JP2012080755A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】低損失の片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行すること。
【解決手段】制御部１３のＤＵＴＹ演算部７２は、スイッチング素子ＳＨ及びスイッチング素子ＳＬを駆動するパルスのＤＵＴＹ（フィードフォワード項）の演算として、リアクトルＬの電流が連続している連続域では、１次側電圧Ｖ１の実測値と、２次側電圧指令値Ｖ２＊とを用いて、昇圧比に基づく第１演算手法に従って、ＤＵＴＹを演算する。ＤＵＴＹ演算部７２はまた、負荷１３とバッテリ１１との間で授受される電力が低下してリアクトルＬの電流が断続する低電力域では、１次側電圧Ｖ１の実測値と、２次側電圧指令値Ｖ２＊と、負荷１３の電流Ｉｏｕｔの実測値とを用いて、リアクタンスＬの電流の絶対値の最大値を予測し、その予測値に基づく第２演算手法に従って、ＤＵＴＹを演算する。
【選択図】図１１
【解決手段】制御部１３のＤＵＴＹ演算部７２は、スイッチング素子ＳＨ及びスイッチング素子ＳＬを駆動するパルスのＤＵＴＹ（フィードフォワード項）の演算として、リアクトルＬの電流が連続している連続域では、１次側電圧Ｖ１の実測値と、２次側電圧指令値Ｖ２＊とを用いて、昇圧比に基づく第１演算手法に従って、ＤＵＴＹを演算する。ＤＵＴＹ演算部７２はまた、負荷１３とバッテリ１１との間で授受される電力が低下してリアクトルＬの電流が断続する低電力域では、１次側電圧Ｖ１の実測値と、２次側電圧指令値Ｖ２＊と、負荷１３の電流Ｉｏｕｔの実測値とを用いて、リアクタンスＬの電流の絶対値の最大値を予測し、その予測値に基づく第２演算手法に従って、ＤＵＴＹを演算する。
【選択図】図１１
Description
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御方法に関し、特に、低損失の片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御方法に関する。
近年、動力源の１つとして電気駆動のモータを有するＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）が普及化しつつある。
このようなＨＥＶには、モータに電力を供給して駆動するために、ＰＤＵ（Ｐｏｗｅｒ Ｄｒｉｖｅ Ｕｎｉｔ）システムが搭載されている。
このようなＨＥＶには、モータに電力を供給して駆動するために、ＰＤＵ（Ｐｏｗｅｒ Ｄｒｉｖｅ Ｕｎｉｔ）システムが搭載されている。
ＰＤＵシステムには、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）−ＤＣコンバータ（特許文献１及び２参照）が設けられている場合が多い。
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、その入力側（１次側）にバッテリが接続され、出力側（２次側）には、モータを駆動するためのインバータが負荷として接続される。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、２次側電圧を昇圧してバッテリを放電することによって、負荷に電力を力行させる動作（以下、「力行動作」と呼ぶ）を実行できる。逆に、ＤＣ−ＤＣコンバータは、２次側電圧を降圧して負荷から電力を回生することによって、バッテリを充電する動作（以下、「回生動作」と呼ぶ）を実行できる。
なお、このように１次側と２次側の双方向に電力を供給する動作、即ち力行動作及び回生動作が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを、以下、「双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ」と呼ぶ。
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、その入力側（１次側）にバッテリが接続され、出力側（２次側）には、モータを駆動するためのインバータが負荷として接続される。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、２次側電圧を昇圧してバッテリを放電することによって、負荷に電力を力行させる動作（以下、「力行動作」と呼ぶ）を実行できる。逆に、ＤＣ−ＤＣコンバータは、２次側電圧を降圧して負荷から電力を回生することによって、バッテリを充電する動作（以下、「回生動作」と呼ぶ）を実行できる。
なお、このように１次側と２次側の双方向に電力を供給する動作、即ち力行動作及び回生動作が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを、以下、「双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ」と呼ぶ。
このような双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側電圧Ｖ２を昇圧させたり降圧させる制御は、「Ｖ２制御」と呼ばれている。
Ｖ２制御は、直列接続された２つのスイッチング素子の各駆動を制御することにより実現され、これら２つのスイッチング素子の各駆動の制御の手法が相互に異なる２種類の方式、即ち、片側駆動方式及び相補駆動方式に大別される。
片側駆動方式とは、一般的に、２つのスイッチング素子のうち、一方のみを力行動作で駆動させ（他方は駆動を禁止させ）、他方のみを回生動作で駆動させる（一方は駆動を禁止させる）方式をいう。
相補駆動方式とは、力行動作及び回生動作の何れにおいても、２つのスイッチング素子を駆動させる方式をいう。相補駆動方式は、片側駆動方式と比較するとＶ２制御がし易いため、広く用いられている。
Ｖ２制御は、直列接続された２つのスイッチング素子の各駆動を制御することにより実現され、これら２つのスイッチング素子の各駆動の制御の手法が相互に異なる２種類の方式、即ち、片側駆動方式及び相補駆動方式に大別される。
片側駆動方式とは、一般的に、２つのスイッチング素子のうち、一方のみを力行動作で駆動させ（他方は駆動を禁止させ）、他方のみを回生動作で駆動させる（一方は駆動を禁止させる）方式をいう。
相補駆動方式とは、力行動作及び回生動作の何れにおいても、２つのスイッチング素子を駆動させる方式をいう。相補駆動方式は、片側駆動方式と比較するとＶ２制御がし易いため、広く用いられている。
しかしながら、Ｖ２制御においては、負荷が軽くなる等に起因して電力が低下すると、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路電流が０［Ａ］に到達する場合がある。このような場合のＶ２制御を、以下、「低電力域でのＶ２制御」と呼ぶ。
相補駆動方式による低電力域でのＶ２制御では、回路電流は、上昇又は減少して０［Ａ］に到達しても、そのまま上昇又は減少し続ける。このため、回路電流が逆流することになるが、このような逆流する回路電流は、Ｖ２制御にとって余分な電流であり、その分だけ損失が大きくなる。
相補駆動方式による低電力域でのＶ２制御では、回路電流は、上昇又は減少して０［Ａ］に到達しても、そのまま上昇又は減少し続ける。このため、回路電流が逆流することになるが、このような逆流する回路電流は、Ｖ２制御にとって余分な電流であり、その分だけ損失が大きくなる。
これに対して、従来の片側駆動方式による低電力域でのＶ２制御では、回路電流は、上昇又は減少して０［Ａ］に到達すると、０［Ａ］をそのまま維持する。従って、片側駆動方式は、相補駆動方式のように回路電流が逆流することがないため、その分だけ損失が小さくなる。
このため、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのＶ２制御として、低損失の片側駆動方式を採用すると好適であるが、相補駆動方式と同様な一般的な取り扱いをすると適切なＶ２制御ができないため、適切なＶ２制御を実現できる手法が要求されている。しかしながら、このような手法は見受けられない状況である。
このため、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのＶ２制御として、低損失の片側駆動方式を採用すると好適であるが、相補駆動方式と同様な一般的な取り扱いをすると適切なＶ２制御ができないため、適切なＶ２制御を実現できる手法が要求されている。しかしながら、このような手法は見受けられない状況である。
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、低損失の片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することが可能な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御方法を提供することを目的とする。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ（例えば実施形態における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２）は、
１次側に直流電源（例えば実施形態におけるバッテリ１１）が接続され、２次側に負荷（例えば実施形態におけるモータ２２を含む負荷１３）が接続され
リアクトル（例えば実施形態におけるリアクトルＬ）と、第１スイッチング素子（例えば実施形態におけるスイッチング素子ＳＬ）及び第２スイッチング素子（例えば実施形態におけるスイッチング素子ＳＨ）の直列接続を有する回路部（例えば実施形態における電源回路部５１）と、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の駆動を制御して、２次側電圧を任意の値に維持することによって、前記直流電源から前記負荷に電力を力行する力行動作、又は、前記負荷から前記直流電源に電力を回生する回生動作を実現する制御部（例えば実施形態における回路部５１）と、
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を駆動するパルスのＤＵＴＹ（例えば実施形態におけるＤＵＴＹ演算部７２によってフィードフォアード項として演算されるＤＵＴＹ）の演算として、
前記リアクトルの電流が連続している連続域では、１次側電圧の実測値と、２次側電圧の指令値とを用いて、１次側電圧に対する２次側電圧の昇圧比に基づく第１演算手法（例えば実施形態における昇圧比の式（２）や式（８）を用いる演算手法）に従って、前記ＤＵＴＹを演算し、
前記負荷と前記直流電源との間で授受される電力が低下して前記リアクトルの電流が断続する低電力域では、前記１次側電圧の実測値と、前記２次側電圧の指令値と、前記負荷の電流の実測値とを用いて、前記リアクタンスの電流の絶対値の最大値を予測し、その予測値に基づく第２演算手法は（例えば実施形態における式（７）や式（１２）を用いる演算手法）に従って、前記ＤＵＴＹを演算する、
ことを特徴とする。
１次側に直流電源（例えば実施形態におけるバッテリ１１）が接続され、２次側に負荷（例えば実施形態におけるモータ２２を含む負荷１３）が接続され
リアクトル（例えば実施形態におけるリアクトルＬ）と、第１スイッチング素子（例えば実施形態におけるスイッチング素子ＳＬ）及び第２スイッチング素子（例えば実施形態におけるスイッチング素子ＳＨ）の直列接続を有する回路部（例えば実施形態における電源回路部５１）と、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の駆動を制御して、２次側電圧を任意の値に維持することによって、前記直流電源から前記負荷に電力を力行する力行動作、又は、前記負荷から前記直流電源に電力を回生する回生動作を実現する制御部（例えば実施形態における回路部５１）と、
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を駆動するパルスのＤＵＴＹ（例えば実施形態におけるＤＵＴＹ演算部７２によってフィードフォアード項として演算されるＤＵＴＹ）の演算として、
前記リアクトルの電流が連続している連続域では、１次側電圧の実測値と、２次側電圧の指令値とを用いて、１次側電圧に対する２次側電圧の昇圧比に基づく第１演算手法（例えば実施形態における昇圧比の式（２）や式（８）を用いる演算手法）に従って、前記ＤＵＴＹを演算し、
前記負荷と前記直流電源との間で授受される電力が低下して前記リアクトルの電流が断続する低電力域では、前記１次側電圧の実測値と、前記２次側電圧の指令値と、前記負荷の電流の実測値とを用いて、前記リアクタンスの電流の絶対値の最大値を予測し、その予測値に基づく第２演算手法は（例えば実施形態における式（７）や式（１２）を用いる演算手法）に従って、前記ＤＵＴＹを演算する、
ことを特徴とする。
この発明によれば、低電力域では、昇圧の比に基づく第１の演算手法ではなく、リアクタンスの電流の絶対値の最大値の予測値に基づく第２演算手法が用いられて、ＤＵＴＹが演算される。
これにより、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができる。
具体的には、低電力域では、昇圧の比に基づく第１の演算手法を用いると、２次側電圧が不要に上昇又は下降してしまう、といった課題（後述するＤＵＴＹ課題）が発生してしまう。第２演算手法を用いることで、このような課題を解決することができる。即ち、軽負荷時の不要な電圧変動を大幅に抑制することができる。その結果、低電力域の低損失化が実現でき、回路の発熱の抑制ができるため、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する冷却装置の小型化が可能になり、ひいては、ＰＤＵシステム全体の体積低減やコスト低減を図ることが可能になる。
これにより、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができる。
具体的には、低電力域では、昇圧の比に基づく第１の演算手法を用いると、２次側電圧が不要に上昇又は下降してしまう、といった課題（後述するＤＵＴＹ課題）が発生してしまう。第２演算手法を用いることで、このような課題を解決することができる。即ち、軽負荷時の不要な電圧変動を大幅に抑制することができる。その結果、低電力域の低損失化が実現でき、回路の発熱の抑制ができるため、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する冷却装置の小型化が可能になり、ひいては、ＰＤＵシステム全体の体積低減やコスト低減を図ることが可能になる。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、上述した本発明のＤＣ−ＤＣコンバータに対する制御方法である。従って、上述した本発明の半導体素子のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果を奏することが可能になる。
本発明によれば、低損失の片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することが可能になる。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータを含む、車載用ＰＤＵシステムの一実施形態の概略構成を示す図である。
車載用ＰＤＵシステムは、バッテリ１１と、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２と、負荷１３と、を備えている。車載用ＰＤＵシステムは、例えばＨＥＶに搭載される。
バッテリ１１は、充放電することが可能な直流電源である。
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、１次側（入力側）がバッテリ１１と接続されており、２次側（出力側）が負荷１３と接続されている。
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、２次側電圧Ｖ２を昇圧してバッテリ１１を放電することによって、負荷１３に電力を力行させる動作、即ち力行動作を実行できる。逆に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、２次側電圧Ｖ２を降圧して負荷１３から電力を回生することによって、バッテリ１１を充電する動作、即ち回生動作を実行できる。
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、２次側電圧Ｖ２を昇圧してバッテリ１１を放電することによって、負荷１３に電力を力行させる動作、即ち力行動作を実行できる。逆に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、２次側電圧Ｖ２を降圧して負荷１３から電力を回生することによって、バッテリ１１を充電する動作、即ち回生動作を実行できる。
負荷１３は、インバータ２１と、モータ２２と、タイヤ２３と、を備えている。
インバータ２１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の直流出力（２次側電圧Ｖ２）を交流に変換して、モータ２２に供給することによって、モータ２２を駆動する。
即ち、モータ２２は、例えば交流により駆動される同期電動機であり、インバータ２１の交流出力により駆動される。
タイヤ２３は、モータ２２の軸の回転に伴って回転し、図示せぬＨＥＶを進行させる。
インバータ２１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の直流出力（２次側電圧Ｖ２）を交流に変換して、モータ２２に供給することによって、モータ２２を駆動する。
即ち、モータ２２は、例えば交流により駆動される同期電動機であり、インバータ２１の交流出力により駆動される。
タイヤ２３は、モータ２２の軸の回転に伴って回転し、図示せぬＨＥＶを進行させる。
ここで、本発明の理解を容易なものとすべく、図２乃至図４を参照して、一般的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成、及び、そのＶ２制御の手法の概略について説明する。
図２は、一般的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを含む、一般的な車載用ＰＤＵシステムの概略構成を示す図である。
一般的な車載用ＰＤＵシステムは、バッテリ３１と、一般的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３２と、負荷３３と、を備えている。
バッテリ３１及び負荷３３の各々は、図１のバッテリ１１及び負荷１３の各々と基本的に同様の構成と機能を有しているため、ここではその説明は省略する。
一般的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３２は、電源回路部４１と、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）４２と、を備えている。
電源回路部４１は、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬと、コンデンサＣ１，Ｃ２と、リアクトルＬと、抵抗Ｒ１乃至Ｒ４と、を備えている。
スイッチング素子ＳＨ，ＳＬは直列接続されており、当該直列接続の両端に、負荷３３が接続されている。当該直列接続の両端にはまた、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列接続と、がそれぞれ接続されている。
スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの接続点には、リアクトルＬを介して、バッテリ３１の正極端が接続されている。バッテリ３１の負極端には、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの直列接続の両端のうちスイッチング素子ＳＬ側の端が接続されている。バッテリ３１の正極端と負極端との間には、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続と、がそれぞれ接続されている。
スイッチング素子ＳＨ，ＳＬは直列接続されており、当該直列接続の両端に、負荷３３が接続されている。当該直列接続の両端にはまた、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列接続と、がそれぞれ接続されている。
スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの接続点には、リアクトルＬを介して、バッテリ３１の正極端が接続されている。バッテリ３１の負極端には、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの直列接続の両端のうちスイッチング素子ＳＬ側の端が接続されている。バッテリ３１の正極端と負極端との間には、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続と、がそれぞれ接続されている。
ＣＰＵ４２は、Ｖ２制御、即ち、電源回路部４１の出力電圧たる２次側電圧Ｖ２の可変制御を実行する。
Ｖ２制御の方式は、大別して、相補駆動方式と、本発明で採用される片側駆動方式と、の２種類が存在する。
以下、相補駆動方式及び片側駆動方式の各々について、その差異を明確にしつつ説明する。
Ｖ２制御の方式は、大別して、相補駆動方式と、本発明で採用される片側駆動方式と、の２種類が存在する。
以下、相補駆動方式及び片側駆動方式の各々について、その差異を明確にしつつ説明する。
図３は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおける相補駆動方式及び片側駆動方式の比較を示す図である。
図３に示すように、電源回路部４１のスイッチング素子ＳＨ，ＳＬの駆動方式として、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動方式が採用されている。
即ち、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの各々は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子と、ＦＷＤ（Ｆｒｅｅ Ｗｈｅｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）との対により構成されている。
このような構成のスイッチング素子ＳＨ，ＳＬは、供給される駆動信号によって、オフスイッチング及びオンスイッチングができる。ここで、オフスイッチングとは、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬが、導通状態（「オン状態」ともいう）から遮断状態（「オフ状態」ともいう）に切り替わることをいう。オンスイッチングとは、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬが、遮断状態（オフ状態）から導通状態（オン状態）に切り替わることをいう。
この場合にスイッチング素子ＳＨ，ＳＬの各駆動信号がパルス信号で与えられ、当該パルス信号が高レベルに切り替わるときにオンスイッチングが行われ、当該パルス信号が低レベルに切り替わるときにオフスイッチングが行われる。
このようなパルス信号を、そのパルス幅のＤＵＴＹを変化させながら、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬに供給することで、当該スイッチング素子ＳＨ，ＳＬを駆動する方式が、ＰＷＭ駆動方式である。
以下、図３の記載に併せて、ＰＷＭ駆動方式によって、スイッチング素子ＳＨに供給される駆動信号を「Ｈパルス」と呼び、スイッチング素子ＳＬに供給される駆動信号を「Ｌパルス」と呼ぶ。
即ち、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの各々は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子と、ＦＷＤ（Ｆｒｅｅ Ｗｈｅｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）との対により構成されている。
このような構成のスイッチング素子ＳＨ，ＳＬは、供給される駆動信号によって、オフスイッチング及びオンスイッチングができる。ここで、オフスイッチングとは、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬが、導通状態（「オン状態」ともいう）から遮断状態（「オフ状態」ともいう）に切り替わることをいう。オンスイッチングとは、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬが、遮断状態（オフ状態）から導通状態（オン状態）に切り替わることをいう。
この場合にスイッチング素子ＳＨ，ＳＬの各駆動信号がパルス信号で与えられ、当該パルス信号が高レベルに切り替わるときにオンスイッチングが行われ、当該パルス信号が低レベルに切り替わるときにオフスイッチングが行われる。
このようなパルス信号を、そのパルス幅のＤＵＴＹを変化させながら、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬに供給することで、当該スイッチング素子ＳＨ，ＳＬを駆動する方式が、ＰＷＭ駆動方式である。
以下、図３の記載に併せて、ＰＷＭ駆動方式によって、スイッチング素子ＳＨに供給される駆動信号を「Ｈパルス」と呼び、スイッチング素子ＳＬに供給される駆動信号を「Ｌパルス」と呼ぶ。
図３に示すように、相補駆動方式と片側駆動方式の差異点の１つは、このＰＷＭ駆動方式が異なっている点である。
即ち、相補駆動方式では、力行動作と回生動作の何れの場合であっても、ＨパルスとＬパルスとの両方が反転した状態でそれぞれ出力される。即ち、相補駆動方式では、力行動作と回生動作の何れの場合であっても、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの各々は、一方がオン状態の場合には他方がオフ状態になる関係を保つように両方とも駆動される。
これに対して、従来の片側駆動方式では、力行動作の場合には、Ｌパルスのみが出力される（Ｈパルスの出力が禁止される）一方で、回生動作の場合には、Ｈパルスのみが出力される（Ｌパルスの出力が禁止される）。即ち、従来の片側駆動方式では、力行動作の場合には、スイッチング素子ＳＬのみが駆動し、スイッチング素子ＳＨの駆動が禁止される。一方で、回生動作の場合には、スイッチング素子ＳＨのみが駆動し、スイッチング素子ＳＬの駆動が禁止される。
なお、「従来の片側駆動方式」と明記した理由は、本実施形態の片側駆動方式（後述するスイッチング素子駆動モード変換手法）では、力行動作中であっても、所定の条件が満たされると、スイッチング素子ＳＨが駆動するようになるからである。同様に、本実施形態の片側駆動方式では、回生動作中であっても、所定の条件が満たされると、スイッチング素子ＳＬが駆動するようになるからである。
即ち、相補駆動方式では、力行動作と回生動作の何れの場合であっても、ＨパルスとＬパルスとの両方が反転した状態でそれぞれ出力される。即ち、相補駆動方式では、力行動作と回生動作の何れの場合であっても、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの各々は、一方がオン状態の場合には他方がオフ状態になる関係を保つように両方とも駆動される。
これに対して、従来の片側駆動方式では、力行動作の場合には、Ｌパルスのみが出力される（Ｈパルスの出力が禁止される）一方で、回生動作の場合には、Ｈパルスのみが出力される（Ｌパルスの出力が禁止される）。即ち、従来の片側駆動方式では、力行動作の場合には、スイッチング素子ＳＬのみが駆動し、スイッチング素子ＳＨの駆動が禁止される。一方で、回生動作の場合には、スイッチング素子ＳＨのみが駆動し、スイッチング素子ＳＬの駆動が禁止される。
なお、「従来の片側駆動方式」と明記した理由は、本実施形態の片側駆動方式（後述するスイッチング素子駆動モード変換手法）では、力行動作中であっても、所定の条件が満たされると、スイッチング素子ＳＨが駆動するようになるからである。同様に、本実施形態の片側駆動方式では、回生動作中であっても、所定の条件が満たされると、スイッチング素子ＳＬが駆動するようになるからである。
また、図３に示すように、相補駆動方式では、力行動作と回生動作とを切り替える明示の指示が不要である。これに対して、片側駆動方式では、このような明示の指示が必要である。このような点も、相補駆動方式と片側駆動方式の差異点の１つである。
図４は、このような相補駆動方式と（従来の）片側駆動方式との各々によりＶ２制御が実行された場合における、リアクトルＬの電流（以下、「リアクトル電流」と呼ぶ）の波形の一例を示している。
図４において、縦軸は、力行動作によるＶ２制御が実行されている場合の、リアクトル電流［Ａ］を示している。横軸は、時間［ｓ］を示している。
図４において、波形ＷＣは、電力が大きい場合のリアクトル電流の時間推移を示している。即ち、電力が大きい場合は、一般的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３２はいわゆる連続モードで動作するため、相補駆動方式も（従来の）片側駆動方式もリアクトル電流の時間推移はほぼ変わらないため、１つの波形ＷＣのみが図４に示されている。
しかしながら、電力が低下してくると、リアクトル電流の最小値が０［Ａ］に到達するようになる。そして、さらにリアクトル電流が低下すると、その後、相補駆動方式と（従来の）片側駆動方式とでは異なる時間推移を示すようになる。なお、このような場合のＶ２制御は、上述したように、「低電力域でのＶ２制御」と呼ばれている。
即ち、低電力域でのＶ２制御の場合には、相補駆動方式におけるリアクトル電流の時間推移は、波形ＷＬ２のようになり、電流が逆流する区間が存在する。一方で、（従来の）片側駆動方式におけるリアクトル電流の時間推移は、波形ＷＬ１のように、電流が０［Ａ］に達すると、それより降下せずに０［Ａ］のまま維持される。
図４において、縦軸は、力行動作によるＶ２制御が実行されている場合の、リアクトル電流［Ａ］を示している。横軸は、時間［ｓ］を示している。
図４において、波形ＷＣは、電力が大きい場合のリアクトル電流の時間推移を示している。即ち、電力が大きい場合は、一般的な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３２はいわゆる連続モードで動作するため、相補駆動方式も（従来の）片側駆動方式もリアクトル電流の時間推移はほぼ変わらないため、１つの波形ＷＣのみが図４に示されている。
しかしながら、電力が低下してくると、リアクトル電流の最小値が０［Ａ］に到達するようになる。そして、さらにリアクトル電流が低下すると、その後、相補駆動方式と（従来の）片側駆動方式とでは異なる時間推移を示すようになる。なお、このような場合のＶ２制御は、上述したように、「低電力域でのＶ２制御」と呼ばれている。
即ち、低電力域でのＶ２制御の場合には、相補駆動方式におけるリアクトル電流の時間推移は、波形ＷＬ２のようになり、電流が逆流する区間が存在する。一方で、（従来の）片側駆動方式におけるリアクトル電流の時間推移は、波形ＷＬ１のように、電流が０［Ａ］に達すると、それより降下せずに０［Ａ］のまま維持される。
図５は、相補駆動方式と（従来の）片側駆動方式との各々により低電力域でのＶ２制御（力行動作）が実行された場合における、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作を説明する図である。
図５の表において、縦方向の第１列は、各項目名を示しており、縦方向の第２列は、相補駆動方式の場合の電流波形や回路動作を示しており、縦方向の第３列は、（従来の）片側駆動方式の場合の電流波形や回路動作を示している。
図５の表において、縦方向の第１列は、各項目名を示しており、縦方向の第２列は、相補駆動方式の場合の電流波形や回路動作を示しており、縦方向の第３列は、（従来の）片側駆動方式の場合の電流波形や回路動作を示している。
最初に、図５の表のうち第２列を用いて、相補駆動方式により低電力域でのＶ２制御が実行された場合における、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作について説明する。
図５の表のうち、第１行第２列においては、相補駆動方式の場合のリアクトル電流の時間推移を示す波形ＷＬ２が示されており、１周期分の波形が期間Ｔ１乃至Ｔ４に区分されている。
図５の表のうち、第２行乃至第５行の各々の第２列においては、相補駆動方式の場合の期間Ｔ１乃至期間Ｔ４の各々における電源回路部４１（図２）の動作例が示されている。
なお、第２行乃至第５行の各々の第２列では、次のような前提事項が成立しているものとする。
図面のサイズの都合上、電源回路部４１の各素子の符号は適宜省略されている。
スイッチング素子ＳＨ又はＳＬの右方に示す、「ＯＮ」又は「ＯＦＦ」の各々は、「オン状態」又は「オフ状態」の各々を示している。
一巡する矢印は、その方向に流れる電流を示している。
スイッチング素子ＳＬ，ＳＨの各々は、ＩＧＢＴとＦＷＤとの対により構成されているものとする。
これらの前提事項は、後述する片側駆動方式についての第２行乃至第５行の各々の第３列についても同様にあてはまる。
図面のサイズの都合上、電源回路部４１の各素子の符号は適宜省略されている。
スイッチング素子ＳＨ又はＳＬの右方に示す、「ＯＮ」又は「ＯＦＦ」の各々は、「オン状態」又は「オフ状態」の各々を示している。
一巡する矢印は、その方向に流れる電流を示している。
スイッチング素子ＳＬ，ＳＨの各々は、ＩＧＢＴとＦＷＤとの対により構成されているものとする。
これらの前提事項は、後述する片側駆動方式についての第２行乃至第５行の各々の第３列についても同様にあてはまる。
相補駆動方式の場合の期間Ｔ１，Ｔ２では、スイッチング素子ＳＨがオフ状態であり、スイッチング素子ＳＬがオン状態である。このため、期間Ｔ１，Ｔ２では、リアクトル電流は上昇する。
具体的には、期間Ｔ１の開始直前に、リアクトル電流が０［Ａ］未満の状態で、スイッチング素子ＳＨがオン状態からオフ状態に切り替わり、スイッチング素子ＳＬがオフ状態からオン状態に切り替わっている。よって、期間Ｔ１においては、スイッチング素子ＳＬに着目すると、Ｌパルスは供給されているが、ＩＧＢＴ側には電流がまだ流れずに、ＦＷＤ側に転流電流が流れている状態である。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の負極端→スイッチング素子ＳＬのＦＷＤ側→リアクトルＬ→バッテリ３１の正極端の順に流れ、その結果、リアクトル電流は上昇しつつも０［Ａ］未満となっている。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の負極端→スイッチング素子ＳＬのＦＷＤ側→リアクトルＬ→バッテリ３１の正極端の順に流れ、その結果、リアクトル電流は上昇しつつも０［Ａ］未満となっている。
その後、リアクトル電流が０［Ａ］まで上昇すると、期間Ｔ２が開始する。期間Ｔ２では、Ｌパルスによって、スイッチング素子ＳＬのＩＧＢＴ側に電流が流れるようになる。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の正極端→リアクトルＬ→スイッチング素子ＳＬのＩＧＢＴ側→バッテリ３１の負極端の順に流れ、その結果、リアクトル電流は０［Ａ］に到達した後も上昇し続ける。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の正極端→リアクトルＬ→スイッチング素子ＳＬのＩＧＢＴ側→バッテリ３１の負極端の順に流れ、その結果、リアクトル電流は０［Ａ］に到達した後も上昇し続ける。
その後、期間Ｔ２の終了時に、スイッチング素子ＳＬがオン状態からオフ状態に切り替わり、スイッチング素子ＳＨがオフ状態からオン状態に切り替わる。
よって、その後の相補駆動方式の場合の期間Ｔ３，Ｔ４では、スイッチング素子ＳＨがオン状態であり、スイッチング素子ＳＬがオフ状態である。このため、期間Ｔ３，Ｔ４では、リアクトル電流は下降する。
よって、その後の相補駆動方式の場合の期間Ｔ３，Ｔ４では、スイッチング素子ＳＨがオン状態であり、スイッチング素子ＳＬがオフ状態である。このため、期間Ｔ３，Ｔ４では、リアクトル電流は下降する。
具体的には、期間Ｔ３においては、スイッチング素子ＳＨに着目すると、切替直後であるため、Ｈパルスは供給されているが、ＩＧＢＴ側には電流がまだ流れずに、ＦＷＤ側に転流電流が流れている状態である。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の正極端→リアクトルＬ→スイッチング素子ＳＨのＦＷＤ側→負荷３３→バッテリ３１の負極端の順に流れ、その結果、リアクトルＬ１の電流は下降し続ける。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の正極端→リアクトルＬ→スイッチング素子ＳＨのＦＷＤ側→負荷３３→バッテリ３１の負極端の順に流れ、その結果、リアクトルＬ１の電流は下降し続ける。
その後、リアクトル電流が０［Ａ］まで下降すると、期間Ｔ４が開始する。期間Ｔ４では、Ｈパルスによって、スイッチング素子ＳＨのＩＧＢＴ側に電流が流れるようになる。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、負荷３３→スイッチング素子ＳＨのＩＧＢＴ側→リアクトルＬ→バッテリ３１の正極端→バッテリ３１の負極端→負荷３３の順に流れ、その結果、リアクトル電流は０［Ａ］に到達した後も下降し続ける。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、負荷３３→スイッチング素子ＳＨのＩＧＢＴ側→リアクトルＬ→バッテリ３１の正極端→バッテリ３１の負極端→負荷３３の順に流れ、その結果、リアクトル電流は０［Ａ］に到達した後も下降し続ける。
以上、図５の表のうち第２列を用いて、相補駆動方式により低電力域でのＶ２制御（力行動作）が実行された場合における、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作について説明した。
次に、図５の表のうち第３列を用いて、（従来の）片側駆動方式により低電力域でのＶ２制御（力行動作）が実行された場合における、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作について説明する。
次に、図５の表のうち第３列を用いて、（従来の）片側駆動方式により低電力域でのＶ２制御（力行動作）が実行された場合における、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作について説明する。
図５の表のうち、第１行第３列においては、（従来の）片側駆動方式の場合のリアクトル電流の時間推移を示す波形ＷＬ２が示されており、１周期分の波形が期間Ｔ１乃至Ｔ３に区分されている。
なお、（従来の）片側駆動方式における期間Ｔ１乃至Ｔ３は、相補駆動方式における期間Ｔ１乃至Ｔ４と相互に独立した期間であって、絶対時間として一致するわけではない点に注意が必要である。
なお、（従来の）片側駆動方式における期間Ｔ１乃至Ｔ３は、相補駆動方式における期間Ｔ１乃至Ｔ４と相互に独立した期間であって、絶対時間として一致するわけではない点に注意が必要である。
図５の表のうち、第２行乃至第５行の各々の第３列においては、（従来の）片側駆動方式の場合の期間Ｔ１乃至期間Ｔ３の各々における電源回路部４１（図２）の動作例が示されている。
図５は、力行動作の例を示しているため、（従来の）片側駆動方式では、Ｈパルスの出力は禁止されるため、スイッチング素子ＳＨは常時オフ状態となり、Ｌパルスによって、スイッチング素子ＳＬのみがオン状態とオフ状態の切り替えを繰り返すことになる。
図５は、力行動作の例を示しているため、（従来の）片側駆動方式では、Ｈパルスの出力は禁止されるため、スイッチング素子ＳＨは常時オフ状態となり、Ｌパルスによって、スイッチング素子ＳＬのみがオン状態とオフ状態の切り替えを繰り返すことになる。
（従来の）片側駆動方式の場合の期間Ｔ１は、スイッチング素子ＳＬがオン状態となっている期間である。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の正極端→リアクトルＬ→スイッチング素子ＳＬのＩＧＢＴ側→バッテリ３１の負極端の順に流れ、その結果、リアクトル電流は０［Ａ］から上昇し続ける。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の正極端→リアクトルＬ→スイッチング素子ＳＬのＩＧＢＴ側→バッテリ３１の負極端の順に流れ、その結果、リアクトル電流は０［Ａ］から上昇し続ける。
その後、期間Ｔ１の終了時に、スイッチング素子ＳＬがオン状態からオフ状態に切り替わり、期間Ｔ２が開始する。
ここで、スイッチング素子ＳＨに着目すると、上述したように、常時オフ状態であるため、期間Ｔ２においては、ＦＷＤ側に転流電流が流れる。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の正極端→リアクトルＬ→スイッチング素子ＳＨのＦＷＤ側→負荷３３→バッテリ３１の負極端の順に流れ、その結果、リアクトルＬ１の電流は下降し続ける。
ここで、スイッチング素子ＳＨに着目すると、上述したように、常時オフ状態であるため、期間Ｔ２においては、ＦＷＤ側に転流電流が流れる。
このため、電源回路部４１の電流は、矢印に示すように、バッテリ３１の正極端→リアクトルＬ→スイッチング素子ＳＨのＦＷＤ側→負荷３３→バッテリ３１の負極端の順に流れ、その結果、リアクトルＬ１の電流は下降し続ける。
その後、リアクトル電流が０［Ａ］まで下降すると、期間Ｔ３が開始する。期間Ｔ３では、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬは何れもオフ状態であり、転流電流も流れつくしたため、電源回路部４１に電流は流れず、その結果、リアクトル電流は０［Ａ］を維持する。
このように、低電力域でのＶ２制御では、相補駆動方式の方が、期間Ｔ１や期間Ｔ４等において余計な電流が流れるため、損失が大きくなる。即ち、低電力域でのＶ２制御では、（従来の）片側駆動方式の方が、このような余計な電流が流れないため、損失が小さくなり、その分だけ高効率化を実現することが可能になる。
そこで、本発明人らは、図１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２のＶ２制御の方式として、片側駆動方式を採用することにした。
そこで、本発明人らは、図１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２のＶ２制御の方式として、片側駆動方式を採用することにした。
しかしながら、上述した説明において、「従来の片側駆動方式」と呼称していたことからわかるように、従来の片側駆動方式をそのまま双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に適用すると、次のような第１の課題と第２の課題とが生じてしまう。
第１の課題とは、ＤＵＴＹの演算式として相補駆動方式で用いられている一般的な演算式をそのまま従来の片側駆動方式に適用すると、軽負荷時等の低電力域でのＶ２制御では、２次側電圧Ｖ２が不要に上昇又は下降してしまう、といった課題である。このような第１の課題を、以下、「ＤＵＴＹ課題」と呼ぶ。
第２の課題とは、従来の片側駆動方式を用いたＶ２制御では、負荷が変動した場合等において、当該Ｖ２制御に採用しているフィードバック制御の追従遅れが発生する、という課題である。このような第２の課題を、以下、「追従遅れ課題」と呼ぶ。
第１の課題とは、ＤＵＴＹの演算式として相補駆動方式で用いられている一般的な演算式をそのまま従来の片側駆動方式に適用すると、軽負荷時等の低電力域でのＶ２制御では、２次側電圧Ｖ２が不要に上昇又は下降してしまう、といった課題である。このような第１の課題を、以下、「ＤＵＴＹ課題」と呼ぶ。
第２の課題とは、従来の片側駆動方式を用いたＶ２制御では、負荷が変動した場合等において、当該Ｖ２制御に採用しているフィードバック制御の追従遅れが発生する、という課題である。このような第２の課題を、以下、「追従遅れ課題」と呼ぶ。
そこで、本発明人らは、ＤＵＴＹ課題を解決すべく、次のような手法を発明した。
即ち、リアクトル電流が０［Ａ］に到達せずに連続しているときのＶ２制御（以下、「連続域のＶ２制御」と呼ぶ）では、昇圧比に基づいてＤＵＴＹが算出される。一方、低電力域でのＶ２制御では、回路のインダクタ電流の最大値（絶対値）が予測され、その予測結果に基づいてＤＵＴＹが算出される。
このような手法を、以下、「連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法」と呼ぶ。
即ち、リアクトル電流が０［Ａ］に到達せずに連続しているときのＶ２制御（以下、「連続域のＶ２制御」と呼ぶ）では、昇圧比に基づいてＤＵＴＹが算出される。一方、低電力域でのＶ２制御では、回路のインダクタ電流の最大値（絶対値）が予測され、その予測結果に基づいてＤＵＴＹが算出される。
このような手法を、以下、「連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法」と呼ぶ。
さらに、本発明人らは、追従遅れ課題を解決すべく、次のような手法を発明した。
即ち、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの駆動モードとして、スイッチング素子ＳＨが駆動し（Ｈパルスが出力され）、スイッチング素子ＳＬの駆動が禁止される（Ｌパルスの出力が禁止される）モードを、以下、「ＳＨ駆動モード」と呼ぶ。これに対して、スイッチング素子ＳＬが駆動し（Ｌパルスが出力され）、スイッチング素子ＳＨの駆動が禁止される（Ｈパルスの出力が禁止される）モードを、以下、「ＳＬ駆動モード」と呼ぶ。
また、ＳＨ駆動モード又はＳＬ駆動モードの指令は、ＤＵＴＹそのままが用いられず、当該ＤＵＴＹがフィードフォワード項として用いられてＰＩＤ補償が行われた後の補正値が用いられる。そこで、以下、ＰＩＤ補償が行われた後の指令として用いられるＤＵＴＹを、フィードフォワード項として用いられるＤＵＴＹと明確に区別すべく、「ＤＵＴＹ＊」と表記し、特に「指令ＤＵＴＹ＊」と呼ぶ。
この場合、従来の片側駆動方式のＶ２制御においては、力行動作では、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）の間、ＳＬ駆動モードが継続され、指令ＤＵＴＹ＊が０になると、力行動作自体が停止していた。また、回生動作では、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）の間、ＳＨ駆動モードが継続され、指令ＤＵＴＹ＊が０になると、回生動作自体が停止していた。
このため、従来の片側駆動方式では、追従遅れ課題が発生していた（詳細な発生要因は後述する）。
これに対して、本発明人らにより発明された手法が適用された片側駆動方式のＶ２制御においては、力行動作では、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）の場合、ＳＬ駆動モード（従来の片側駆動方式と同一モード）が適用され、指令ＤＵＴＹ＊が負（−）の場合、ＳＨ駆動モードが適用される。即ち、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）から負（−）に切り替わると、ＳＬ駆動モードからＳＨ駆動モードに切り替わり、指令ＤＵＴＹ＊が再度負（−）から正（＋）に切り替わると、ＳＨ駆動モードからＳＬ駆動モードに切り替わる。
また、本発明人らにより発明された手法が適用された片側駆動方式のＶ２制御においては、回生動作では、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）の場合、ＳＨ駆動モード（従来の片側駆動方式と同一モード）が適用され、指令ＤＵＴＹ＊が負（−）の場合、ＳＬ駆動モードが適用される。即ち、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）から負（−）に切り替わると、ＳＨ駆動モードからＳＬ駆動モードに切り替わり、指令ＤＵＴＹ＊が再度負（−）から正（＋）に切り替わると、ＳＬ駆動モードからＳＨ駆動モードに切り替わる。
このような本発明人らにより発明された手法を、以下、「スイッチング素子駆動モード変換手法」と呼ぶ。
即ち、スイッチング素子ＳＨ，ＳＬの駆動モードとして、スイッチング素子ＳＨが駆動し（Ｈパルスが出力され）、スイッチング素子ＳＬの駆動が禁止される（Ｌパルスの出力が禁止される）モードを、以下、「ＳＨ駆動モード」と呼ぶ。これに対して、スイッチング素子ＳＬが駆動し（Ｌパルスが出力され）、スイッチング素子ＳＨの駆動が禁止される（Ｈパルスの出力が禁止される）モードを、以下、「ＳＬ駆動モード」と呼ぶ。
また、ＳＨ駆動モード又はＳＬ駆動モードの指令は、ＤＵＴＹそのままが用いられず、当該ＤＵＴＹがフィードフォワード項として用いられてＰＩＤ補償が行われた後の補正値が用いられる。そこで、以下、ＰＩＤ補償が行われた後の指令として用いられるＤＵＴＹを、フィードフォワード項として用いられるＤＵＴＹと明確に区別すべく、「ＤＵＴＹ＊」と表記し、特に「指令ＤＵＴＹ＊」と呼ぶ。
この場合、従来の片側駆動方式のＶ２制御においては、力行動作では、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）の間、ＳＬ駆動モードが継続され、指令ＤＵＴＹ＊が０になると、力行動作自体が停止していた。また、回生動作では、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）の間、ＳＨ駆動モードが継続され、指令ＤＵＴＹ＊が０になると、回生動作自体が停止していた。
このため、従来の片側駆動方式では、追従遅れ課題が発生していた（詳細な発生要因は後述する）。
これに対して、本発明人らにより発明された手法が適用された片側駆動方式のＶ２制御においては、力行動作では、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）の場合、ＳＬ駆動モード（従来の片側駆動方式と同一モード）が適用され、指令ＤＵＴＹ＊が負（−）の場合、ＳＨ駆動モードが適用される。即ち、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）から負（−）に切り替わると、ＳＬ駆動モードからＳＨ駆動モードに切り替わり、指令ＤＵＴＹ＊が再度負（−）から正（＋）に切り替わると、ＳＨ駆動モードからＳＬ駆動モードに切り替わる。
また、本発明人らにより発明された手法が適用された片側駆動方式のＶ２制御においては、回生動作では、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）の場合、ＳＨ駆動モード（従来の片側駆動方式と同一モード）が適用され、指令ＤＵＴＹ＊が負（−）の場合、ＳＬ駆動モードが適用される。即ち、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）から負（−）に切り替わると、ＳＨ駆動モードからＳＬ駆動モードに切り替わり、指令ＤＵＴＹ＊が再度負（−）から正（＋）に切り替わると、ＳＬ駆動モードからＳＨ駆動モードに切り替わる。
このような本発明人らにより発明された手法を、以下、「スイッチング素子駆動モード変換手法」と呼ぶ。
さらに以下、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法と、スイッチング素子駆動モード変換手法との各々の詳細について、その順番で個別に説明していく。
先ず、図６乃至図８を参照して、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法の詳細について説明する。
先ず、図６乃至図８を参照して、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法の詳細について説明する。
図６は、力行動作時の、連続域のＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹを説明する図である。
図６の前提事項として、ＩＬは、リアクトル電流を示し、ＶＬは、リアクトルＬの電圧を示している。
Ｖ１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の１次側電圧を示し、Ｖ２は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の２次側電圧を示している。
Ｔは、スイッチング素子ＳＨ又はＳＬについてのスイッチング周期（オン状態とオフ状態との切り替えの周期）、即ち、Ｈパルス又はＬパルスの周期を示している。Ｔｏｎは、オン状態の期間（以下、「オン期間」と呼ぶ）を示し、Ｔｏｆｆは、オフ状態の期間（以下、「オフ期間」と呼ぶ）を示している。
なお、この段落の前提事項は、図７及び図８についても同様にあてはまるものとする。
Ｖ１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の１次側電圧を示し、Ｖ２は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の２次側電圧を示している。
Ｔは、スイッチング素子ＳＨ又はＳＬについてのスイッチング周期（オン状態とオフ状態との切り替えの周期）、即ち、Ｈパルス又はＬパルスの周期を示している。Ｔｏｎは、オン状態の期間（以下、「オン期間」と呼ぶ）を示し、Ｔｏｆｆは、オフ状態の期間（以下、「オフ期間」と呼ぶ）を示している。
なお、この段落の前提事項は、図７及び図８についても同様にあてはまるものとする。
ここで、リアクトルＬの電圧ＶＬは、１周期Ｔで考えると平均が０になるので、図６に示す関係より、次の式（１）が成立する。
ここで、フィードフォワード項として用いるＤＵＴＹは、１周期Ｔに対する、オン期間Ｔｏｎの割合で示される。従って、当該ＤＵＴＹは、次の式（２）で表わされる。
ここで、（Ｖ１／Ｖ２）は昇圧比を示している。従って、式（２）は、昇圧比に基づいてフィードフォワード項たるＤＵＴＹを演算する式であるといえる。そこで、以下、式（２）を、「昇圧比の式（２）」と呼ぶ。
昇圧比の式（２）自体は、本実施形態の片側駆動方式のみならず、一般的な相補駆動方式のＶ２制御においても、フィードフォワード項たるＤＵＴＹを演算する式として採用されていた。
ここで、バッテリ１１の電圧を一定と仮定すると、測定された１次側電圧をＶ１に代入し、かつ、２次側電圧の指令値（以下、「２次側電圧指令値」と呼ぶ）をＶ２に代入した昇圧比の式（２）を用いることで、フィードフォワード項たるＤＵＴＹを容易に算出することができる。
図４を参照して上述したように、連続域のＶ２制御では、相補駆動方式も片側駆動方式も、リアクトル電流ＩＬの波形は変わらない（図４の波形ＷＣ参照）。よって、本実施形態の連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法でも、連続域のＶ２制御では、昇圧比の式（２）によりフィードフォワード項たるＤＵＴＹが演算される。
ここで、バッテリ１１の電圧を一定と仮定すると、測定された１次側電圧をＶ１に代入し、かつ、２次側電圧の指令値（以下、「２次側電圧指令値」と呼ぶ）をＶ２に代入した昇圧比の式（２）を用いることで、フィードフォワード項たるＤＵＴＹを容易に算出することができる。
図４を参照して上述したように、連続域のＶ２制御では、相補駆動方式も片側駆動方式も、リアクトル電流ＩＬの波形は変わらない（図４の波形ＷＣ参照）。よって、本実施形態の連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法でも、連続域のＶ２制御では、昇圧比の式（２）によりフィードフォワード項たるＤＵＴＹが演算される。
ところが、図４を参照して上述したように、低電力域のＶ２制御では、片側駆動方式におけるリアクトル電流ＩＬの波形（図４の波形ＷＬ１参照）は、相補駆動方式におけるもの（図４の波形ＷＬ２参照）とは異なり、０［Ａ］が継続する期間が存在する断続的な波形となる。
このため、片側駆動方式において、昇圧比の式（２）をそのまま低電力域のＶ２制御で用いると、２次側電圧Ｖ２は、その指令値に対して不要に上昇又は下降してしまう。これが、上述したＤＵＴＹ課題の発生要因である。
そこで、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法においては、ＤＵＴＹ課題が発生しないように、低電力域でのＶ２制御では、昇圧比の式（２）を用いずに、回路のインダクタ電流（リアクトル電流ＩＬ）の最大値（絶対値）の予測結果に基づく式が用いられて、フィードフォワード項たるＤＵＴＹが算出されるのである。
以下、図７及び図８を参照して、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法において、低電力域でのＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹの算出式について説明する。
このため、片側駆動方式において、昇圧比の式（２）をそのまま低電力域のＶ２制御で用いると、２次側電圧Ｖ２は、その指令値に対して不要に上昇又は下降してしまう。これが、上述したＤＵＴＹ課題の発生要因である。
そこで、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法においては、ＤＵＴＹ課題が発生しないように、低電力域でのＶ２制御では、昇圧比の式（２）を用いずに、回路のインダクタ電流（リアクトル電流ＩＬ）の最大値（絶対値）の予測結果に基づく式が用いられて、フィードフォワード項たるＤＵＴＹが算出されるのである。
以下、図７及び図８を参照して、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法において、低電力域でのＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹの算出式について説明する。
図７は、力行動作における低電力域のＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹを説明する図である。
図７に示すリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘは、次の式（３）で表わされる。
また、式（１）より、オフ期間Ｔｏｆｆは、次の式（４）で表わされる。
ここで、図７のリアクトル電流ＩＬの波形のうち斜線部分が、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力の両端に接続されるコンデンサＣ２（図１０参照）に対して、充電される電流を示している。このようなコンデンサＣ２の充電電流（斜線部分）の平均と、負荷１３（図１や図１０参照）の電流とが同一値になると、２次側電圧Ｖ２が安定になる。即ち、２次側電圧Ｖ２が安定になるためには、次の式（５）が成立する必要がある。
式（５）において、Ｉｏｕｔが、負荷１３の電流を示している。
よって、式（５）に対して、式（３）及び式（４）を代入して、２次側電圧Ｖ２について解くと、次の式（６）が得られる。
図７に示すリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘは、次の式（３）で表わされる。
よって、式（５）に対して、式（３）及び式（４）を代入して、２次側電圧Ｖ２について解くと、次の式（６）が得られる。
ここで、仮に、片側駆動方式において、昇圧比の式（２）をそのまま低電力域のＶ２制御で用いるものとする。この仮定の下では、昇圧比の式（２）によりフィードフォワード項として演算されるＤＵＴＹが大きくなり、その結果、オン期間Ｔｏｎも大きくなる。式（６）において、２次側電圧Ｖ２だけ変数で、他の値は全て定数であると仮定すれば、オン期間Ｔｏｎが大きな定数になるほど、２次側電圧Ｖ２はその二乗倍で大きくなっていく。これが、上述したＤＵＴＹ課題の発生要因である。
そこで、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法においては、ＤＵＴＹ課題が発生しないように、力行動作時の低電力域でのＶ２制御では、昇圧比の式（２）が適用されずに、次の式（７）が適用されて、フィードフォワード項としてのＤＵＴＹが演算される。
式（７）は、式（６）におけるＶ２を、２次側電圧指令値Ｖ２＊に置き換えた式から得られたものであり、式（６）は、上述の如くリアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘの予測式から得られたものである。よって、式（７）は、リアクトル電流ＩＬの最大値Ｉｍａｘ、即ち回路のインダクタ電流の最大値（絶対値）の予測結果に基づいて、ＤＵＴＹが算出される式となっている。
以上、図７を参照して、力行動作における低電力域のＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹを説明した。
次に、図８を参照して、回生動作における低電力域のＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹを説明する。
次に、図８を参照して、回生動作における低電力域のＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹを説明する。
図８は、回生動作における低電力域のＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹを説明する図である。
ここで、図示はしないが、回生動作における連続域のＶ２制御でフィードフォワード項として適用されるＤＵＴＹは、次の式（８）で表わされる。
ここで、（Ｖ１／Ｖ２）は昇圧比を示している。従って、式（８）は、昇圧比に基づいてフィードフォワード項たるＤＵＴＹを演算する式であるといえる。そこで、以下、式（８）を、「昇圧比の式（８）」と呼ぶ。
図８に示すリアクトル電流ＩＬの最小値Ｉｍｉｎ（絶対値の最大値）は、次の式（９）で表わされる。
ここで、図８のリアクトル電流ＩＬの波形のうち斜線部分が、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力の両端に接続されるコンデンサＣ２（図１０参照）に対して、充電される電流を示している。このようなコンデンサＣ２の充電電流（斜線部分）の平均と、負荷１３（図１や図１０参照）の電流とが同一値になると、２次側電圧Ｖ２が安定になる。即ち、２次側電圧Ｖ２が安定になるためには、次の式（１０）が成立する必要がある。
よって、式（１０）に対して、式（９）を代入して、２次側電圧Ｖ２について解くと、次の式（１１）が得られる。
ここで、仮に、片側駆動方式において、昇圧比の式（２）をそのまま低電力域のＶ２制御で用いるものとする。この場合、昇圧比の式（２）によりフィードフォワード項として演算されるＤＵＴＹが大きくなり、その結果、オン期間Ｔｏｎも大きくなる。式（１１）において、２次側電圧Ｖ２だけ変数で、他の値は全て定数であると仮定すれば、オン期間Ｔｏｎが大きな定数になるほど、２次側電圧Ｖ２はその二乗倍で小さくなってしまう。これが、上述したＤＵＴＹ課題の発生要因である。
そこで、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法においては、ＤＵＴＹ課題が発生しないように、回生動作時の低電力域でのＶ２制御では、昇圧比の式（２）が適用されずに、次の式（１２）が適用されて、フィードフォワード項としてのＤＵＴＹが演算される。
式（１２）は、式（１１）におけるＶ２を、２次側電圧指令値Ｖ２＊に置き換えた式から得られたものであり、式（１１）は、上述の如くリアクトル電流ＩＬの最小値Ｉｍｉｎ（絶対値の最大値）の予測式から得られたものである。よって、式（１２）は、リアクトル電流ＩＬの最小値Ｉｍｉｎ（絶対値の最大値）、即ち回路のインダクタ電流の最大値（絶対値）の予測結果に基づいて、フィードフォワード項たるＤＵＴＹが算出される式となっている。
以上説明したように、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法が適用される片側駆動方式においては、連続域のＶ２制御では、フィードフォワード項たるＤＵＴＹの算出式として、相補駆動方式でも一般的に使用される昇圧比の式が適用される。具体的には、力行動作時の低電力域でのＶ２制御では昇圧比の式（２）が適用され、また、回生動作時の低電力域でのＶ２制御では昇圧比の式（９）が適用される。
これに対して、低電力域でのＶ２制御では、フィードフォワード項たるＤＵＴＹの算出式として、昇圧比の式が適用されずに、回路のインダクタ電流の最大値（絶対値）の予測結果に基づく算出式が適用される。具体的には、力行動作時の低電力域でのＶ２制御では式（７）が適用され、また、回生動作時の低電力域でのＶ２制御では式（１２）が適用される。
これに対して、低電力域でのＶ２制御では、フィードフォワード項たるＤＵＴＹの算出式として、昇圧比の式が適用されずに、回路のインダクタ電流の最大値（絶対値）の予測結果に基づく算出式が適用される。具体的には、力行動作時の低電力域でのＶ２制御では式（７）が適用され、また、回生動作時の低電力域でのＶ２制御では式（１２）が適用される。
このように、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法を適用することで、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができる。
具体的には、ＤＵＴＹ課題、即ち、軽負荷時等の低電力域でのＶ２制御では２次側電圧Ｖ２が不要に上昇又は下降してしまう、といった課題を解決することができる。即ち、軽負荷時の不要な電圧変動を大幅に抑制することができる。その結果、低電力域のＶ２制御における低損失化が実現でき、回路の発熱の抑制ができるため、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に対する冷却装置（図示せず）の小型化が可能になり、ひいては、車載用ＰＤＵシステム全体の体積低減やコスト低減を図ることが可能になる。
具体的には、ＤＵＴＹ課題、即ち、軽負荷時等の低電力域でのＶ２制御では２次側電圧Ｖ２が不要に上昇又は下降してしまう、といった課題を解決することができる。即ち、軽負荷時の不要な電圧変動を大幅に抑制することができる。その結果、低電力域のＶ２制御における低損失化が実現でき、回路の発熱の抑制ができるため、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に対する冷却装置（図示せず）の小型化が可能になり、ひいては、車載用ＰＤＵシステム全体の体積低減やコスト低減を図ることが可能になる。
以上、図６乃至図８を参照して、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法の詳細について説明した。
次に、図９を参照して、スイッチング素子駆動モード変換手法について説明する。
図９は、片側駆動方式での低電力域でのＶ２制御の手法としての、追従遅れ課題が発生する従来の手法と、本実施形態のスイッチング素子駆動モード変換手法との比較を示す図である。
次に、図９を参照して、スイッチング素子駆動モード変換手法について説明する。
図９は、片側駆動方式での低電力域でのＶ２制御の手法としての、追従遅れ課題が発生する従来の手法と、本実施形態のスイッチング素子駆動モード変換手法との比較を示す図である。
図９（Ａ）は、片側駆動方式での力行動作時のＶ２制御であって、２次側電圧Ｖ２が、２次側電圧指令値Ｖ２＊よりも大きい場合の指令ＤＵＴＹ＊のタイミングチャートを示している。実線の曲線Ｄｎが、本実施形態のスイッチング素子駆動モード変換手法による指令ＤＵＴＹ＊の時間推移を示しており、点線の曲線Ｄｐが、従来の手法による指令ＤＵＴＹ＊の時間推移を示している。
図９（Ｂ）は、同図（Ａ）の指令ＤＵＴＹ＊に従ってフィードバック制御がなされた場合の２次側電圧Ｖ２（実測値）のタイミングチャートを示している。実線の曲線Ｎ２が、本実施形態のスイッチング素子駆動モード変換手法による２次側電圧Ｖ２（実測値）の時間推移を示しており、点線の曲線Ｐ２が、従来の手法による２次側電圧Ｖ２（実測値）の時間推移を示している。
図９（Ｂ）は、同図（Ａ）の指令ＤＵＴＹ＊に従ってフィードバック制御がなされた場合の２次側電圧Ｖ２（実測値）のタイミングチャートを示している。実線の曲線Ｎ２が、本実施形態のスイッチング素子駆動モード変換手法による２次側電圧Ｖ２（実測値）の時間推移を示しており、点線の曲線Ｐ２が、従来の手法による２次側電圧Ｖ２（実測値）の時間推移を示している。
従来手法では、図９（Ａ）の期間Ｔａにおいては、曲線Ｄｐで示す指令ＤＵＴＹ＊は減少していく。
期間Ｔｂにおいては、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が０になり、曲線Ｄｐで示す指令ＤＵＴＹ＊が０に到達すると、そのまま０を維持することになる。しかしながら、負荷（図２の例では負荷３３）の両端に接続されたコンデンサＣ２の放電が進まないため、図９（Ｂ）に示すように、曲線Ｐ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）が下がらない。
その後、コンデンサＣ２の放電が徐々に進み、それに伴い、曲線Ｐ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）が徐々に下がり、２次側電圧指令値Ｖ２＊に近付くと、図９（Ａ）の期間Ｔｃにおいて、曲線Ｄｐで示す指令ＤＵＴＹ＊が上昇する。
図９（Ａ）の期間Ｔｄにおいて、曲線Ｐ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）が、２次側電圧指令値Ｖ２＊に略一致になると、曲線Ｄｐで示す指令ＤＵＴＹ＊も安定する。
このように、低電力域でのＶ２制御において、そのフィードバック制御の追従遅れが発生する主要因は、即ち、従来の追従遅れ課題の発生要因は、負荷（図２の例では負荷３３）の両端に接続されたコンデンサＣ２の放電が進まないことである。
期間Ｔｂにおいては、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が０になり、曲線Ｄｐで示す指令ＤＵＴＹ＊が０に到達すると、そのまま０を維持することになる。しかしながら、負荷（図２の例では負荷３３）の両端に接続されたコンデンサＣ２の放電が進まないため、図９（Ｂ）に示すように、曲線Ｐ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）が下がらない。
その後、コンデンサＣ２の放電が徐々に進み、それに伴い、曲線Ｐ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）が徐々に下がり、２次側電圧指令値Ｖ２＊に近付くと、図９（Ａ）の期間Ｔｃにおいて、曲線Ｄｐで示す指令ＤＵＴＹ＊が上昇する。
図９（Ａ）の期間Ｔｄにおいて、曲線Ｐ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）が、２次側電圧指令値Ｖ２＊に略一致になると、曲線Ｄｐで示す指令ＤＵＴＹ＊も安定する。
このように、低電力域でのＶ２制御において、そのフィードバック制御の追従遅れが発生する主要因は、即ち、従来の追従遅れ課題の発生要因は、負荷（図２の例では負荷３３）の両端に接続されたコンデンサＣ２の放電が進まないことである。
そこで、本発明人らは、図９（Ｂ）に示すように、従来の追従遅れ課題を解決可能な、スイッチング素子駆動モード変換手法を発明した。
即ち、本実施形態のスイッチング素子駆動モード変換手法では、図９（Ａ）の期間ＴＡにおいては、曲線Ｄｎで示す指令ＤＵＴＹ＊は減少していく。この段階では、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が出力されており、ＳＬ駆動モードになっている。ここまでは、従来の手法における期間Ｔａと同様の動作になる。
しかしながら、期間Ｔｂにおいては、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が０になり、曲線Ｄｎで示す指令ＤＵＴＹ＊が負（−）になると、Ｈパルス（降圧ＰＷＭ三角波）が出力されるようになり、ＳＨ駆動モードに切り替わる。この場合、電源回路部５１（図１０参照）の電流は、バッテリ３１側に回生される方向に流れるため、負荷（図１の例では負荷１３）の両端に接続されたコンデンサＣ２の放電が急激に進む。それに伴い、曲線Ｎ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）も大幅に低下する。
その結果、２次側電圧Ｖ２（実測値）が、２次側電圧指令値Ｖ２＊に近付くと、図９（Ａ）の期間ＴＣにおいて、曲線Ｄｎで示す指令ＤＵＴＹ＊が上昇する。
図９（Ａ）の期間ＴＤにおいて、曲線Ｎ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）が、２次側電圧指令値Ｖ２＊に略一致になると、曲線Ｄｎで示す指令ＤＵＴＹ＊も安定する。
このように、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）から負（−）に遷移して、ＳＬ駆動モードからＳＨ駆動モードに切り替わる。その結果、コンデンサＣ２の放電が急速に進むため、曲線Ｎ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）を素早く降下させて、２次側電圧指令値Ｖ２＊に近付けることが可能になる。
しかしながら、期間Ｔｂにおいては、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が０になり、曲線Ｄｎで示す指令ＤＵＴＹ＊が負（−）になると、Ｈパルス（降圧ＰＷＭ三角波）が出力されるようになり、ＳＨ駆動モードに切り替わる。この場合、電源回路部５１（図１０参照）の電流は、バッテリ３１側に回生される方向に流れるため、負荷（図１の例では負荷１３）の両端に接続されたコンデンサＣ２の放電が急激に進む。それに伴い、曲線Ｎ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）も大幅に低下する。
その結果、２次側電圧Ｖ２（実測値）が、２次側電圧指令値Ｖ２＊に近付くと、図９（Ａ）の期間ＴＣにおいて、曲線Ｄｎで示す指令ＤＵＴＹ＊が上昇する。
図９（Ａ）の期間ＴＤにおいて、曲線Ｎ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）が、２次側電圧指令値Ｖ２＊に略一致になると、曲線Ｄｎで示す指令ＤＵＴＹ＊も安定する。
このように、指令ＤＵＴＹ＊が正（＋）から負（−）に遷移して、ＳＬ駆動モードからＳＨ駆動モードに切り替わる。その結果、コンデンサＣ２の放電が急速に進むため、曲線Ｎ２で示す２次側電圧Ｖ２（実測値）を素早く降下させて、２次側電圧指令値Ｖ２＊に近付けることが可能になる。
図示及び詳細な説明は省略するが、片側駆動方式での回生動作時のＶ２制御であっても、本実施形態のスイッチング素子駆動モード変換手法を適用することで、力行動作時と、ＳＬ駆動モードとＳＨ駆動モードとの切り替えが逆になる以外は同様の動作が実現される。その結果、コンデンサＣ２の充電が急速に進むため、２次側電圧Ｖ２（実測値）を素早く下降させて、２次側電圧指令値Ｖ２＊に近付けることが可能になる。
スイッチング素子駆動モード変換手法を換言すると、次のようになる。
即ち、負荷（図１の例では負荷１３）の電流Ｉｏｕｔが０以上の場合（Ｉｏｕｔ≧０の場合）、力行動作時と判定し、負荷の電流Ｉｏｕｔが０未満の場合（Ｉｏｕｔ＜０の場合）、回生動作時と判定することができる。
また、指令ＤＵＴＹ＊は、ＳＬ駆動用の指令ＤＵＴＹ＊（以下、「ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊」と呼ぶ）と、ＳＨ駆動用の指令ＤＵＴＹ＊（以下、「ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊」と呼ぶ）とに大別することができる。
Ｉｏｕｔ≧０の場合（力行動作時の場合）には、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊≧０のとき、ＳＬ駆動モードとなり、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊が出力されて、その結果、スイッチング素子ＳＬが駆動する。このとき、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＝０となるため、スイッチング素子ＳＨの駆動が禁止される。
一方、Ｉｏｕｔ≧０の場合（力行動作時の場合）であっても、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＜０のとき、ＳＨ駆動モードとなり、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊として−ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊の値が代入されて出力され、その結果、スイッチング素子ＳＨが駆動する。このとき、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＝０となるため、スイッチング素子ＳＬの駆動が禁止される。
これに対して、Ｉｏｕｔ＜０の場合（回生動作時の場合）には、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊≧０のとき、ＳＨ駆動モードとなり、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊が出力されて、その結果、スイッチング素子ＳＨが駆動する。このとき、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＝０となるため、スイッチング素子ＳＬの駆動が禁止される。
一方、Ｉｏｕｔ＜０の場合（回生動作時の場合）であっても、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＜０のとき、ＳＬ駆動モードとなり、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊として−ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊の値が代入されて出力され、その結果、スイッチング素子ＳＬが駆動する。このとき、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＝０となるため、スイッチング素子ＳＨの駆動が禁止される。
即ち、負荷（図１の例では負荷１３）の電流Ｉｏｕｔが０以上の場合（Ｉｏｕｔ≧０の場合）、力行動作時と判定し、負荷の電流Ｉｏｕｔが０未満の場合（Ｉｏｕｔ＜０の場合）、回生動作時と判定することができる。
また、指令ＤＵＴＹ＊は、ＳＬ駆動用の指令ＤＵＴＹ＊（以下、「ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊」と呼ぶ）と、ＳＨ駆動用の指令ＤＵＴＹ＊（以下、「ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊」と呼ぶ）とに大別することができる。
Ｉｏｕｔ≧０の場合（力行動作時の場合）には、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊≧０のとき、ＳＬ駆動モードとなり、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊が出力されて、その結果、スイッチング素子ＳＬが駆動する。このとき、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＝０となるため、スイッチング素子ＳＨの駆動が禁止される。
一方、Ｉｏｕｔ≧０の場合（力行動作時の場合）であっても、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＜０のとき、ＳＨ駆動モードとなり、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊として−ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊の値が代入されて出力され、その結果、スイッチング素子ＳＨが駆動する。このとき、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＝０となるため、スイッチング素子ＳＬの駆動が禁止される。
これに対して、Ｉｏｕｔ＜０の場合（回生動作時の場合）には、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊≧０のとき、ＳＨ駆動モードとなり、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊が出力されて、その結果、スイッチング素子ＳＨが駆動する。このとき、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＝０となるため、スイッチング素子ＳＬの駆動が禁止される。
一方、Ｉｏｕｔ＜０の場合（回生動作時の場合）であっても、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＜０のとき、ＳＬ駆動モードとなり、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊として−ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊の値が代入されて出力され、その結果、スイッチング素子ＳＬが駆動する。このとき、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＝０となるため、スイッチング素子ＳＨの駆動が禁止される。
このように、スイッチング素子駆動モード変換手法を適用することで、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができる。
具体的には、追従遅れ課題、即ち、負荷及び電圧が変動した場合等においてフィードバック制御の追従遅れ及びリップル電圧が発生するという課題を解決することが可能になる。その結果、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができるため、不要なリップル電圧を抑制し、安定した２次側電圧Ｖ２が得られるようになる。
具体的には、追従遅れ課題、即ち、負荷及び電圧が変動した場合等においてフィードバック制御の追従遅れ及びリップル電圧が発生するという課題を解決することが可能になる。その結果、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができるため、不要なリップル電圧を抑制し、安定した２次側電圧Ｖ２が得られるようになる。
以上、本実施形態の連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法及びスイッチング素子駆動モード変換手法の詳細について説明した。
図１０は、このような連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法及びスイッチング素子駆動モード変換手法が適用された図１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の詳細な構成を示す構成図である。
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、電源回路部５１と、制御部５２と、を備えている。
図１０において、電源回路部５１の構成要素（素子）のうち、図２の一般的な電源回路部４１の構成要素（素子）と同様のものについては、同一の符号を付しており、それらの説明は適宜省略する。
電源回路部５１は、一般的な電源回路部４１と比較して、負荷１３の両端にコンデンサＣ３がさらに接続されている点、及び、電流検出部６１が設けられている点が異なり、それ以外の点は同様である。
電源回路部５１は、一般的な電源回路部４１と比較して、負荷１３の両端にコンデンサＣ３がさらに接続されている点、及び、電流検出部６１が設けられている点が異なり、それ以外の点は同様である。
制御部５２は、ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）７１と、ＤＵＴＹ演算部７２と、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部７３乃至７５と、偏差演算部７６と、ＰＩＤ補償部７７と、ＤＵＴＹ指令演算部７８と、ＰＷＭ出力部７９と、ゲートドライバ８０と、を備えている。
ＥＣＵ７１は、制御部５２全体の処理を制御する。ＥＣＵ７１は、例えば２次側電圧指令値Ｖ２＊のデータを生成し、ＤＵＴＹ演算部７２及び偏差演算部７６に供給する。
ＤＵＴＹ演算部７２には、Ａ／Ｄ変換部７３からは負荷１３の電流Ｉｏｕｔのデータが、Ａ／Ｄ変換部７４からは１次側電圧Ｖ１のデータが、ＥＣＵ７１からは２次側電圧指令値Ｖ２＊のデータが、それぞれ供給される。
ＤＵＴＹ演算部７２は、これらのデータに基づいて、フィードフォワード項としてのＤＵＴＹを演算し、そのデータをＤＵＴＹ演算部７２に供給する。
ＤＵＴＹ演算部７２は、これらのデータに基づいて、フィードフォワード項としてのＤＵＴＹを演算し、そのデータをＤＵＴＹ演算部７２に供給する。
Ａ／Ｄ変換部７３は、電流検出部６１によりアナログ信号として検出された電流Ｉｏｕｔを、デジタル信号（データ）に変換して、ＤＵＴＹ演算部７２に供給する。
Ａ／Ｄ変換部７４は、バッテリ１１の両端（１次側）に直列接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との分圧を示すアナログ信号を、デジタル信号（データ）に変換して、それを１次側電圧Ｖ１のデータとして、ＤＵＴＹ演算部７２に供給する。
Ａ／Ｄ変換部７５は、負荷１３の両端（２次側）に直列接続された抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との分圧を示すアナログ信号を、デジタル信号（データ）に変換して、それを２次側電圧Ｖ２のデータとして、偏差演算部７６に供給する。
Ａ／Ｄ変換部７４は、バッテリ１１の両端（１次側）に直列接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との分圧を示すアナログ信号を、デジタル信号（データ）に変換して、それを１次側電圧Ｖ１のデータとして、ＤＵＴＹ演算部７２に供給する。
Ａ／Ｄ変換部７５は、負荷１３の両端（２次側）に直列接続された抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との分圧を示すアナログ信号を、デジタル信号（データ）に変換して、それを２次側電圧Ｖ２のデータとして、偏差演算部７６に供給する。
偏差演算部７６は、ＥＣＵ７１からデータとして供給される２次側電圧指令値Ｖ２＊と、Ａ／Ｄ変換部７５からデータとして供給される２次側電圧Ｖ２との差分を演算することによって、フィードバック制御の偏差を求め、そのデータをＰＩＤ補償部７７に供給する。
ＰＩＤ補償部７７は、ＤＵＴＹ演算部７２により演算されるフィードフォワード項に対するＰＩＤ補償を行うため、偏差演算部７６からデータとして供給された偏差に基づいて、いわゆるフィードバック項を演算し、そのデータをＤＵＴＹ指令演算部７８に供給する。
ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＤＵＴＹ演算部７２からデータとして供給されたフィードフォワード項（ＤＵＴＹ）と、ＰＩＤ補償部７７からデータとして供給されたフィードバック項とを加算することによって、指令ＤＵＴＹ＊を求め、そのデータをＰＷＭ出力部７９に供給する。
ＰＷＭ出力部７９は、ＤＵＴＹ指令演算部７８から供給された指令ＤＵＴＹ＊に基づいて、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）又はＨパルス（降圧ＰＷＭ三角波）をゲートドライバ８０に出力する。
具体的には、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）は、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されてゲートドライバ８０に出力される。一方、Ｈパルス（降圧ＰＷＭ三角波）は、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されてゲートドライバ８０に出力される。
具体的には、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）は、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されてゲートドライバ８０に出力される。一方、Ｈパルス（降圧ＰＷＭ三角波）は、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されてゲートドライバ８０に出力される。
ゲートドライバ８０は、ＰＷＭ出力部７９からＬパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が出力された場合、当該Ｌパルスに基づいてゲート信号Ｖｇｅ＿Ｌｏを生成し、スイッチング素子ＳＬ（ＩＧＢＴのゲート）に供給する。スイッチング素子ＳＬは、ゲート信号Ｖｇｅ＿Ｌｏに基づいて駆動し、オン状態又はオフ状態を適宜切り換える。
また、ゲートドライバ８０は、ＰＷＭ出力部７９からＨパルス（降圧ＰＷＭ三角波）が出力された場合、当該Ｈパルスに基づいてゲート信号Ｖｇｅ＿Ｈｉを生成し、スイッチング素子ＳＨ（ＩＧＢＴのゲート）に供給する。スイッチング素子ＳＨは、ゲート信号Ｖｇｅ＿Ｈｉに基づいて駆動し、オン状態又はオフ状態を適宜切り替える。
また、ゲートドライバ８０は、ＰＷＭ出力部７９からＨパルス（降圧ＰＷＭ三角波）が出力された場合、当該Ｈパルスに基づいてゲート信号Ｖｇｅ＿Ｈｉを生成し、スイッチング素子ＳＨ（ＩＧＢＴのゲート）に供給する。スイッチング素子ＳＨは、ゲート信号Ｖｇｅ＿Ｈｉに基づいて駆動し、オン状態又はオフ状態を適宜切り替える。
以上の構成の制御部５２が、電源回路部５１に対するＶ２制御を行う処理を、以下、「Ｖ２制御処理」と呼ぶ。
次に、図１１を参照して、このようなＶ２制御処理の流れについて説明する。
次に、図１１を参照して、このようなＶ２制御処理の流れについて説明する。
図１１は、Ｖ２制御処理の流れを説明するフローチャートである。
Ｖ２制御処理は、Ｖ２制御が実行される間、所定の時間間隔毎、例えばＥＣＵ７１により２次側電圧指令値Ｖ２＊のデータが生成される毎に繰り返し実行される。
Ｖ２制御処理は、Ｖ２制御が実行される間、所定の時間間隔毎、例えばＥＣＵ７１により２次側電圧指令値Ｖ２＊のデータが生成される毎に繰り返し実行される。
ステップＳ１において、制御部５２は、電源回路部５１の各実測値のデータ、即ち、１次側電圧Ｖ１、２次側電圧Ｖ２、及び負荷１３の電流Ｉｏｕｔの各データを取得する。
ステップＳ２において、制御部５２のＤＵＴＹ演算部７２は、フィードフォワード項としてのＤＵＴＹを演算する。
ここで、Ｖ２制御処理は、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法が適用されている。
従って、ＤＵＴＹ演算部７２は、現在、連続域でのＶ２制御を実行しているのか、低電力域でのＶ２制御を実行しているのかを認識する。認識手法は、特に限定されず、例えば負荷１３の電流Ｉｏｕｔの値に基づいて、連続域であるのか、それとも低電力域であるのかを認識する、といった認識手法を採用することができる。
連続域でのＶ２制御であると認識された場合、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊用のフィードフォワード項としてのＤＵＴＹは、昇圧比の式（２）に従って演算される一方、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊用のフィードフォワード項としてのＤＵＴＹは、昇圧比の式（８）に従って演算される。
これに対して、低電力域であると認識された場合、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊用のフィードフォワード項としてのＤＵＴＹは、式（７）に従って演算される一方、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊用のフィードフォワード項としてのＤＵＴＹは、式（１２）に従って演算される。
ここで、Ｖ２制御処理は、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法が適用されている。
従って、ＤＵＴＹ演算部７２は、現在、連続域でのＶ２制御を実行しているのか、低電力域でのＶ２制御を実行しているのかを認識する。認識手法は、特に限定されず、例えば負荷１３の電流Ｉｏｕｔの値に基づいて、連続域であるのか、それとも低電力域であるのかを認識する、といった認識手法を採用することができる。
連続域でのＶ２制御であると認識された場合、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊用のフィードフォワード項としてのＤＵＴＹは、昇圧比の式（２）に従って演算される一方、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊用のフィードフォワード項としてのＤＵＴＹは、昇圧比の式（８）に従って演算される。
これに対して、低電力域であると認識された場合、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊用のフィードフォワード項としてのＤＵＴＹは、式（７）に従って演算される一方、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊用のフィードフォワード項としてのＤＵＴＹは、式（１２）に従って演算される。
ステップＳ３において、制御部５２のＰＩＤ補償部７７は、フィードバック項を演算する。
ステップＳ４において、制御部５２のＤＵＴＹ指令演算部７８は、ステップＳ２の処理で演算されたフィードフォワード項（ＤＵＴＹ）と、ステップＳ３の処理で演算されたフィードバック項とを加算することによって、指令ＤＵＴＹ＊を演算する。
なお、上述したように、指令ＤＵＴＹ＊として、ＳＬ駆動用のＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊と、ＳＨ駆動用のＢＵＣＫＤＵＴＹ＊とが演算される。
なお、上述したように、指令ＤＵＴＹ＊として、ＳＬ駆動用のＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊と、ＳＨ駆動用のＢＵＣＫＤＵＴＹ＊とが演算される。
ステップＳ５において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、負荷１３の電流Ｉｏｕｔが０以上であるか否か（Ｉｏｕｔ≧０？）を判定する。
負荷１３の電流Ｉｏｕｔが０以上である場合、即ち力行動作時である場合、ステップＳ５においてＹＥＳであると判定されて、処理はステップＳ６に進む。
ステップＳ６において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊が０以上であるか否か（ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊≧０？）を判定する。
ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊が０以上の場合、ステップＳ６においてＹＥＳであると判定され、処理はステップＳ７に進む。
ステップＳ７において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＳＬ駆動モードにすることによって、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊を出力すると共に、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＝０とする（出力を禁止する）。
ステップＳ１４において、制御部５２のＰＷＭ出力部７９は、ＰＷＭ出力をする。即ち、いまの場合、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されたＬパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が出力され、その結果、スイッチング素子ＳＬが駆動する。一方、Ｈパルス（降圧ＰＷＭ三角波）の出力は禁止されるので、スイッチング素子ＳＨの駆動も禁止される。
これにより、Ｖ２制御処理は終了する。
ステップＳ７において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＳＬ駆動モードにすることによって、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊を出力すると共に、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＝０とする（出力を禁止する）。
ステップＳ１４において、制御部５２のＰＷＭ出力部７９は、ＰＷＭ出力をする。即ち、いまの場合、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されたＬパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が出力され、その結果、スイッチング素子ＳＬが駆動する。一方、Ｈパルス（降圧ＰＷＭ三角波）の出力は禁止されるので、スイッチング素子ＳＨの駆動も禁止される。
これにより、Ｖ２制御処理は終了する。
これに対して、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊が０未満の場合、ステップＳ６においてＮＯであると判定され、処理はステップＳ８に進む。
ステップＳ８において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＳＨ駆動モードにする。
ステップＳ９において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、指令ＤＵＴＹ＊を再演算する。
即ち、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊として−ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊を再代入して出力するとともに、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＝０とする（出力を禁止する）。
ステップＳ１４において、ＰＷＭ出力部７９は、ＰＷＭ出力をする。即ち、いまの場合、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されたＨパルス（降圧ＰＷＭ三角波）が出力され、その結果、スイッチング素子ＳＨが駆動する。一方、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）の出力は禁止されるので、スイッチング素子ＳＬの駆動も禁止される。
これにより、Ｖ２制御処理は終了する。
ステップＳ８において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＳＨ駆動モードにする。
ステップＳ９において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、指令ＤＵＴＹ＊を再演算する。
即ち、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊として−ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊を再代入して出力するとともに、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＝０とする（出力を禁止する）。
ステップＳ１４において、ＰＷＭ出力部７９は、ＰＷＭ出力をする。即ち、いまの場合、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されたＨパルス（降圧ＰＷＭ三角波）が出力され、その結果、スイッチング素子ＳＨが駆動する。一方、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）の出力は禁止されるので、スイッチング素子ＳＬの駆動も禁止される。
これにより、Ｖ２制御処理は終了する。
以上、負荷１３の電流Ｉｏｕｔが０以上である場合、即ち力行動作時である場合の一連の処理について説明した。
次に、負荷１３の電流Ｉｏｕｔが０未満である場合、即ち回生動作時である場合の一連の処理について説明する。
この場合、ステップＳ５においてＮＯであると判定されて、処理はステップＳ１０に進む。
次に、負荷１３の電流Ｉｏｕｔが０未満である場合、即ち回生動作時である場合の一連の処理について説明する。
この場合、ステップＳ５においてＮＯであると判定されて、処理はステップＳ１０に進む。
ステップＳ１０において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊が０以上であるか否か（ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊≧０？）を判定する。
ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊が０以上の場合、ステップＳ１０においてＹＥＳであると判定され、処理はステップＳ１３に進む。
ステップＳ１３において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＳＨ駆動モードにすることによって、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊を出力すると共に、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＝０とする（出力を禁止する）。
ステップＳ１４において、制御部５２のＰＷＭ出力部７９は、ＰＷＭ出力をする。即ち、いまの場合、ＢＵＣＫＴＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されたＨパルス（降圧ＰＷＭ三角波）が出力され、その結果、スイッチング素子ＳＨが駆動する。一方、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）の出力は禁止されるので、スイッチング素子ＳＬの駆動も禁止される。
これにより、Ｖ２制御処理は終了する。
ステップＳ１３において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＳＨ駆動モードにすることによって、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊を出力すると共に、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊＝０とする（出力を禁止する）。
ステップＳ１４において、制御部５２のＰＷＭ出力部７９は、ＰＷＭ出力をする。即ち、いまの場合、ＢＵＣＫＴＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されたＨパルス（降圧ＰＷＭ三角波）が出力され、その結果、スイッチング素子ＳＨが駆動する。一方、Ｌパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）の出力は禁止されるので、スイッチング素子ＳＬの駆動も禁止される。
これにより、Ｖ２制御処理は終了する。
これに対して、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊が０未満の場合、ステップＳ１０においてＮＯであると判定され、処理はステップＳ１１に進む。
ステップＳ１１において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＳＬ駆動モードにする。
ステップＳ１２において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、指令ＤＵＴＹ＊を再演算する。
即ち、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊として−ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊を再代入して出力するとともに、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＝０とする（出力を禁止する）。
ステップＳ１４において、ＰＷＭ出力部７９は、ＰＷＭ出力をする。即ち、いまの場合、ＢＵＣＫＴＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されたＬパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が出力され、その結果、スイッチング素子ＳＬが駆動する。一方、Ｈパルス（降圧ＰＷＭ三角波）の出力は禁止されるので、スイッチング素子ＳＨの駆動も禁止される。
これにより、Ｖ２制御処理は終了する。
ステップＳ１１において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＳＬ駆動モードにする。
ステップＳ１２において、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、指令ＤＵＴＹ＊を再演算する。
即ち、ＤＵＴＹ指令演算部７８は、ＢＯＯＳＴＤＵＴＹ＊として−ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊を再代入して出力するとともに、ＢＵＣＫＤＵＴＹ＊＝０とする（出力を禁止する）。
ステップＳ１４において、ＰＷＭ出力部７９は、ＰＷＭ出力をする。即ち、いまの場合、ＢＵＣＫＴＤＵＴＹ＊の値に応じてパルス幅が可変されたＬパルス（昇圧ＰＷＭ三角波）が出力され、その結果、スイッチング素子ＳＬが駆動する。一方、Ｈパルス（降圧ＰＷＭ三角波）の出力は禁止されるので、スイッチング素子ＳＨの駆動も禁止される。
これにより、Ｖ２制御処理は終了する。
以上説明した本実施形態によれば、次の（１）や（２）の効果を奏することが可能になる。
（１）本実施形態の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法を適用することで、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができる。
具体的には、ＤＵＴＹ課題、即ち、軽負荷時等の低電力域でのＶ２制御では２次側電圧Ｖ２が不要に上昇又は下降してしまう、といった課題を解決することができる。即ち、軽負荷時の不要な電圧変動を大幅に抑制することができる。その結果、低電力域のＶ２制御における低損失化が実現でき、回路の発熱の抑制ができるため、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に対する冷却装置（図示せず）の小型化が可能になり、ひいては、車載用ＰＤＵシステム全体の体積低減やコスト低減を図ることが可能になる。
具体的には、ＤＵＴＹ課題、即ち、軽負荷時等の低電力域でのＶ２制御では２次側電圧Ｖ２が不要に上昇又は下降してしまう、といった課題を解決することができる。即ち、軽負荷時の不要な電圧変動を大幅に抑制することができる。その結果、低電力域のＶ２制御における低損失化が実現でき、回路の発熱の抑制ができるため、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に対する冷却装置（図示せず）の小型化が可能になり、ひいては、車載用ＰＤＵシステム全体の体積低減やコスト低減を図ることが可能になる。
（２）本実施形態の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、スイッチング素子駆動モード変換手法を適用することで、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができる。
具体的には、追従遅れ課題、即ち、負荷が変動した場合等においてフィードバック制御の追従遅れが発生するという課題を解決することが可能になる。その結果、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができるため、不要なリップル電圧を抑制し、安定した２次側電圧Ｖが得られるようになる。
具体的には、追従遅れ課題、即ち、負荷が変動した場合等においてフィードバック制御の追従遅れが発生するという課題を解決することが可能になる。その結果、片側駆動方式のＶ２制御を適切に実行することができるため、不要なリップル電圧を抑制し、安定した２次側電圧Ｖが得られるようになる。
なお、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法と、スイッチング素子駆動モード変換手法との各々は、相互に独立した手法であるため、単体で適用することができる。その場合には、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法単体で適用することで、上述の（１）の効果を奏することができるし、スイッチング素子駆動モード変換手法を単体で適用することで、上述の（２）の効果を奏することができる。
しかしながら、上述の（１）及び（２）の効果を組み合わせることによって、片側駆動方式のＶ２制御をより一段と適切に実行することができるようになる。よって、本実施形態のように、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法と、スイッチング素子駆動モード変換手法とを組み合わせて適用した方が好適である。
しかしながら、上述の（１）及び（２）の効果を組み合わせることによって、片側駆動方式のＶ２制御をより一段と適切に実行することができるようになる。よって、本実施形態のように、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法と、スイッチング素子駆動モード変換手法とを組み合わせて適用した方が好適である。
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
例えば、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法やスイッチング素子駆動モード変換手法は、バッテリ１１を入力してみたときに、図１２（Ａ）に示すような降圧コンバータとなるＤＣ−ＤＣコンバータ１０１や、図１２（Ｂ）に示すような昇降圧コンバータとなるＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に対しても適用することができる。
例えば、連続域／低電力域ＤＵＴＹ切替手法やスイッチング素子駆動モード変換手法は、バッテリ１１を入力してみたときに、図１２（Ａ）に示すような降圧コンバータとなるＤＣ−ＤＣコンバータ１０１や、図１２（Ｂ）に示すような昇降圧コンバータとなるＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に対しても適用することができる。
ところで、上述した一連の処理は、ハードウェアにより実行させることもできるし、ソフトウェアにより実行させることもできる。
一連の処理をソフトウェアにより実行させる場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、コンピュータなどにネットワークや記録媒体からインストールされる。
コンピュータは、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータであってもよい。また、コンピュータは、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能なコンピュータ、例えば汎用のパーソナルコンピュータであってもよい。
このようなプログラムを含む記録媒体は、図示はしないが、ユーザにプログラムを提供するために装置本体とは別に配布されるリムーバブルメディアにより構成されるだけでなく、装置本体に予め組み込まれた状態でユーザに提供される記録媒体などで構成される。
リムーバブルメディアは、例えば、磁気ディスク（フロッピディスクを含む）、光ディスク、又は光磁気ディスクなどにより構成される。光ディスクは、例えば、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｋ−Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ），ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｋ）などにより構成される。光磁気ディスクは、ＭＤ（Ｍｉｎｉ−Ｄｉｓｋ）などにより構成される。また、装置本体に予め組み込まれた状態でユーザに提供される記録媒体は、例えば、プログラムが記録されているメモリやハードディスクなどで構成される。
コンピュータは、専用のハードウェアに組み込まれているコンピュータであってもよい。また、コンピュータは、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能なコンピュータ、例えば汎用のパーソナルコンピュータであってもよい。
このようなプログラムを含む記録媒体は、図示はしないが、ユーザにプログラムを提供するために装置本体とは別に配布されるリムーバブルメディアにより構成されるだけでなく、装置本体に予め組み込まれた状態でユーザに提供される記録媒体などで構成される。
リムーバブルメディアは、例えば、磁気ディスク（フロッピディスクを含む）、光ディスク、又は光磁気ディスクなどにより構成される。光ディスクは、例えば、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｋ−Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ），ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｋ）などにより構成される。光磁気ディスクは、ＭＤ（Ｍｉｎｉ−Ｄｉｓｋ）などにより構成される。また、装置本体に予め組み込まれた状態でユーザに提供される記録媒体は、例えば、プログラムが記録されているメモリやハードディスクなどで構成される。
なお、本明細書において、記録媒体に記録されるプログラムを記述するステップは、その順序に沿って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列的或いは個別に実行される処理をも含むものである。
１１ バッテリ
１２ 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
１３ 負荷
５１ 電源回路部
５２ 制御部
７１ ＥＣＵ
７２ ＤＵＴＹ演算部
７３ Ａ／Ｄ変換部
７４ Ａ／Ｄ変換部
７５ Ａ／Ｄ変換部
７６ 偏差演算部
７７ ＰＩＤ補償部
７８ ＤＵＴＹ指令演算部
７９ ＰＷＭ出力部
８０ ゲートドライバ
１２ 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
１３ 負荷
５１ 電源回路部
５２ 制御部
７１ ＥＣＵ
７２ ＤＵＴＹ演算部
７３ Ａ／Ｄ変換部
７４ Ａ／Ｄ変換部
７５ Ａ／Ｄ変換部
７６ 偏差演算部
７７ ＰＩＤ補償部
７８ ＤＵＴＹ指令演算部
７９ ＰＷＭ出力部
８０ ゲートドライバ
Claims (2)
- １次側に直流電源が接続され、２次側に負荷が接続され
リアクトルと、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の直列接続と、を有する回路部と、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の駆動を制御して、２次側電圧を任意の値に維持することによって、前記直流電源から前記負荷に電力を力行する力行動作、又は、前記負荷から前記直流電源に電力を回生する回生動作を実現する制御部と、
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を駆動するパルスのＤＵＴＹの演算として、
前記リアクトルの電流が連続している連続域では、１次側電圧の実測値と、２次側電圧の指令値とを用いて、１次側電圧に対する２次側電圧の昇圧比に基づく第１演算手法に従って、前記ＤＵＴＹを演算し、
前記負荷と前記直流電源との間で授受される電力が低下して前記リアクトルの電流が断続する低電力域では、前記１次側電圧の実測値と、前記２次側電圧の指令値と、前記負荷の電流の実測値とを用いて、前記リアクタンスの電流の絶対値の最大値を予測し、その予測値に基づく第２演算手法に従って、前記ＤＵＴＹを演算する、
ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - １次側に直流電源が接続され、２次側に負荷が接続され
リアクトルと、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の直列接続と、を有する回路部と、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の駆動を制御して、２次側電圧を任意の値に維持することによって、前記直流電源から前記負荷に電力を力行する力行動作、又は、前記負荷から前記直流電源に電力を回生する回生動作を実現する制御部と、
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
前記制御部が、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を駆動するパルスのＤＵＴＹの演算として、
前記リアクトルの電流が連続している連続域では、１次側電圧の実測値と、２次側電圧の指令値とを用いて、１次側電圧に対する２次側電圧の昇圧比に基づく第１演算手法に従って、前記ＤＵＴＹを演算し、
前記負荷と前記直流電源との間で授受される電力が低下して前記リアクトルの電流が断続する低電力域では、前記１次側電圧の実測値と、前記２次側電圧の指令値と、前記負荷の電流の実測値とを用いて、前記リアクタンスの電流の絶対値の最大値を予測し、その予測値に基づく第２演算手法に従って、前記ＤＵＴＹを演算する、
ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
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