、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）から１００％デューティの駆動信号（Ｈレベル信号）が出力された直後の所定期間ＴａだけスイッチＳＷ２がオン状態となり、このときには第２定電流路１５に定電流Ｉ２が流れることになる。この構成では、図３に示すように、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）から１００％デューティの駆動信号（Ｈレベル信号）が出力された直後の初期期間（１）において通電路１０（即ち、通電路１１、１２、１３）を流れる電流Ｉ３は大電流（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）となり、この大電流Ｉ３は、上記所定期間Ｔａが経過するまで継続することになる（図２、図３参照）。

また、外部入力ＩＮ１が１００％デューティの駆動信号（Ｈレベル信号）となることに伴い、初期期間（１）からチャージポンプ回路４も動作を開始する。このようにチャージポンプ回路４が動作を開始すると、チャージポンプ回路４からの供給電流によってコンデンサＣＢＳには徐々に電荷が蓄積され、コンデンサＣＢＳの高電位側の電圧（ＢＳ電圧）が徐々に上昇することになる。

このように、「第２電源部」に相当するチャージポンプ回路４は、ゲートドライバ６に入力される制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上（本実施形態では１００％）の場合に、駆動信号（具体的にはＩＮ１のＨレベル信号）が入力されている間、電流供給状態を維持している。

また、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）から１００％デューティの駆動信号（Ｈレベル信号）が出力された直後は、一定期間Ｔａが経過するまで通電路１０を流れる電流Ｉ３が大電流（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）となるため、インピーダンス成分１６での電圧降下が大きくなり、急峻にスイッチ素子Ｍ１のＶＧＳが大きくなる。従って、スイッチ素子Ｍ１が高速にオン状態となる（図３の期間（２））。また、スイッチ素子Ｍ１のオン動作に伴い、スイッチ素子Ｍ０のゲート電圧も上昇し、スイッチ素子Ｍ０も高速にオン状態になる（図３の期間（３））。このように、本実施形態に係る構成では、スイッチ素子Ｍ１及びスイッチ素子Ｍ０のいずれも高速スイッチングが可能となる。

更に、スイッチ素子Ｍ０がオン状態となると、負荷Ｍの一端側の電圧（ＶＭ電圧）が急峻に上昇し、それに伴ってコンデンサＣＢＳの高電位側の電圧（ＢＳ電圧）が急峻に上昇することになる（図３の期間（４））。

また、図１のゲートドライバ回路６では、デューティ比１００％での駆動開始後の一定期間Ｔａの間は、インピーダンス成分１６を介してコンデンサＣＢＳより大電流（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）を流しているため、コンデンサＣＢＳの高電位側の電圧（ＢＳ電圧）は、急峻な立ち上がり期間（図３の期間（４））の後、徐々に低下することになる（図３の期間（５））。なお、期間（５）のときには、図３の最下段に示すようにチャージポンプ回路４の出力電圧が出力可能な設定電圧（チャージポンプ設定電圧）まで立ち上がりきっておらず、大電流Ｉ３（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）による放電量が大きいため、ＢＳ電圧の低下速度はやや大きくなる。

一方、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）から１００％デューティの駆動信号（Ｈレベル信号）が出力されたｔ１時点から所定時間Ｔａが経過すると、切替回路１７の制御によってスイッチＳＷ２がオフ状態となり、第２定電流路１５に電流Ｉ２が流れなくなる。従って、駆動信号の開始時点ｔ１から所定期間Ｔａが経過した後には、通電路１０を流れる電流Ｉ３は、駆動開始直後の所定期間Ｔａのときよりも相対的に低いレベル（Ｉ３＝Ｉ１）となり、コンデンサＣＢＳからの放電が抑えられるため、所定時間Ｔａ経過後の期間（６）（図３）では、ＢＳ電圧の低下速度が期間（５）よりも小さくなる。なお、電流Ｉ３を大電流（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）から小電流（Ｉ３＝Ｉ１）に切り替えるための所定時間Ｔａは、負荷Ｍに印加する駆動電圧（ＶＭ電圧）が完全に立ち上がるまでの時間Ｔｂ（ここでは、ＶＭ電圧が主電源ＶＢと略同電位となるまでの時間）以上に長く設定されている。

そして、時間ｔ２から更に時間が経過した所定時期ｔ３となるとチャージポンプ回路４の出力電圧は設定電圧まで立ち上がることになる。一方、ＢＳ電圧は、所定期間Ｔａ経過後も、電流Ｉ３（＝Ｉ１）の供給によって徐々に低下するが、チャージポンプ回路４の出力電圧に達するとその電圧で維持され、最終的にチャージポンプ設定電圧で安定する。なお、図３の下二段のタイミングチャートは、ＢＳ電圧の内訳を説明するものであり、図３の最下段は、チャージポンプ回路４からの出力電圧の変化（チャージポンプ回路４の単独動作としての電圧変化）を示しており、図３の下から２段目は、ブートストラップ回路５の単独動作としての電圧変化（即ち、デューティー比１００％の駆動信号が出力されたときにチャージポンプ回路４が動作しなかっと仮定した場合のＢＳ電圧の変化）を示している。

以上のように、本実施形態では、「電流制御回路」に相当するゲートドライバ回路６により、外部から非駆動信号が入力されている間（即ち、外部入力ＩＮ１、ＩＮ２がいずれもＬレベルの間）、スイッチ素子Ｍ１がオフ状態で維持されるようにゲート端子に導通する通電路１０の電流を抑制状態（具体的には、電流停止状態）としている。そして、外部からの入力が非駆動信号から駆動信号に変化した直後（即ち、外部入力ＩＮ１、ＩＮ２が共にＬレベルの状態から、いずれかがＨレベルに変化した直後）には、少なくともコンデンサＣＢＳからの放電に基づいて、通電路１０を、スイッチ素子Ｍ１がオン状態となる所定の大電流状態（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２となる状態）に設定し、スイッチ素子Ｍ１、Ｍ０の高速駆動を実現している。特に、ゲートドライバ回路６に入力される制御信号が非駆動信号（Ｌレベル信号）から駆動信号（Ｈレベル信号）に変化した直後に通電路１０を流れる電流Ｉ３（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）は、チャージポンプ回路４から供給可能な電流レベルＩmaxを大きく上回るレベルとなっており、スイッチ素子Ｍ１、Ｍ０をより高速に駆動できるようになっている。

そして、通電路１０が大電流状態（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２の状態）となった後の所定時期ｔ２（図２、図３）に、通電路１０を流れる電流を、スイッチ素子Ｍ１のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ前記大電流状態（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２の状態）のときよりも低いレベル（Ｉ３＝Ｉ１の状態）に変化させ、これによりスイッチ素子Ｍ１のオン動作を維持しつつ装置全体の消費電力の低減を図っている。

更に本実施形態では、所定時期ｔ２以後に通電路１０を流れる電流Ｉ３（＝Ｉ１）を、チャージポンプ回路４から供給可能な電流レベルＩmaxを下回るレベルとしているため、コンデンサＣＢＳへの充電電流を確保して最終的にＢＳ電圧を一定電圧値（チャージポンプ設定電圧）に維持することができ、デューティ比が１００％の駆動信号が継続する駆動中であってもＢＳ電圧を高いレベルで維持することができる。

＜３．ＰＷＭ動作時（デューティ比が０より大きく１００％未満の場合）＞
次に、ＰＷＭ動作時（デューティ比が０より大きく１００％未満の場合）について説明する。このＰＷＭ動作時には、図５のパターン２に示すように、制御回路２において、第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）からＬレベル信号が出力され、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からＰＷＭ信号が出力される。従って、ＯＲ回路３（ＯＲ１）からは、制御回路２からのＰＷＭ信号に同期したＰＷＭ信号が出力されることになる（即ち、ゲートドライバ回路６には、外部入力ＩＮ２のＰＷＭ信号と同期したＰＷＭ信号が入力されることになる）。また、ＰＷＭ動作時には第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）からチャージポンプ回路４に対してＬレベル信号が入力され続けるため、チャージポンプ回路４は動作停止状態となる。

ＰＷＭ信号においてＨレベル信号（駆動信号）の出力時には、ゲートドライバ回路６では、基本的に１００％デューティの場合と同様の切替動作がなされる。この場合、外部入力ＩＮ２からのＨレベル信号と同期してＯＲ回路３（ＯＲ１）からＨレベル信号が出力されるため、スイッチＳＷ１は、ＯＲ回路３からのＨレベル信号と同期してオン状態となる。従って、外部入力ＩＮ２からＨレベル信号（駆動信号）が出力されている期間中はスイッチＳＷ１がオン状態で継続し、第１定電流路１４に定電流Ｉ１が流れ続ける。

また、切替回路１７は、ＯＲ回路３からの信号がＬレベル信号からＨレベル信号に切り替わった直後（即ち、図４の時間ｔ１直後）の所定期間Ｔａの間はＨレベル信号を出力し、その所定期間Ｔａ後には出力をＬレベルに変化させるように制御しているため、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からＨレベル信号（駆動信号）が出力された直後の所定期間ＴａだけスイッチＳＷ２がオン状態となり、このときには第２定電流路１５に定電流Ｉ２が流れることになる（図２等参照）。この構成でも、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からＨレベル信号（駆動信号）が出力された直後の初期期間（１）において通電路１０（即ち、通電路１１、１２、１３）を流れる電流Ｉ３は大電流（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）となり、この大電流Ｉ３は、上記所定期間Ｔａが経過するまで継続することになる（図４参照）。

この場合も、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からＨレベル信号（駆動信号）が出力されたｔ１直後は、一定期間Ｔａが経過するまで通電路１０を流れる電流Ｉ３が大電流（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）となるため、インピーダンス成分１６での電圧降下が大きくなり、急峻にスイッチ素子Ｍ１のＶＧＳが大きくなる。従って、スイッチ素子Ｍ１が高速にオン状態となる（図４の期間（２））。また、スイッチ素子Ｍ１のオン動作に伴い、スイッチ素子Ｍ０のゲート電圧も上昇し、スイッチ素子Ｍ０も高速にオン状態になる（図４の期間（３））。更に、スイッチ素子Ｍ０がオン状態となると、負荷Ｍの一端側の電圧（ＶＭ電圧）が急峻に上昇し、それに伴ってコンデンサＣＢＳの高電位側の電圧（ＢＳ電圧）が急峻に上昇することになる（図４の期間（４））。

また、図１のゲートドライバ回路６では、Ｈレベル信号の開始時点ｔ１から一定期間Ｔａの間は、インピーダンス成分１６を介してコンデンサＣＢＳより大電流（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）を流しているため、コンデンサＣＢＳの高電位側の電圧（ＢＳ電圧）は、急峻な立ち上がり期間（図４の期間（４））の後、徐々に低下することになる（図４の期間（５））。なお、期間（５）のときには、大電流Ｉ３（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）による放電量が大きいため、ＢＳ電圧の低下速度はやや大きくなる。

一方、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からＨレベル信号（駆動信号）が出力されたｔ１時点から所定時間Ｔａが経過すると、切替回路１７の制御によってスイッチＳＷ２がオフ状態となり、第２定電流路１５に電流Ｉ２が流れなくなる。従って、駆動信号の開始時点ｔ１から所定期間Ｔａが経過した後には、通電路１０を流れる電流Ｉ３は、駆動開始直後の所定期間Ｔａのときよりも相対的に低いレベル（Ｉ３＝Ｉ１）となり、コンデンサＣＢＳからの放電が抑えられるため、所定時間Ｔａ経過後の期間（６）（図４）では、ＢＳ電圧の低下速度が期間（５）よりも小さくなる。なお、電流Ｉ３を大電流（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）から小電流（Ｉ３＝Ｉ１）に切り替えるための所定時間Ｔａは、負荷Ｍに印加する駆動電圧（ＶＭ電圧）が完全に立ち上がるまでの時間Ｔｂ（ここではＶＭ電圧が主電源ＶＢと略同電位となるまでの時間）以上に長く設定されている。

そして、ＰＷＭ信号のオン期間がデューティ比の設定に従って期間ｔ４においてオフ期間（非駆動信号）に切り替わると（即ち、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）がＬレベル信号に切り替わると）、ＯＲ回路３からのＬレベル信号の出力に応じてスイッチＳＷ１、ＳＷ２がいずれもオフ状態となる。このときは、上述の負荷非駆動状態（図５のパターン１）と同様であり、第１定電流路１４及び第２定電流路１５のいずれにも電流が流れず、通電路１０（通電路１１、１２、１３）に電流が流れなくなり、スイッチ素子Ｍ１はオフ状態となる。一方、ＮＯＴ回路２９は、ＯＲ回路３（ＯＲ１）からＬレベル信号が入力されることに応じてＨレベル信号を出力し、これによりスイッチＳＷ３がオン状態となる。このとき、通電路１８には、定電流源２５による定電流Ｉ４が流れ、スイッチ素子Ｍ２はオン状態となる。また、スイッチ素子Ｍ０のゲート端子とソース端子の電圧は略同一となり、スイッチ素子Ｍ０はオフ状態に切り替わる。

本実施形態の負荷駆動装置１では、制御回路２から非駆動信号が出力されている間（ＩＮ１、ＩＮ２がいずれもＬレベルとなる期間）であっても、主電源ＶＢ（他電源）によってコンデンサＣＢＳが充電され、負荷停止時及びＰＷＭ動作時のいずれにおいても、ＢＳ電圧値が主電源ＶＢの電位以下にならないようになっている。

（第１実施形態の主な効果）
本実施形態に係る負荷駆動装置１では、上述したように、スイッチ素子Ｍ１のオン動作時に通電路１０を大電流Ｉ３（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２）が流れ、インピーダンス成分１６での電圧降下が大きくなるため、スイッチ素子Ｍ１でのＶＧＳを高くして当該スイッチ素子Ｍ１を高速にオンさせることができる。従って、スイッチ素子Ｍ１及びスイッチ素子Ｍ０のオンオフ制御の高速化が可能となる。

また、ゲートドライバ５は、通電路１０が大電流状態（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２の状態）となったｔ１後の所定時期ｔ２に、通電路１０を流れる電流Ｉ３を、スイッチ素子Ｍ１のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ大電流状態（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２の状態）のときよりも低いレベル（Ｉ３＝Ｉ１）に変化させている。従って、スイッチ素子Ｍ１が一旦オンした後には、そのオン状態を維持しつつ消費電力を効果的に低減することができる。

また、このように通電路Ｉ３の電流の切り替えを行っているため、スイッチ素子Ｍ１のオン動作中におけるＢＳ電圧の低下度合いを抑制することができる。これにより、図６（Ａ）（Ｂ）のシミュレーション結果のような効果をえることができる。図６（Ａ）（Ｂ）のシミュレーションは、所定時間Ｔａ（図３等）経過後に切替回路１７による切り替え制御を行わない場合（即ち、ＯＲ回路３の出力と完全に同期してスイッチＳＷ２がオンオフ制御される場合）と行う場合とを比較したものであり、切替回路１７による切り替え制御を行わない場合には、駆動信号が継続したとき（図６の例では図６（Ｂ）ではデューティ比が１００％の駆動信号が継続したとき）に、図６（Ａ）のＢＳ波形１のようにＢＳ電圧が低下しすぎてしまい、ＶＭ波形１のように負荷Ｍへの出力電圧（ＶＭ電圧）が低下することが懸念される。しかしながら、本実施形態のように所定時間Ｔａ後に通電路Ｉ３の電流の切り替えを行えば、図６（Ａ）のＢＳ波形２のようにコンデンサＣＢＳの出力電圧（ＢＳ電圧）の低下を抑えることができ、ＶＭ波形２のように負荷Ｍへの出力電圧（ＶＭ電圧）を高く維持することができる。

また本実施形態では、ゲートドライバ回路６に入力される制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上（図１の例では１００％）の場合に、ゲートドライバ回路６に駆動信号が入力されている間、チャージポンプ回路４及び主電源ＶＢによってコンデンサＣＢＳに対する電流供給状態が維持されるようになっている。従って、スイッチ素子Ｍ１のオン時間が長くなる信号状態（即ち、通電路１０への放電時間が長くなる状態）であってもコンデンサＣＢＳの充電量の低下を抑制することができ、スイッチ素子Ｍ１の各オン動作時に大電流を発生させるために必要な動作電圧を安定的に確保し易くなる。

また、本実施形態では、チャージポンプ回路４と、チャージポンプ回路４とは異なる主電源ＶＢ（他電源）とによって「第２電源部」が構成されており、チャージポンプ回路４は、制御信号のデューティ比が所定値以上（図１では１００％）の場合にのみコンデンサＣＢＳを充電可能とされている。一方、主電源ＶＢ（他電源）は、制御信号のデューティ比が所定値未満（図１では１００％未満の場合）であっても、コンデンサＣＢＳを充電可能とされている。
この構成では、制御信号のデューティ比が所定値以上となる場合（即ち、コンデンサＣＢＳからの放電量が大きい場合）には、チャージポンプ回路４からの供給電流によってコンデンサＣＢＳの充電量を維持することができ、大電流を発生させるための動作電圧を高く維持し易くなる。また、制御信号のデューティ比が小さい場合には、チャージポンプ回路４を動作させずに消費電力を抑えつつ、主電源ＶＢ（他電源）によってコンデンサＣＢＳの充電状態を維持することができる。

また、本実施形態では、制御信号のデューティ比が１００％のときにのみチャージポンプ回路４によって電流供給可能とされている。この構成によれば、デューティ比が１００％未満となる広いデューティ範囲で消費電力を抑えることができる。一方、デューティ比が１００％のときには、コンデンサＣＢＳからの放電が継続し続けるため、スイッチ素子Ｍ１を駆動させるための動作電圧（ＢＳ電圧）が低下する懸念がより大きくなるが、チャージポンプ回路４からの供給電流によってコンデンサＣＢＳの充電量を高い状態に維持することができるため、上記問題も生じない。

また、本実施形態では、非駆動信号から駆動信号に変化したｔ１直後に通電路１０を流れる電流Ｉ３を、チャージポンプ回路４から供給可能な電流レベルＩmaxよりも大きく設定しており（即ち、Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２、Ｉ３＞Ｉmax）、通電路１０が大電流状態となった後の所定時期ｔ２以後に通電路１０を流れる電流Ｉ３を、チャージポンプ回路４から供給可能な電流レベルＩmaxよりも小さく設定している（即ち、Ｉ３＝Ｉ１、Ｉ３＜Ｉmax）。この構成によれば、スイッチ素子Ｍ１の駆動時には、チャージポンプ回路４によって供給可能な電流を超える大電流を利用してスイッチ素子Ｍ１のオン動作をより高速に行うことができる。また、スイッチ素子Ｍ１の駆動後には、通電路１０を流れる電流のレベルをチャージポンプ回路４によって供給可能なレベルよりも低く抑えることができるため、より消費電力を抑えることができる。特に、制御信号のデューティ比が所定値以上となる場合（即ち、コンデンサＣＢＳからの放電量が大きい場合）には、スイッチ素子Ｍ１のオン動作の維持に必要な電流（即ち、切り替え後の低レベルの電流）よりも大きな電流がチャージポンプ回路４から供給されるため、通電路１０の電流Ｉ３が低く切り替えられた後にはコンデンサＣＢＳの充電量を安定的に上昇させて、動作電圧（ＢＳ電圧）を高く維持することができる。

また、本実施形態では、ゲートドライバ回路６（電流制御回路）が切替回路１７を備えており、この切替回路１７は、外部からの入力が非駆動信号から駆動信号に変化したｔ１時点からの所定時間Ｔａを計測可能に構成されている。そして、所定時間Ｔａが計測された場合に通電路１０を流れる電流を大電流状態のときよりも低いレベルに切り替えている。この構成によれば、スイッチ素子Ｍ１がオン状態となってから一定時間Ｔａ後に通電路１０を流れる電流を確実に低レベルに変化させることができ、このような機能を実現するためにそれほど構成を複雑化することもない。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。図７は、本発明の第２実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。また、図８は、図７の負荷駆動装置において制御回路から出力される制御信号と駆動動作との関係を示す表である。

図７に係る負荷駆動装置１は、制御回路２からチャージポンプ回路４及びゲートドライバ回路６へ制御信号を出力する方法のみが第１実施形態と異なり、それ以外は第１実施形態と同様である。よって、第１実施形態と同様の構成については第１実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明は省略することとする。

この負荷駆動装置１では、制御回路２の第１端子ＯＵＴ１からの出力ライン（外部入力ＩＮ１）がチャージポンプ回路４のみに接続され、制御回路２の第２端子ＯＵＴ２からの出力ライン（外部入力ＩＮ２）がゲートドライバ回路６のみに接続されている。そして、制御回路２の各端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）、ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からは、負荷の駆動動作に対応させて図８のように制御信号が出力されるようになっている。

この構成では、負荷動作停止時、デューティ比１００％時、ＰＷＭ動作時にチャージポンプ回路４及びゲートドライバ回路６に入力される信号の組み合わせ及びタイミングは第１実施形態と同様であり、負荷動作停止時には、チャージポンプ回路４及びゲートドライバ回路６にＬレベル信号が入力されることになる。また、デューティ比が１００％のときには、チャージポンプ回路４及びゲートドライバ回路６にＨレベル信号が入力されることになる。また、ＰＷＭ動作時には、チャージポンプ回路４にＬレベル信号が入力され、ゲートドライバ回路６にＰＷＭ信号が入力されることになる。そして、負荷動作停止時、デューティ比１００％時、ＰＷＭ動作時のいずれの場合でも、各部分（チャージポンプ回路４、ブートストラップ回路５、ゲートドライバ回路６、スイッチ素子Ｍ０，Ｍ４）の動作が第１実施形態と同様に行われることとなる。そして、この第２実施形態の構成でも、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

［第３実施形態］
次に、第３実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。
図９は、本発明の第３実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。図１０は、図９の負荷駆動装置においてデューティ比が１００％の制御信号が入力されるときの外部入力ＩＮ１、ＩＮ２、電流Ｉ３、ブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）のタイミングを示すタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。図１１は、図９の負荷駆動装置においてデューティ比が１００％未満のＰＷＭ信号が入力されるときの外部入力ＩＮ１、ＩＮ２、電流Ｉ３、ブートストラップ回路の出力電圧（ＢＳ電圧）、負荷の駆動電圧（ＶＭ電圧）のタイミングを示すタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。

第３実施形態に係る負荷駆動装置は、ＶＭ電圧を検出する検出回路３０１を設けた点、及び切替回路３１７の具体的制御方法のみが第１実施形態と異なり、それ以外は第１実施形態と同様である。よって、第１実施形態と同様の構成については第１実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

本実施形態で用いられる切替回路３１７は、出力をＨレベルからＬレベルに切り替えるタイミングを時間計測によってではなく、ＶＭ電圧が所定電圧に到達した時点としている点が第１実施形態の切替回路１７と異なり、それ以外は第１実施形態の切替回路１７と同様である。

図９の負荷駆動装置３００には、負荷Ｍの一端側の電圧（ＶＭ電圧）を検出する検出回路３０１が設けられている。この検出回路３０１は、例えばＶＭの電圧値を所定の閾値Ｖｔｈと比較する比較回路などによって構成されており、ＶＭの電圧値が閾値Ｖｔｈ未満のときにＬレベル信号を出力し、ＶＭが閾値Ｖｔｈ以上のときにＨレベル信号を出力するように機能している。なお、閾値Ｖｔｈは、例えば、主電源ＶＢの電圧値と同一かこれよりもやや低い値に設定されている。

切替回路３１７は、デューティ比１００％の場合（図１０の場合）でも、ＰＷＭ動作時（図１１の場合）でも、ＯＲ回路３からの出力がＬレベルのときにはＬレベルの信号を出力し、ＯＲ回路３からの出力がＨレベルのときには、ＯＲ回路３がＨレベルに切り替わってから時間Ｔａ（制御回路２からの駆動信号の出力後、ＶＭ電圧値が閾値Ｖｔｈに到達するまでの時間）を超えない時間範囲でＨレベル信号を出力している。

切替回路１７は、検出回路３０１からの信号を監視しており、制御信号（即ち、ＯＲ回路３からの信号）が非駆動信号（Ｌレベル信号）から駆動信号（Ｈレベル信号）に変化したタイミングで出力をＨレベルに切り替え、このＨレベルの出力を、その後に検出回路３０１からＨレベル信号が出力されるまで維持している。そして、検出回路３０１からＨレベル信号が出力された以後には、ＯＲ回路３からのＨレベル信号が継続していても出力をＬレベル信号に切り替えており、このＬレベル信号の出力を、再びＯＲ回路３においてＨレベルへの立ち上がりがあるまで（即ち、ＯＲ回路３からの出力においてＬレベル信号からＨレベル信号への切り替わりが発生するまで）維持している。このようにして、通電路１０を流れる電流Ｉ３を、大電流状態（Ｉ３＝Ｉ１＋Ｉ２の状態）からこれよりも低いレベル（Ｉ３＝Ｉ１の状態）に切り替えている。

上記構成では、切替回路１７の切り替えタイミングを第１実施形態とは異なる方法で設定しているが、それほど複雑な構成を伴うものではない。そして、この構成によっても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

［第４実施形態］
次に、第４実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。
図１２は、本発明の第４実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。図１３は、図１２の負荷駆動装置において、スイッチ素子Ｍ０がオン状態、スイッチ素子Ｍ４がオフ状態のときの通電経路を概念的に説明する説明図である。図１４は、図１２の負荷駆動装置において、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態、スイッチ素子Ｍ４がオン状態のときの通電経路を概念的に説明する説明図である。

第４実施形態に係る負荷駆動装置４００は、コイルＬ０、コンデンサＣ０を追加した点、及びＶ０電圧を制御回路２によってモニタ可能とした点が第１実施形態と異なり、それ以外は、第１実施形態と同様である。この負荷駆動装置４００は、第１実施形態の特徴を全て含んでおり、更に発展させたものであるため、第１実施形態と同様の部分については第１実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。

負荷駆動装置４００では、スイッチ素子Ｍ０のソース端子、スイッチ素子Ｍ４のドレイン端子、コンデンサＣＢＳの低電位側の電極、及びスイッチ素子Ｍ２のソース端子に一端側が接続されるようにコイルＬ０が配され、コイルＬ０の他端側は、負荷Ｍの一端側（接地側とは反対側）に接続されている。また、コイルＬ０の他端側には、負荷Ｍと並列にコンデンサＣ０が接続されている。コンデンサＣ０は一端側がコイルＬ０に接続され、他端側が接地されている。

この負荷駆動装置４００は、降圧型のＤＣＤＣコンバータとしての機能を有し、スイッチ素子Ｍ０がオン状態となり、且つスイッチ素子Ｍ４がオフ状態となる切替状態（図１３の状態）と、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態となり、且つスイッチ素子Ｍ４がオン状態となる切替状態（図１４の状態）とが交互に繰り返されるようになっている。この構成では、図１３と図１４のいずれの場合も、スイッチ素子Ｍ０とスイッチ素子Ｍ４には逆位相の信号が入力されるようになっており、スイッチ素子Ｍ０、Ｍ４の駆動方法は第１実施形態と同一となっている。

図１３のように、スイッチ素子Ｍ０がオン状態であり、スイッチ素子Ｍ４がオフ状態のとき（第１の逆位相状態）には、主電源ＶＢからコイルＬ０を介してコンデンサＣ０に電流が流れ込み、コンデンサＣ０と並列に接続された負荷Ｍにも電流が流れる。これにより、負荷Ｍに印加されるＶ０電圧は上昇する（但し、Ｖ０電圧はＶＢ以下で維持される）。

一方、図１４のように、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態、且つスイッチ素子Ｍ４がオン状態（第２の逆位相状態）に切り替わると、コイルＬ０に生じる逆起電力により、コイルＬ０はＶＭ側から電流（逆起電流）を引こうとする。また、スイッチ素子Ｍ０のときには、スイッチ素子Ｍ４がオン状態となるため、コイルＬ０に蓄積されたエネルギーによりＧＮＤ側からスイッチ素子Ｍ４を経由して電流が流れ、コンデンサＣ０と負荷Ｍに電流が流れることとなる。なお、スイッチ素子Ｍ０がオフのときにはスイッチ素子Ｍ４をオフ状態で維持しても良いが、スイッチ素子Ｍ４をオン状態とすると、スイッチ素子Ｍ４のドレインソース間電圧ＶＤＳは、ＶＦではなく、Ｒon×Ｉ（＜ＶＦ）となるため、スイッチ素子Ｍ４での発熱量を抑えることができる。

このように構成される負荷駆動装置４００では、制御回路２がＶ０電圧をモニタしながら第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からの出力（制御信号）を制御し、これにより図１３の状態と図１４の状態とを繰り返す。この例では、図１３の状態（第１の逆位相状態）となる時間が多いと、Ｖ０電圧が増加する方向に働くことになる。また、負荷Ｍを流れる電流が増加するとＶ０電圧が減少する方向になるが、この場合、スイッチ素子Ｍ０のオン時間を増加するように制御を行えばＶ０電圧を所望の値に保持することができる。

［第５実施形態］
次に、第５実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。
図１５は、本発明の第５実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。図１６は、図１５の負荷駆動装置において、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態、スイッチ素子Ｍ４がオン状態のときの通電経路を概念的に説明する説明図である。図１４は、図１５の負荷駆動装置において、スイッチ素子Ｍ０がオン状態、スイッチ素子Ｍ４がオフ状態のときの通電経路を概念的に説明する説明図である。

図１５の構成では、スイッチ素子Ｍ０、Ｍ４の配置を変更した点、及び電源ＶＢ１、コイルＬ０、コンデンサＣ０を追加した点、Ｖ０電圧を制御回路２によってモニタ可能とした点が第１実施形態と異なり、それ以外は第１実施形態と同様である。よって、第１実施形態と同様の構成については第１実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

本実施形態に係る負荷駆動装置５００は、昇圧型のＤＣＤＣコンバータとしての機能を有しており、第１実施形態の主電源ＶＢと同様の主電源ＶＢ２が用いられ、この主電源ＶＢ２と同一又は異なる電源ＶＢ１が用いられている。そして、電源ＶＢ１にはコイルＬ０が直列に接続されている。このコイルＬ０は、一端側は電源ＶＢ１に接続され、他端側はコンデンサＣＢＳの低電位側電極、スイッチ素子Ｍ２のソース端子、スイッチ素子Ｍ４のドレイン端子、スイッチ素子Ｍ０のドレイン端子にそれぞれ接続されている。スイッチ素子Ｍ０は、ゲート端子が第１実施形態と同様に接続（スイッチ素子Ｍ１、Ｍ２のドレイン端子に接続）されており、スイッチ素子Ｍ０のドレイン端子がコイルＬ０、コンデンサＣＢＳの低電位側電極、スイッチ素子Ｍ２のソース端子、スイッチ素子Ｍ４のドレイン端子にそれぞれ接続されている。スイッチ素子Ｍ０のソース端子には、コンデンサＣ０及び負荷Ｍが並列に接続されており、コンデンサＣ０及び負荷Ｍの他端側（スイッチ素子Ｍ０とは反対側）はそれぞれ接地されている。

この負荷駆動装置５００では、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態となり、且つスイッチ素子Ｍ４がオン状態となる切替状態（図１６の状態）と、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態となり、且つスイッチ素子Ｍ４がオン状態となる切替状態（図１７の状態）とが交互に繰り返されるようになっている。このように、図１６と図１７のいずれの場合も、スイッチ素子Ｍ０とスイッチ素子Ｍ４には逆位相の信号が入力されることとなるが、スイッチ素子Ｍ０、Ｍ４の駆動方法は第１実施形態と同一である。

図１６の状態（第２の逆位相状態）では、スイッチ素子Ｍ０がオフ状態となり、スイッチ素子Ｍ４がオン状態となるため、電源ＶＢ１からコイルＬ０とスイッチ素子Ｍ４を経由してＧＮＤ側に電流が流れることとなる。そして、図１７の状態（第１の逆位相状態）に切り替わると、コイルＬ０に生じる逆起電力により、コイルＬ０は電源ＶＢ１側から電流（逆起電流）を引き続けようとする。この時、スイッチ素子Ｍ０はオン状態となっているため、Ｖ０電圧は、電源ＶＢ１の電圧とコイルＬ０での電圧（自己誘導による電圧）とが加算された電圧となり、コンデンサＣ０と負荷ＭにはＶＢ１側から電流が流れる。

このように構成される負荷駆動装置５００では、制御回路２がＶ０電圧をモニタしながら第１端子ＯＵＴ１（外部入力ＩＮ１）、第２端子ＯＵＴ２（外部入力ＩＮ２）からの出力（制御信号）を制御し、これにより図１６の状態と図１７の状態とを繰り返す。この例では、図１６の状態（第２の逆位相状態）となる時間が多いと、Ｖ０電圧が増加する方向に働くことになる。また、負荷Ｍを流れる電流が増加するとＶ０電圧が減少する方向になるが、この場合、スイッチ素子Ｍ０のオン時間を増加するように制御を行えばＶ０電圧を所望の値に保持することができる。

［他の実施形態]
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。

上記実施形態では、デューティ比が「所定値以上」の例として、デューティ比が１００％である場合を示したが、いずれの実施形態においても、このような設定に限られない。例えば、デューティ比が１００％よりも低い所定値（例えば９０％）以上のときに、チャージポンプ回路４を動作させ、所定値未満のときにチャージポンプ回路４を動作させないようにしてもよい。この場合、例えば、各実施形態における制御回路からの出力を図７のように構成し、制御信号のデューティ比が所定値以上のときには外部入力ＩＮ１と外部入力ＩＮ２に同一の制御信号を出力するようにし、デューティ比が所定値未満のときには外部入力ＩＮ２のみに制御信号を出力し、外部入力ＩＮ１にはＬレベル信号を出力すればよい。

１，２００，３００，４００，５００…負荷駆動装置
２，２０２…制御回路
３…ＯＲ回路
４…チャージポンプ回路（第２電源部）
５…ブートストラップ回路（第１電源部）
６…ゲートドライバ回路（電流制御回路）
１７，３１７…切替回路
１０…通電路
ＣＢＳ…コンデンサ
Ｄ１…ダイオード
Ｍ…負荷
Ｍ０…スイッチ素子（第２のスイッチ素子）
Ｍ１…スイッチ素子（第１のスイッチ素子）
ＶＢ，ＶＢ２…主電源（第２電源部、他電源）

Claims (5)

1. 制御入力端子を備え、当該制御入力端子に入力される信号に応じてオン状態とオフ状態とに切り替わる前記第１のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子がオン状態のときに負荷を通電状態とし、オフ状態のときに負荷を非通電状態とするように切り替わる第２のスイッチ素子と、
   前記第１のスイッチ素子の前記制御入力端子に対して通電可能に配置されたコンデンサとダイオードとを備えた第１電源部と、
   前記第１のスイッチ素子の前記制御入力端子及び前記第１電源部の前記コンデンサに対して通電可能に設けられた第２電源部と、
   前記制御入力端子と導通する電流経路として配され、少なくとも前記コンデンサからの放電電流が流れる通電路と、
   外部から駆動信号と非駆動信号とに変化し得る制御信号が入力可能とされ、前記駆動信号及び前記非駆動信号に応じて前記通電路を流れる電流を制御する電流制御回路と、
   を備え、
   前記第２電源部は、前記電流制御回路に入力される前記制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上の場合に、前記電流制御回路に前記駆動信号が入力されている間、電流供給状態を維持し、
   前記電流制御回路は、
   外部から前記非駆動信号が入力されている間は、前記第１のスイッチ素子がオフ状態で維持されるように前記制御入力端子に導通する前記通電路の電流を抑制状態とし、
   外部からの入力が前記非駆動信号から前記駆動信号に変化した直後には、少なくとも前記コンデンサからの放電に基づいて、前記通電路を、前記第１のスイッチ素子がオン状態となる所定の大電流状態とし、
   前記通電路が前記所定の大電流状態となった後の所定の時期に、前記通電路を流れる電流を、前記第１のスイッチ素子のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ前記所定の大電流状態のときよりも低いレベルに変化させることを特徴とする負荷駆動装置。
2. 前記第２電源部は、チャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路とは異なる他電源とを備え、
   前記チャージポンプ回路は、前記制御信号のデューティ比が前記所定値以上の場合に前記コンデンサを充電可能とされており、
   前記他電源は、少なくとも前記制御信号のデューティ比が前記所定値未満の場合、少なくとも前記非駆動信号が入力されているときに前記コンデンサを充電可能とされていることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記チャージポンプ回路は、前記制御信号のデューティ比が１００％のときにのみ電流供給可能とされていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の負荷駆動装置。
4. 前記非駆動信号から前記駆動信号に変化した直後に前記通電路を流れる電流は、前記チャージポンプ回路から供給可能な電流レベルを上回るレベルであり、
   前記通電路が前記所定の大電流状態となった後の所定の時期に前記通電路を流れる電流は、前記チャージポンプ回路から供給可能な電流レベルを下回るレベルであることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。
5. 前記電流制御回路は、外部からの入力が前記非駆動信号から前記駆動信号に変化してから前記所定時間を計測可能に構成され、前記所定時間が計測された場合に前記通電路を流れる電流を前記大電流状態のときよりも低いレベルに切り替える切替回路を有することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。

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