JP2012103025A - 振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器は、励磁信号ｓｉｎωｔを用いて振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の同期検波を行うので、位相差αが無視できない値として存在し、正確な同期検波を行う際の支障となっている。
【解決手段】本発明による振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器は、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を抽出するとともに、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が９０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋９０°を搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準１１６として同期検波に用いる構成である。
【選択図】図１

Description

本発明は、回転検出器から出力された第１及び第２振幅変調信号からデジタル角度出力を得る信号処理過程で、振幅変調信号の同期検波を行う振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器であって、特に、搬送波位相成分又は反転搬送波位相成分の信号レベルの切り替りタイミングに同期して位相調節極性信号を取り込んで励磁位相基準として用いるように構成することで、同期検波への位相差の影響を小さく抑えることができ、同期検波の精度を向上できるようにするための新規な改良に関するものである。

従来用いられていたこの種の振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器としては、例えば非特許文献１等に示されている構成を挙げることができる。図１４は、従来のトラッキング方式の回転信号処理器１００を示すブロック図である。図において、例えばレゾルバ等の回転検出器１には、励磁用増幅器２を介して励磁信号源３が接続されている。励磁信号源３からの励磁信号ｓｉｎωｔ（電圧信号）は、前記励磁用増幅器２によって増幅されて、前記回転検出器１に印加されている。なお、説明の便宜上、励磁信号ｓｉｎωｔの振幅を１とするが、実際には任意の係数が乗算される。回転検出器１の励磁コイル（図示せず）は前記励磁信号ｓｉｎωｔによって励磁される。励磁信号ｓｉｎωｔは入力角度θによって振幅変調され、回転検出器１の出力コイル（図示せず）からは、第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）と第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）とが回転信号として出力される。なお、αは、回転検出器１自体及びセンサケーブル等によって生じる位相差（位相ずれ／位相誤差）を示している。

回転検出器１の出力端子には、回転信号処理器１００（Ｒ／Ｄ変換器）が接続されている。この回転信号処理器１００は、第１及び第２乗算器１０１，１０２と、減算器１０３と、同期検波手段１０４と、ループ内増幅器１０７と、電圧制御発振器１０９と、カウンタ１１０と、Ｐ−ＲＯＭ１１１とから構成されている。また、回転信号処理器１００は、全体として制御偏差εを零とする負帰還制御系（トラッキング・ループ）を形成している。

前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）は、前記第１及び第２乗算器１０１，１０２と前記減算器１０３との信号処理を経て振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）に変換される。なお、この例では、振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）はｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）となるが、周知のように、信号処理の方法によりｆ（θ）は任意に変形される。

同期検波手段１０４は、励磁信号ｓｉｎωｔを用いて振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の同期検波を行い、同期検波信号ｆ（θ）・｜ｓｉｎ（ωｔ−α）｜を得る。この同期検波信号ｆ（θ）・｜ｓｉｎ（ωｔ−α）｜は、前述したトラッキング・ループの制御偏差εとなる。

前記電圧制御発振器１０９は、制御偏差εの大きさに応じた周波数のパルス信号ｄφ／ｄｔを出力する。前記カウンタ１１０は、前記パルス信号ｄφ／ｄｔのパルスをカウントすることでデジタル角度出力φを出力する。このデジタル角度出力φは、回転検出器１の入力角度θに相当するデジタル信号である。デジタル角度出力φは、前記Ｐ−ＲＯＭ１１１に入力され、前記Ｐ−ＲＯＭ１１１でｓｉｎφ，ｃｏｓφに変換される。このｓｉｎφ，ｃｏｓφは、前記第１及び第２乗算器１０１，１０２にフィードバックされて、前記第１及び第２乗算器１０１，１０２での信号処理に用いられる。

日本電機工業会技術資料ＪＥＭ−１８７（平成５年１２月２０日 社団法人 日本電機工業会 発行）の１０頁の解説図１

上記のような従来構成では、励磁信号ｓｉｎωｔを用いて振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の同期検波を行うので、位相差αが無視できない値として存在し、正確な同期検波を行う際の支障となっている。

位相差αが大きくなると、回転信号処理器１００において等価的にトラッキング・ループのループゲインが低下することになり、結果的にダイナミック特性が劣化してしまう。このため、従来処理器では、位相差αの許容範囲を例えば±１０°以下等と設定して、この許容範囲内で使用するように規定している。また、位相差αを検出し、励磁信号ｓｉｎωｔの位相を、搬送波ｓｉｎ（ωｔ−α）の位相と一致させるか、又は前記許容範囲内に入るように、外部回路で調整している。しかしながら、位相差αの許容範囲は、実用に支障をきたすほど狭いため、位相差αの調整が非常に煩雑である。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、同期検波への位相差の影響を小さく抑えることができ、同期検波の精度を向上できる振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器を提供することである。

本発明に係る振幅変調信号の同期検波方法は、励磁信号源からの励磁信号ｓｉｎωｔにより励磁された回転検出器から出力される第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）からデジタル角度出力φを得る信号処理過程で生じる振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）を励磁位相基準により同期検波を行う振幅変調信号の同期検波方法であって、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を抽出するとともに、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が９０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋９０°を搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準として用いる。

また、本発明に係る振幅変調信号の同期検波方法は、励磁信号源からの励磁信号ｓｉｎωｔが電流アンプに入力され、電流アンプからの励磁電流ｓｉｎωｔにより励磁された回転検出器から出力される第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）からデジタル角度出力φを得る信号処理過程で生じる振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）を励磁位相基準により同期検波を行う振幅変調信号の同期検波方法であって、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）から搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）を抽出するとともに、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が１８０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋１８０°を搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準として用いる。

本発明に係る回転信号処理器は、励磁信号源からの励磁信号ｓｉｎωｔにより励磁された回転検出器から出力される第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）からデジタル角度出力φを得る信号処理過程で生じる振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）を励磁位相基準により同期検波する回転信号処理器であって、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を抽出するとともに、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が９０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋９０°を搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準として出力する励磁位相基準抽出手段と、励磁位相基準抽出手段に接続され、励磁位相基準抽出手段から入力された励磁位相基準を用いて振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の同期検波を行う同期検波手段とを備える。

また、励磁位相基準抽出手段には、抽出信号選択部が設けられており、抽出信号選択部には、デジタル角度出力φに基づく信号であって、９０°，４５°の重み付けがされた角度信号φ２，φ３と、第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）が変換された信号であって、０°≦θ＜１８０°の場合に同相となり、１８０°≦θ＜３６０°の場合に逆相となる周波数ωｔ−αのパルス列であるデジタル信号ＳＩＮと、第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）が変換された信号であって、０°≦θ＜９０°，２７０°≦θ＜３６０°の場合に同相となり、９０°≦θ＜２７０°の場合に逆相となる周波数ωｔ−αのパルス列であるデジタル信号ＣＯＳとが入力され、抽出信号選択部は、角度信号φ２，φ３を用いて入力角度θの象限を判定し、判定した入力角度θの象限に応じて、デジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳのいずれか一方を抽出信号として出力することで、振幅が大きい第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）又は第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から、搬送波位相成分ωｔ−αを角周波数ω、位相遅れαのパルス列として抽出する。
また、励磁位相基準抽出手段には、位相同期化部が設けられており、位相同期化部には、抽出信号選択部からの抽出信号とクロックとを入力とし、抽出信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを検出して、クロックの１周期分のパルスを同期タイミング信号として出力する同期タイミング信号生成部と、同期タイミング信号生成部からの同期タイミング信号と位相調節極性信号ωｔ＋９０°とを入力とし、同期タイミング信号の立ち上がるタイミングで位相調節極性信号ωｔ＋９０°を取り込んで、取り込んだ位相調節極性信号ωｔ＋９０°を励磁位相基準として出力する位相調節極性信号取込部とが含まれている。
また、同期検波手段は、励磁位相基準を用いて復調用スイッチの極性切替を行うことで、振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の同期検波を行い、同期検波信号ｆ（θ）・｜ｓｉｎ（ωｔ−α）｜を出力する。

また、本発明に係る回転信号処理器は、励磁信号源からの励磁信号ｓｉｎωｔが電流アンプに入力され、電流アンプからの励磁電流ｓｉｎωｔにより励磁された回転検出器から出力された第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）からデジタル角度出力φを得る信号処理過程で生じる振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）を励磁位相基準により同期検波する回転信号処理器であって、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）から搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）を抽出するとともに、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が１８０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋１８０°を搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準として出力する励磁位相基準抽出手段と、励磁位相基準抽出手段に接続され、励磁位相基準抽出手段から入力された励磁位相基準を用いて振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）の同期検波を行う同期検波手段とを備える。

本発明の振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器によれば、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が９０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋９０°を搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準として用いるので、搬送波位相成分ωｔ−αと励磁信号ｓｉｎωｔの位相ωｔとの位相差αが９０°未満である場合に搬送波位相成分ωｔ−αを励磁位相基準として用い、位相差αが９０°以上である場合に反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を励磁位相基準として用いることができ、常に励磁位相基準と振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）との間の位相差を零とすることができる。これにより、同期検波への位相差αの影響を小さく抑えることができ、同期検波の精度を向上できる。

また、本発明の振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器によれば、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が１８０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋１８０°を搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準として用いるので、励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進みが１８０°未満である場合に搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αを励磁位相基準として用い、励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進みが１８０°以上である場合に反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）を励磁位相基準として用いることができ、常に励磁位相基準と振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）との間の位相差を零とすることができる。これにより、同期検波への位相差９０°−αの影響を小さく抑えることができ、同期検波の精度を向上できる。

これらの同期検波方法及び回転信号処理器では、同期検波における位相差αの影響を小さく抑えることで、トラッキング・ループのループゲインの低下をより確実に防止でき、ダイナミック特性の劣化をより確実に防止できる。また、位相差αを用いての励磁信号ｓｉｎωｔの位相調整も不要にできる。
また、より簡潔な回路で信号処理を実現でき、回路規模を小さく押さえることができる。また、モノリシックＩＣ化に際してチップ面積を小さく抑えることが可能となり、信頼性が高く、小型かつ低価格な商品化（量産）を実現できる。

本発明の実施の形態１による振幅変調信号の同期検波方法を実施するための回転信号処理器の要部を示すブロック図である。 図１の励磁位相基準抽出手段を詳細に示すブロック図である。 図２のデジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳを示す説明図である。 図２の抽出信号選択部の論理回路を示す回路図である。 図４の角度信号φ２，φ３と抽出信号との関係を示す説明図である。 図２の位相同期化部の論理回路を示す回路図である。 位相差αが９０°未満である場合の図６の論理回路における各信号を示すタイムチャートである。 位相差αが９０°以上である場合の図６の論理回路における各信号を示すタイムチャートである。 図１の同期検波手段を具体的に示す回路図である。 本発明の実施の形態２による振幅変調信号の同期検波方法を実施するための回転信号処理器の要部を示すブロック図である。 図１０の回転検出器の励磁方法を示す説明図である。 励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進みが１８０°未満である場合の図１０の励磁位相基準を示すタイムチャートである。 励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進みが１８０°以上である場合の図１０の励磁位相基準を示すタイムチャートである。 従来のトラッキング方式の回転信号処理器を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による振幅変調信号の同期検波方法を実施するための回転信号処理器の要部を示すブロック図である。なお、図１の回転信号処理器の全体としての構成は、従来の回転信号処理器（図１４参照）と同様であるので、実施の形態の構成の説明に図１４を援用する。また、従来処理器と同一又は同等部分については同一の符号を用いて説明する。

図１において、励磁位相基準抽出手段１１５には、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）と、デジタル角度出力φと、励磁極性信号ωｔと、位相調節極性信号ωｔ＋９０°とが入力されている。

第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）は、回転検出器１（レゾルバぞ）からの回転信号であり、励磁信号源３から回転検出器１に入力された励磁信号ｓｉｎωｔが回転検出器１により入力角度θで振幅変調された信号である。αは、回転検出器１自体及びセンサケーブル等により生じる位相差（位相ずれ／位相誤差）を示している。

デジタル角度出力φは、周知のように、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）を信号処理することにより得られたデジタル信号であり、回転検出器１の入力角度θに相当する。

励磁極性信号ωｔは、回転検出器１に入力される励磁信号ｓｉｎωｔの極性を示す信号であり、０°≦ωｔ＜１８０°の場合にＨレベルとなり、１８０°≦ωｔ＜３６０°の場合にＬレベルとなるデジタル信号である。この励磁極性信号ωｔは、コンパレータに励磁信号ｓｉｎωｔが導入されることで得られるものであり、角周波数ωのパルス列である。

位相調節極性信号ωｔ＋９０°は、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が９０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０°）の極性を示す信号であり、０°≦ωｔ＜９０°及び２７０°≦ωｔ＜３６０°の場合にＨレベルとなり、９０°≦ωｔ＜２７０°の場合にＬレベルとなるデジタル信号である。この位相調節極性信号ωｔ＋９０°を得る方法としては、例えば、ｓｉｎωｔをアナログ回路又は微分回路（ＯＰアンプ回路等）で９０°シフトさせてコンパレートする方法、ＣＲフィルタを角周波数ωでカットオフになるようにして２段つなげた回路を通してから極性を反転させる方法等を挙げることができる。また、ωｔ及びωｔ＋９０°をデジタル的に生成し、ωｔよりｓｉｎωｔを作成しても、位相調節極性信号ωｔ＋９０°を容易に得ることができる。なお、９０°は位相ずれ許容の境界であるため、厳密に９０°ずらす必要はなく、おおよその値でよい。

励磁位相基準抽出手段１１５は、これら第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）と、デジタル角度出力φと、励磁極性信号ωｔと、位相調節極性信号ωｔ＋９０°とに基づいて、励磁位相基準１１６を生成する。励磁位相基準１１６に関しては、後に詳細に説明する。

励磁位相基準抽出手段１１５には、同期検波手段１０４が接続されている。同期検波手段１０４には、例えば減算器１０３（図１４参照）からの振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）が入力されている。図１４の例では、振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）は、ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）となるが、周知のように、採用される信号処理の方式によりｆ（θ）は任意に変形される。

後に詳しく説明するが、同期検波手段１０４は、励磁位相基準抽出手段１１５から入力された励磁位相基準１１６を用いて、振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の同期検波を行うことで、同期検波信号ｆ（θ）・｜ｓｉｎ（ωｔ−α）｜を出力する。この同期検波信号ｆ（θ）・｜ｓｉｎ（ωｔ−α）｜は、回転信号処理器のトラッキング・ループの制御偏差εであり（図１４参照）、回転信号処理器は制御偏差εを零とする処理を行うことで、デジタル角度出力φを得る。

次に、図２は図１の励磁位相基準抽出手段１１５を詳細に示すブロック図であり、図３は図２のデジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳを示す説明図である。図２において、励磁位相基準抽出手段１１５には、角度信号生成部１２０と、抽出信号選択部１２１と、位相同期化部１２２とが設けられている。

角度信号生成部１２０は、例えばＦＰＧＡ等により構成されており、デジタル角度出力φに基づいて角度信号φ２，φ３を生成する。この角度信号φ２，φ３は、後に図を用いて説明するが、各々９０°，４５°の重み付けがされた２値のデジタル信号である。なお、一般的にはデジタル角度出力φは、絶対値として扱われており、その分解能に基づくビット数で構成された２進パラレル・デジタル信号であるため、特別に角度信号生成部１２０を設けなくとも、上位から２ビット目及び３ビット目がφ２及びφ３に相当する。

第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）は、第１及び第２コンパレータ１２５，１２６を通されることでデジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳに変換される。図３に示すように、デジタル信号ＳＩＮは、全体として０°≦θ＜１８０°の場合に同相となり、１８０°≦θ＜３６０°の場合に逆相となる信号である。同様に、デジタル信号ＣＯＳは、全体として０°≦θ＜９０°，２７０°≦θ＜３６０°の場合に同相となり、９０°≦θ＜２７０°の場合に逆相となる信号である。周知のように、振幅変調信号の搬送波成分の角周波数ωは、変調成分の角周波数θよりも十分に大きい。図３に示すように、デジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳは、周波数ωｔ−αのパルス列がＨレベル，Ｌレベルと変化される信号である。つまり、デジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳには、搬送波位相成分ωｔ−αが保持されている。

抽出信号選択部１２１には、デジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳに変換された状態の第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）と、角度信号φ２，φ３に変換された状態のデジタル角度出力φとが入力されている。

この抽出信号選択部１２１は、後述する論理回路により、デジタル角度出力φに基づいて、第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）及び第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から、振幅が大きいいずれか一方を選択する。また、抽出信号選択部１２１は、選択した第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）又は第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を抽出する。反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）は、搬送波位相成分ωｔ−αに対して極性が反転された（逆相の）信号である。

位相同期化部１２２には、抽出信号選択部１２１からの抽出信号１２７と、励磁極性信号ωｔと、位相調節極性信号ωｔ＋９０°と、クロック１２９とが入力されている。この位相同期化部１２２は、後述する論理回路により、搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して位相調節極性信号ωｔ＋９０°を取り込む。また、位相同期化部１２２は、取り込んだ位相調節極性信号ωｔ＋９０°を励磁位相基準１１６として出力する。

次に、図４は図２の抽出信号選択部１２１の論理回路を示す回路図であり、図５は図４の角度信号φ２，φ３と抽出信号１２７との関係を示す説明図である。図４に示すように、抽出信号選択部１２１の論理回路は、象限判定回路部１３０と抽出選択回路部１３１とから構成されている。象限判定回路部１３０は、角度信号φ２，φ３を入力とするＸＯＲ回路により構成されている。角度信号φ２，φ３は、前述したように９０°，４５°の重み付けがされた信号であり、図５に示すように入力角度θに応じてＨレベル又はＬレベルとなる。図４及び図５に示すように、象限判定回路部１３０は、入力角度θが９０°変化する毎に出力レベルが変化する象限判定信号１３０ａを出力する。

抽出選択回路部１３１は、２つのＡＮＤ回路と１つのＯＲ回路とから構成されている。各ＡＮＤ回路は、デジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳと象限判定信号１３０ａとを入力としている。この抽出選択回路部１３１は、入力角度θが９０°変化する毎に、デジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳのいずれか一方を抽出信号１２７として出力する回路である。

換言すると、象限判定回路部１３０からの象限判定信号１３０ａに応じて抽出選択回路部１３１が出力選択することで、振幅が大きいと判定された第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）又は第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から、周波数ωｔ−αのパルス列として搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を抽出している。すなわち、抽出信号選択部１２１は、入力角度θの象限に拘わらず、確実に抽出信号１２７を出力できるように構成されている。なお、この抽出信号選択部１２１の論理回路は、第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）の搬送波成分の位相にずれが生じていないことを前提に構成されている。

次に、図６は、図２の位相同期化部１２２の論理回路を示す回路図である。
また、図７は、位相差αが９０°未満である場合の図６の論理回路における各信号を示すタイムチャートであり、（ａ）はωｔに対してωｔ−αが進んでいる状態を示し、（ｂ）はωｔに対してωｔ−αが遅れている状態を示している。
さらに、図８は、位相差αが９０°以上である場合の図６の論理回路における各信号を示すタイムチャートであり、（ａ）はωｔに対してωｔ−αが進んでいる状態を示し、（ｂ）はωｔに対してωｔ−αが遅れている状態を示している。

図６に示すように、位相同期化部１２２の論理回路は、同期タイミング信号生成部１４０、位相調節極性信号取込部１４１、及び機能切替スイッチ部１４２によって構成されている。

同期タイミング信号生成部１４０は、２つのＤタイプ・フリップフロップと１つのＸＯＲ回路から構成されており、図２の抽出信号選択部１２１からの抽出信号１２７と、クロック１２９とを入力としている。２つのＤタイプ・フリップフロップは、直列に接続され、ともにクロック１２９を動作クロックとして使用している。このため、１段目のＤタイプ・フリップフロップの出力と２段目のＤタイプ・フリップフロップの出力とは、クロック１２９の１周期分だけ発生タイミングがずれている。ＸＯＲ回路は、上述の２つのＤタイプ・フリップフロップの出力を入力としている。すなわち、同期タイミング信号生成部１４０は、図７及び図８に示すように抽出信号１２７の立ち上がり及び立ち下がりのタイミング（搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミング）を検出して、同期タイミング信号１４０ａとしてクロック１２９の１周期分のパルスを出力する回路である。

位相調節極性信号取込部１４１は、１つのＤタイプ・フリップフロップにより構成されており、同期タイミング信号生成部１４０からの同期タイミング信号１４０ａと位相調節極性信号ωｔ＋９０°とを入力としている。位相調節極性信号取込部１４１は、同期タイミング信号１４０ａの立ち上がるタイミングで位相調節極性信号ωｔ＋９０°を取り込んで、取り込んだ位相調節極性信号ωｔ＋９０°を励磁位相基準１１６として出力する。すなわち、位相調節極性信号取込部１４１は、搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して位相調節極性信号ωｔ＋９０°を取り込んだものを励磁位相基準１１６として出力する。

ここで、図７に示すように、搬送波位相成分ωｔ−αと励磁信号ｓｉｎωｔの位相ωｔとの位相差αが９０°未満である場合には、搬送波位相成分ωｔ−α（抽出信号１２７）の極性と位相調節極性信号ωｔ＋９０°の極性とが同じときに、同期タイミング信号１４０ａが立ち上がる。これに対して、図８に示すように、位相差αが９０°以上である場合には、反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）（抽出信号１２７）の極性と位相調節極性信号ωｔ＋９０°の極性とが同じときに、同期タイミング信号１４０ａが立ち上がる。すなわち、位相差αが９０°未満である場合に搬送波位相成分ωｔ−αが励磁位相基準１１６として用いられ、位相差αが９０°以上である場合に反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）が励磁位相基準１１６として用いられる。

ここで、位相差αが９０°以上である場合に、反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を励磁位相基準１１６として用いるのは、ｓｉｎ（ωｔ−α）＝−ｓｉｎ（ωｔ＋１８０°−α）より、α≦−９０°又は９０°≦αであるならば、−９０°≦１８０°−α≦９０°の関係と見なすことができ、位相差は逆相から見れば９０°未満と考えることができるからである。位相差αが９０°以上の場合に反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を励磁位相基準１１６として用いると、角度データ（デジタル角度信号φ）が入力角度θに対して１８０°反転したデータであると判定され、データを１８０°反転させるようにループを機能させることができる。

図６に戻り、機能切替スイッチ部１４２は、位相同期化部１２２全体の機能を無効にするか否かを切り替えるためのスイッチである。すなわち、位相調節極性信号取込部１４１の出力を励磁位相基準１１６として出力するか、従来と同様に励磁極性信号ωｔを励磁位相基準１１６として出力するかを切り替えるためのスイッチである。これは、運用システムの電源投入時（起動時）やレゾルバ断線復帰時等の過渡状態において、位相同期化部１２２が正常に機能しないことも想定されるためであり、その回避策として設けられたものである。すなわち、通常時は、位相調節極性信号取込部１４１の出力が励磁位相基準１１６として出力される。

次に、図９は、図１の同期検波手段１０４を具体的に示す回路図である。図において、同期検波手段１０４は、インバータ１５５と復調用スイッチ１５６とから構成された回路であり、励磁位相基準１１６の出力レベルに応じて復調用スイッチ１５６の極性切替を行うことで、振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の反転信号／非反転信号を出力するものである。すなわち、ｓｉｎ（ωｔ−α）が正の値をとる０°≦ωｔ−α＜１８０°の範囲で非反転信号を出力し、ｓｉｎ（ωｔ−α）が負の値をとる１８０°≦ωｔ−α＜３６０°の範囲で反転信号を出力することで、同期検波信号ｆ（θ）・｜ｓｉｎ（ωｔ−α）｜を得る。これにより、より確実に同期検波を行うことができ、同期検波の精度を向上できる。

このような本発明の振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器によれば、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が９０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋９０°を搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準１１６として用いるので、搬送波位相成分ωｔ−αと励磁信号ｓｉｎωｔの位相ωｔとの位相差αが９０°未満である場合に搬送波位相成分ωｔ−αを励磁位相基準１１６として用い、位相差αが９０°以上である場合に反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を励磁位相基準１１６として用いることができ、常に励磁位相基準と振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）との間の位相差を零とすることができる。これにより、同期検波への位相差αの影響を小さく抑えることができ、同期検波の精度を向上できる。
また、同期検波における位相差αの影響を小さく抑えることで、トラッキング・ループのループゲインの低下をより確実に防止でき、ダイナミック特性の劣化をより確実に防止できる。また、位相差αを用いての励磁信号ｓｉｎωｔの位相調整も不要にできる。
さらに、より簡潔な回路で信号処理を実現でき、回路規模を小さく押さえることができる。また、モノリシックＩＣ化に際してチップ面積を小さく抑えることが可能となり、信頼性が高く、小型かつ低価格な商品化（量産）を実現できる。

また、抽出信号選択部１２１は、角度信号φ２，φ３を用いて入力角度θの象限を判定し、判定した入力角度θの象限に応じて、デジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳのいずれか一方を抽出信号１２７として出力することで、振幅が大きい第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ−α又は第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ−αから、搬送波位相成分ωｔ−αを周波数ωｔ−αのパルス列として抽出するので、より確実に搬送波位相成分ωｔ−αを抽出でき、より確実に同期検波の精度を向上できる。

さらに、同期タイミング信号生成部１４０は、抽出信号１２７の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを検出して、クロック１２９の１周期分のパルスを同期タイミング信号１４０ａとして出力し、位相調節極性信号取込部１４１は、同期タイミング信号１４０ａの立ち上がるタイミングで位相調節極性信号ωｔ＋９０°を取り込んで、取り込んだ位相調節極性信号ωｔ＋９０°を励磁位相基準１１６として出力するので、より確実に位相調節極性信号ωｔ＋９０°を搬送波位相成分ωｔ−α反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込むことができ、より確実に同期検波の精度を向上できる。

さらにまた、同期検波手段１０４は、励磁位相基準１１６を用いて復調用スイッチ１５６の極性切替を行うことで、振幅変調信号ｆθ・ｓｉｎωｔ−αの同期検波を行い、同期検波信号ｆθ・｜ｓｉｎωｔ−α｜を出力するので、より確実に同期検波を行うことができ、より確実に同期検波の精度を向上できる。

実施の形態２．
図１０は、本発明の実施の形態２による振幅変調信号の同期検波方法を実施するための回転信号処理器の要部を示すブロック図であり、図１１は、図１０の回転検出器１の励磁方法を示す説明図である。
実施の形態１では、励磁信号源３からの励磁信号ｓｉｎωｔにより回転検出器１が励磁される態様を説明したが（図１４参照）、図１１に示すように、励磁信号源３からの励磁信号ｓｉｎωｔが電流アンプ２００に入力されて、電流アンプ２００からの励磁電流ｓｉｎωｔにより回転検出器１が励磁される場合もある。このとき、回転検出器１のインピーダンスがＬ負荷であると、回転検出器１の励磁位相（励磁電圧の位相）が励磁信号ｓｉｎωｔに対して９０°進むことになり、回転検出器１から出力される第１及び第２振幅変調信号もｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）となる。

このように電流アンプ２００からの励磁電流ｓｉｎωｔにより回転検出器１が励磁される場合には、図１０に示すように、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が１８０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋１８０°を励磁位相基準抽出手段１１５に入力するように構成する。なお、本実施の形態では、励磁極性信号はｓｉｎωｔ＋９０°の極性を示す信号となる。また、第１及び第２振幅変調信号から抽出される抽出信号もωｔ＋９０°−αとなる。

次に、図１２は、励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進みが１８０°未満である場合の図１０の励磁位相基準１１６を示すタイムチャートであり、図１３は、励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進みが１８０°以上である場合の図１０の励磁位相基準１１６を示すタイムチャートである。

図１２及び図１３に示すように、位相調節極性信号ωｔ＋１８０°は、励磁信号ｓｉｎωｔの位相ωｔに対して１８０°位相が進んでおり、励磁信号ｓｉｎωｔに対して極性が反転された状態となっている。この実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、図６に示す論理回路により、抽出信号１２７の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングが検出され、同期タイミング信号１４０ａの立ち上がるタイミングで位相調節極性信号ωｔ＋１８０°が取り込まれる。

図１２に示すように、励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進み（９０°−α）が１８０°未満である場合には、搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α（抽出信号１２７）の極性と位相調節極性信号ωｔ＋１８０°の極性とが同じときに、同期タイミング信号１４０ａが立ち上がる。すなわち、当該位相進みが１８０°未満の場合には、搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αが励磁位相基準１１６として用いられる。

これに対して、図１３に示すように、励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進み（９０°−α）が１８０°以上である場合には、反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）（抽出信号１２７）の極性と位相調節極性信号ωｔ＋１８０°の極性とが同じときに、同期タイミング信号１４０ａが立ち上がる。すなわち、当該位相進みが１８０°以上の場合には、反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）が励磁位相基準１１６として用いられる。

なお、位相の進みが１８０°未満であることは、位相の遅れが１８０°以上であることと同義であり、位相の進みが１８０°以上であることは、位相の遅れが１８０°未満であることと同義である。その他の構成は、実施の形態１と同様である。

このような本発明の振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器によれば、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が１８０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋１８０°を搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで励磁位相基準１１６として用いるので、励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進みが１８０°未満である場合に搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αを励磁位相基準１１６として用い、励磁信号ｓｉｎωｔに対する搬送波位相成分ωｔ＋９０°−αの位相の進みが１８０°以上である場合に反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）を励磁位相基準１１６として用いることができ、常に励磁位相基準１１６と振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）との間の位相差を零とすることができる。これにより、同期検波への位相差９０°−αの影響を小さく抑えることができ、同期検波の精度を向上できる。
また、実施の形態１の構成と同様に、同期検波における位相差αの影響を小さく抑えることで、トラッキング・ループのループゲインの低下をより確実に防止でき、ダイナミック特性の劣化をより確実に防止できる。また、位相差αを用いての励磁信号ｓｉｎωｔの位相調整も不要にできる。
さらに、実施の形態１の構成と同様に、より簡潔な回路で信号処理を実現でき、回路規模を小さく押さえることができる。また、モノリシックＩＣ化に際してチップ面積を小さく抑えることが可能となり、信頼性が高く、小型かつ低価格な商品化（量産）を実現できる。

１ 回転検出器
３ 励磁信号源
１００ 回転信号処理器
１０４ 同期検波手段
１１５ 励磁位相基準抽出手段
１１６ 励磁位相基準
１２１ 抽出信号選択部
１２２ 位相同期化部
１２７ 抽出信号
１２９ クロック
１４０ 同期タイミング信号生成部
１４０ａ 同期タイミング信号
１４１ 位相調節極性信号取込部
１５６ 復調用スイッチ

Claims (7)

1. 励磁信号源（３）からの励磁信号ｓｉｎωｔにより励磁された前記回転検出器（１）から出力される第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）からデジタル角度出力φを得る信号処理過程で生じる振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）を励磁位相基準（１１６）により同期検波を行う振幅変調信号の同期検波方法であって、
   前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から搬送波位相成分ωｔ−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を抽出するとともに、励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が９０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋９０°を前記搬送波位相成分ωｔ−α又は前記反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで前記励磁位相基準（１１６）として用いることを特徴とする振幅変調信号の同期検波方法。
2. 励磁信号源（３）からの励磁信号ｓｉｎωｔが電流アンプ（２００）に入力され、前記電流アンプ（２００）からの励磁電流ｓｉｎωｔにより励磁された前記回転検出器（１）から出力される第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）からデジタル角度出力φを得る信号処理過程で生じる振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）を励磁位相基準（１１６）により同期検波を行う振幅変調信号の同期検波方法であって、
   前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）から搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）を抽出するとともに、前記励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が１８０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋１８０°を前記搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は前記反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで前記励磁位相基準（１１６）として用いることを特徴とする振幅変調信号の同期検波方法。
3. 励磁信号源（３）からの励磁信号ｓｉｎωｔにより励磁された前記回転検出器（１）から出力される第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）からデジタル角度出力φを得る信号処理過程で生じる振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）を励磁位相基準（１１６）により同期検波する回転信号処理器であって、
   前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から搬送波位相成分ωｔ−α及び反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）を抽出するとともに、前記励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が９０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋９０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋９０°を前記搬送波位相成分ωｔ−α又は前記反転搬送波位相成分−（ωｔ−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで前記励磁位相基準（１１６）として出力する励磁位相基準抽出手段（１１５）と、
   前記励磁位相基準抽出手段（１１５）に接続され、前記励磁位相基準抽出手段（１１５）から入力された前記励磁位相基準（１１６）を用いて前記振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の同期検波を行う同期検波手段（１０４）と
   を備えていることを特徴とする回転信号処理器。
4. 前記励磁位相基準抽出手段（１１５）には、抽出信号選択部（１２１）が設けられており、
   前記抽出信号選択部（１２１）には、
   前記デジタル角度出力φに基づく信号であって、９０°，４５°の重み付けがされた角度信号φ２，φ３と、
   前記第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）が変換された信号であって、０°≦θ＜１８０°の場合に同相となり、１８０°≦θ＜３６０°の場合に逆相となる周波数ωｔ−αのパルス列であるデジタル信号ＳＩＮと、
   前記第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）が変換された信号であって、０°≦θ＜９０°，２７０°≦θ＜３６０°の場合に同相となり、９０°≦θ＜２７０°の場合に逆相となる周波数ωｔ−αのパルス列であるデジタル信号ＣＯＳと
   が入力され、
   前記抽出信号選択部（１２１）は、
   前記角度信号φ２，φ３を用いて入力角度θの象限を判定し、
   判定した入力角度θの象限に応じて、前記デジタル信号ＳＩＮ，ＣＯＳのいずれか一方を抽出信号（１２７）として出力することで、振幅が大きい前記第１振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）又は前記第２振幅変調信号ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α）から、前記搬送波位相成分ωｔ−αを角周波数ω、位相遅れαのパルス列として抽出することを特徴とする請求項３記載の回転信号処理器。
5. 前記励磁位相基準抽出手段（１１５）には、位相同期化部（１２２）が設けられており、
   前記位相同期化部（１２２）には、
   前記抽出信号選択部（１２１）からの抽出信号（１２７）とクロック（１２９）とを入力とし、前記抽出信号（１２７）の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングを検出して、前記クロック（１２９）の１周期分のパルスを同期タイミング信号（１４０ａ）として出力する同期タイミング信号生成部（１４０）と、
   前記同期タイミング信号生成部（１４０）からの前記同期タイミング信号（１４０ａ）と前記位相調節極性信号ωｔ＋９０°とを入力とし、前記同期タイミング信号（１４０ａ）の立ち上がるタイミングで前記位相調節極性信号ωｔ＋９０°を取り込んで、取り込んだ前記位相調節極性信号ωｔ＋９０°を前記励磁位相基準（１１６）として出力する位相調節極性信号取込部（１４１）と
   が含まれていることを特徴とする請求項４記載の回転信号処理器。
6. 前記同期検波手段（１０４）は、
   前記励磁位相基準（１１６）を用いて復調用スイッチ（１５６）の極性切替を行うことで、前記振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ−α）の同期検波を行い、同期検波信号ｆ（θ）・｜ｓｉｎ（ωｔ−α）｜を出力することを特徴とする請求項３から請求項５までのいずれか１項に記載の回転信号処理器。
7. 励磁信号源（３）からの励磁信号ｓｉｎωｔが電流アンプ（２００）に入力され、前記電流アンプ（２００）からの励磁電流ｓｉｎωｔにより励磁された前記回転検出器（１）から出力された第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）からデジタル角度出力φを得る信号処理過程で生じる振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）を励磁位相基準（１１６）により同期検波する回転信号処理器であって、
   前記第１及び第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α），ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）から搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）を抽出するとともに、前記励磁信号ｓｉｎωｔに対して位相が１８０°進んだ信号ｓｉｎ（ωｔ＋１８０°）の極性を示す位相調節極性信号ωｔ＋１８０°を前記搬送波位相成分ωｔ＋９０°−α又は前記反転搬送波位相成分−（ωｔ＋９０°−α）の信号レベルの切り替りタイミングに同期して取り込んで前記励磁位相基準（１１６）として出力する励磁位相基準抽出手段（１１５）と、
   前記励磁位相基準抽出手段（１１５）に接続され、前記励磁位相基準抽出手段（１１５）から入力された前記励磁位相基準（１１６）を用いて前記振幅変調信号ｆ（θ）・ｓｉｎ（ωｔ＋９０°−α）の同期検波を行う同期検波手段（１０４）と
   を備えていることを特徴とする回転信号処理器。

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