JP2012018480A - 電力調整器 - Google Patents

Abstract

【課題】ランプヒータに印加する電圧を徐々に増加させ突入電流を抑制するソフトスタート機能を使用せず、且つ、定格電流の測定分解能を犠牲にせずに、ランプヒータ制御時に時に発生する突入電流を抑制するのに好適な電力調整器を提供すること。
【解決手段】瞬時電流積算値ｎ−１÷瞬時電圧積算値ｎ−１からヒータ抵抗値ｎ−１を算出し、ヒータ抵抗値ｎ−１×電流リミッタ値から上限電圧値ｎを算出し、上限電圧値ｎ＜目標電圧値ｎの場合は上限電圧値ｎを出力電圧値ｎとし、上限電圧値ｎ＞目標電圧値ｎの場合は目標電圧値ｎを出力電圧値ｎとし、この出力電圧値ｎに対応する位相制御のトリガ角を算出し、それに基づいてサイリスタ１６をオン動作させるトリガ信号を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、抵抗値の変化が大きいヒータの突入電流を抑制するのに適した電力調整器に関する。

従来、半導体・ＬＣＤ等の電子デバイス製造プロセス、金属加熱、樹脂加熱等における加熱工程において、ランプヒータが使用されている。このランプヒータは、例えば、サイリスタを用いた電力調整器により温度が一定になるように温度制御されている。ところで、このランプヒータはフィラメント温度により抵抗値が大きく変化するため、室温でランプヒータに電源電圧を印加すると、定格電流の１０〜２０倍の突入電流が流れるという問題がある。

そこで、従来では、この突入電流（実効値）を抑制するために電流リミッタとソフトスタート機能を併用しており、例えば、ソフトスタートを利用して突入電流を抑制するものとして特許文献１に記載のサイクル制御方法がある。

しかしながら、ソフトスタートを適切な値に設定するためには、位相制御した電流の実効値を高速に測定し記録する特殊な測定器が必要であるため、多くの場合は、実験を繰り返すなど試行錯誤をしながらソフトスタートの設定をすることを余儀なくされていた。

ところで、このランプヒータはフィラメント温度が低いときに抵抗値が低く、温度上昇に伴って抵抗値が高くなる性質を有しており、室温におけるランプヒータの抵抗値は、定格抵抗値（継続的に定格電力を印加し続けたときの抵抗値）の１０〜２０分の１である。このため、ランプヒータが室温であるときに、ランプヒータに電源電圧を印加すると、定格電流の１０〜２０倍の突入電流が流れる。よって、この刻々と変化するランプヒータの抵抗値を逐次測定し、この測定された抵抗値に応じて電圧を印加すれば、突入電流を抑制することが理論的には可能である。しかしながら、そのようにすると以下に説明するような新たな問題が生ずる。

すなわち、サイリスタによる位相制御では、直接電流を制御することは出来ない。サイリスタにおいて制御できるのは、サイリスタをオンする（トリガする）タイミングだけである。そのため、目標の実効電圧にするためには電源電圧（実効値）を測定し、その測定値から目標の実効電圧になるトリガ角を計算し、サイリスタをオンするタイミングを制御している。一方、実効電流はランプヒータに印加した実効電圧とランプヒータの抵抗値（以下「ヒータ抵抗値」という）で決まる値のため、ヒータ抵抗値を予め知る必要がある。ヒータ抵抗値の変化が大きいランプヒータでは、刻々と変化する抵抗値を逐次測定し、その抵抗値と目標とする実効電流から印加する実効電圧を算出する必要があるため、実効電圧と実効電流を逐次測定し、その時々のヒータ抵抗値を算出する必要がある。

具体的には、
［式１］
ヒータ抵抗値＝実効電圧÷実効電流
により、ヒータ抵抗値を算出し、求めたヒータ抵抗値から、次の計算式により、目標実効電流値（電流リミッタ値）の電流を流すための実効電圧が計算できる。
［式２］
印加する電圧＝電流リミッタ値×ヒータ抵抗値

しかしながら、このような手法によりヒータ抵抗値を算出する場合にはランプヒータに印加する電圧とその時流れる電流を測定する必要があるが、フィラメント温度が低くヒータ抵抗が小さい場合にはランプヒータの定格電流と比較して大きな電流が流れるため、この様な場合でもヒータ抵抗値を算出するためには、突入電流を測定できる非常に大きな測定範囲をもつ電流測定回路を設計する必要がある。一方、前記のように測定電流範囲を大きく設計すると、定格電流の測定分解能は１０〜２０分の１になってしまうという新たな問題が生ずる。

このため、従来は定格電流の分解能を優先して測定回路設計していたが、この様に設計すると突入電流が流れる場合には、測定電流は実際の突入電流より非常に小さな値として測定される。その結果、十分に突入電流を防止することが出来ないといった問題が生じていた。このため、突入電流を防止するためには別途ソフトスタートという機能で徐々に印加する電圧を上昇させていた。

特許第３３１３０４４号公報

本発明は前記問題点を解決するためになされたもので、その目的とするところは、ランプヒータに印加する電圧を徐々に増加させ突入電流を抑制するソフトスタート機能を使用せず、且つ、定格電流の測定分解能を犠牲にせずに、ランプヒータ制御時に発生する突入電流を抑制するのに好適な電力調整器を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明は、フィラメント温度の変化に応じて抵抗値が変化する発熱体と交流電源との間に設けられるとともに、前記発熱体に印加する交流電圧をサイリスタにより位相制御することにより前記発熱体に印加する電圧あるいは電流を制御する電力調整器であって、前記発熱体に印加する位相制御された交流電圧の瞬時電圧値と、これと同時に発熱体に流れる瞬時電流値を測定する電圧・電流測定部と、前記電圧・電流測定部により測定された瞬時電流値のうち前記電圧・電流測定部の設計により決まる電流の測定限界値である電流測定限界値以内の瞬時電流値と、それと同時に測定された瞬時電圧値とを、電源周波数の半サイクル間各々積算して算出される瞬時電流積算値と瞬時電圧積算値から、その半サイクル間における前記発熱体の抵抗値を算出する抵抗値算出部と、その抵抗値算出部により算出された抵抗値と、予め設定された電流リミッタ値を乗算することにより、次の半サイクルに負荷抵抗に印加する上限電圧値を算出し、その上限電圧値が目標電圧値より小さい場合は上限電圧値を出力電圧値とし、またその上限電圧値が目標電圧値より大きい場合は目標電圧値を出力電圧値とする出力電圧算出部と、前記出力電圧値に対応する位相制御のトリガ角を算出し、それに基づいて前記サイリスタをオン動作させるトリガ信号を出力するトリガ回路部と、を備えることを特徴とする。

前記電圧・電流測定部により半サイクル間に測定された瞬時電流値に、電流測定限界値を越える瞬時電流値があった場合には、請求項１で算出した半サイクルの抵抗値と別途測定した半サイクルの実効電圧値から、半サイクルの実効電流値を算出するように構成してもよい。

また、前記抵抗値算出部は、前回の半サイクルの電流測定限界値以内の任意の瞬時電流値と、それと同時に測定された瞬時電圧値とから、前記発熱体の抵抗値を算出するように構成してもよい。

本発明によると、前記構成の採用により、出力電圧を徐々に増加させるソフトスタート機能を要することなく、ランプヒータ制御を開始した時に発生する突入電流を電流リミッタ以下に抑制することができ、さらに、電流測定範囲をヒータ定格電流の１０〜２０倍の大きさにする必要がないため、低コストで電流測定分解能が良い高精度な電力調整器を提供することができる。また、突入電流により正しく電流測定ができない場合でも、別途算出した実効電圧値とヒータ抵抗値から、ヒータに流れる実効電流を算出することができる。

本発明に係る電力調整器の実施形態を示すブロック図。 突入電流の発生や定格電流に収束する様子を示す説明図。 抵抗値の変化による電流波形の変化を説明するための説明図。 瞬時電流と瞬時電流測定限界値を説明するための説明図。 瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理を説明するためのフローチャート。 トリガ・セット処理を説明するためのフローチャート。 他の実施形態に係る瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理を説明するためのフローチャート。

以下、本発明を実施するための一実施形態について、添付した図面を参照しながら詳細に説明する。

図１に示す本発明に係る電力調整器１は、樹脂加熱、金属加熱、半導体・ＬＣＤ等の電子デバイス製造プロセス等における加熱工程において使用されるランプヒータ３の温度制御を行うものである。

図１中の調節計２は、ランプヒータ３の近傍に配置されたセンサ（図示せず）からの検出温度と予め設定された目標値に基づき、その測定温度が目標値に近づくような操作量を例えばＰＩＤ演算して出力する公知のもので、電力調整器１に接続されている。

電力調整器１は、カレントトランス１１，電圧・電流測定部１２，入力値Ａ／Ｄ変換部１３，出力値演算部１４，トリガ回路部１５及びサイリスタ１６からなる。

ＡＣ電源４から正弦波である交流電源電圧が供給され、サイリスタ１６がトリガ回路部１５からのトリガ信号によってオンするタイミングを制御され、これにより所望の電圧がランプヒータ３に印加される。

電圧・電流測定部１２は、ランプヒータ３を流れる負荷電流をカレントトランス１１を介して測定するとともに、ＡＣ電源４からサイリスタ１６を経由してランプヒータ３に印加された電圧を測定するものである。測定する電圧，電流は、Ａ／Ｄ変換して瞬時電圧値及び瞬時電流値として、出力値演算部に出力される。

電圧・電流測定部１２は、図２に示す交流電源の半周期（半サイクル）において、例えば、電源電圧波形の各ゼロクロス点から１００μ秒毎ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，・・・に同一タイミングで瞬時電圧値及び瞬時電流値が測定されるようになっており、各測定値は出力値演算部１４に出力される。

出力値演算部１４は、後述する実効値算出処理及び抵抗値ｎ−１算出処理を含む瞬時電圧・瞬時電流測定を例えば１００μ秒毎に実施する割込処理と、この割込処理で測定した瞬時電圧値・瞬時電流値、抵抗値及び、調節計２から出力された操作量に基づく目標電圧値から出力電圧を算出する出力電圧処理と、出力電圧処理で算出した出力電圧からサイリスタをトリガするタイミングを算出し、後述するトリガ回路部にトリガ信号を送るトリガ・セット処理を行うものである。調節計２から出力され、電力調整器に入力される目標出力値nが入力値Ａ／Ｄ変換部１３によりＡ／Ｄ変換され出力値演算部１４に入力されるとともに、電圧・電流測定部１２により測定された瞬時電圧値及び瞬時電流値がこの出力値演算部１４に入力される。なお、出力値演算部１４は、本発明における抵抗値算出部及び出力電圧算出部として機能する。

トリガ回路部１５は、サイリスタ１６の駆動部として機能し、出力値演算部１４から出力されたトリガ信号を受け、サイリスタ１６をオンする（トリガする）。

サイリスタ１６は、トリガ回路部１５によりトリガされ、ランプヒータ３に位相制御したＡＣ電力を供給する。

本実施形態において用いられる制御対象はランプヒータ３であり、ランプヒータ３は赤外域の光を効率よく取り出すために開発された加熱源であり、投入電力の８５％以上が赤外線に変換される効率的なエネルギー源であり、サイリスタ１６による位相制御により、ランプヒータに印加する実効電圧が制御され温度制御がなされる。しかしながら、このランプヒータ３は、フィラメント温度が低いときに抵抗値が低く、印加した電力による温度上昇に伴って抵抗値が高くなる性質を有しており、室温におけるランプヒータの抵抗値は、定格抵抗値（継続的に定格電力を印加し続けたときの抵抗値）の１０〜２０分の１である。

この現象を説明する一例が、図２（ａ）（ｂ）に示す波形図である。図２（ａ）はヒータに電圧を印加した瞬間に大きな突入電流が発生し、定格電流に収束する様子を示した図であり、図２（ｂ）は縦軸を瞬時電流測定値、横軸をトリガ角（正規化値）とし、定格電力１０ｋｗ（定格電圧１００ｖ，定格電流１００Ａ，定格抵抗１Ω）とした場合における、フィラメント温度の変化に応じて抵抗値が変化し、これにより電流値が変化することを示している。具体的には、室温時（初期状態）におけるランプヒータ３の抵抗値は０．１Ωであり、ランプヒータに電圧が印加され時間が経過するとともにフィラメント温度が上昇し、抵抗値は上昇してランプヒータに流れる電流が定格電流に近づいていく例を示している。

ここで、本発明に係る電力調整器においては、電流測定の分解能を十分なものとするように電流測定限界値が予め設定されており、その限界値を瞬時電流測定限界値として図２（ｂ）に示しているが、抵抗値０．１及び０．２Ωのときは瞬時電流値の絶対値がこの瞬時電流測定限界値を超えている部分が存在する。この超えている部分については、電流値を測定できないため、このような状態でいわゆる電流リミッタ処理を行うと電流リミッタ値を越える突入電流が発生してしまう。

そこで、本発明においては、ランプヒータ３が室温時で抵抗値が０．１Ωと低く突入電流が発生するおそれがある状態であっても、図２（ｂ）の両端矢印のように瞬時電流測定限界値よりも低い瞬時電流測定値からランプヒータ３の抵抗値を算出し、この算出された抵抗値からランプヒータ３に印加する電圧を算出し印加することにより、突入電流の発生を防止している。その具体的な手段は、以下に説明する処理により実現される。

次いで、上記のように構成された本発明の電力調整器の動作説明を図３〜図５を参照して説明する。

図４に示す瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理は、ＡＣ電源周波の半サイクルより十分に短い時間毎に割り込んでする処理であり、本実施形態においては１００μ秒毎にランプヒータに印加した電圧の瞬時電圧値とランプヒータに流れた電流の瞬時電流値を同時に測定する（Ｓ１００）。測定した瞬時電流測定値の絶対値（以下において絶対値は省略し単に瞬時電流測定値と記述する。）と瞬時電流測定限界値を比較し（Ｓ１０１）、瞬時電流測定値が瞬時電流測定限界値より大きい時は（Ｓ１０１のＹ）、オーバースケールフラグをＯＮにする（Ｓ１０２）。

瞬時電流測定値が瞬時電流測定限界値より小さい時は（Ｓ１０１のＮ）、その瞬時電流測定値を積算して瞬時電流積算値を算出し（Ｓ１０３）、同時に瞬時電圧測定値の絶対値（以下において絶対値は省略し単に瞬時電圧測定値と記述する。）を積算して瞬時電圧積算値を算出する（Ｓ１０４）。すなわち、Ｓ１０３の処理においては、瞬時電流測定限界値を超えない瞬時電流測定値のみを積算し、その結果半サイクル分の瞬時電流積算値が算出される。同様にＳ１０４の処理においては、半サイクル分の瞬時電圧積算値が算出される。

次いで、瞬時電流測定限界値を超えない瞬時電流測定値をそれぞれ自乗し、これを積算することにより、半サイクル分の瞬時電流自乗積算値が算出される（Ｓ１０５）。

瞬時電流測定値が瞬時電流測定限界値より大きいか否かを補足説明するために示したものが図３である。例えば、Ｉ_９７は瞬時電流測定限界値を越えているため、瞬時電流積算値を算出するのに使用されることなくオーバースケールフラグをＯＮにし（Ｓ１０２）、Ｉ_９８、Ｉ_９９は瞬時電流測定限界値以下なので瞬時電流積算値を算出する際に使用される（Ｓ１０３）。

さらに、瞬時電流測定値が瞬時電流測定限界値より大きいか否かに関係なく、この半サイクルの間に測定した各瞬時電圧測定値を自乗し、これを積算することにより瞬時電圧自乗積算値を算出する（Ｓ１０６）。

次いで、各半サイクルの冒頭で行われるトリガ・セット処理について図５を参照して説明する。各半サイクルの冒頭において図４で示される瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理を禁止する（Ｓ２００）。

次いで、図４に示す瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理により求めた前回の半サイクルの瞬時電圧積算値ｎ−１と瞬時電流積算値ｎ−１から、
［式３］
ヒータ抵抗値ｎ−１＝瞬時電圧積算値ｎ−１÷瞬時電流積算値ｎ−１
により、ヒータ抵抗値ｎ−１を算出し（Ｓ２０１）、算出したヒータ抵抗値ｎ−１と予め設定されている電流リミッタ値から、
［式４］
上限電圧値ｎ＝ヒータ抵抗値ｎ−１÷電流リミッタ値
により、上限電圧値ｎを算出する（Ｓ２０２）。

次いで、図４に示す瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理において、前回の半サイクル間積算した瞬時電圧自乗積算値を半サイクルの瞬時値測定回数Ｔで割った商の平方根を計算（以下の式５参照）し前回の半サイクルの実効電圧値ｎ−１を求める（Ｓ２０３）。
［式５］

なお、実効電流値Ｉ_ｒも同様にして算出できる。

次いで、図４に示す瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理において、瞬時電流測定値が瞬時電流測定限界値を越えた時にＯＮするオーバースケールフラグのＯＮ／ＯＦＦを確認し（Ｓ２０４）、オーバースケールフラグがＯＮの場合には（Ｓ２０４のＹ）、Ｓ２０１で算出したヒータ抵抗値ｎ−１とＳ２０３で算出した実効電圧測定値ｎ−１とから、
［式］実効電流値ｎ−１＝実効電圧測定値ｎ−１÷ヒータ抵抗値ｎ−１
で実効電流値ｎ−１を算出する（Ｓ２０５）。他方、オーバースケールフラグがＯＦＦの場合には（Ｓ２０４のＮ）、図４に示す瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理において、前回の半サイクル間積算した瞬時電流自乗積算値を半サイクルの瞬時値測定回数Ｔで割った商の平方根を計算し前回の半サイクルの実効電流値ｎ−１を算出する（Ｓ２０６）。

次に、電力調整器の入力値を目標電圧値ｎに換算し（Ｓ２０７）、その目標電圧値ｎと電力調整器の出力可能な最小出力電圧と比較し（Ｓ２０８）、目標電圧値ｎが電力調整器の出力可能な最小出力電圧より小さい時は（Ｓ２０８のＹ）、サイリスタをトリガしない（Ｓ２０９）。

一方、目標電圧値ｎが電力調整器の出力可能な最小出力電圧より大きい時は（Ｓ２０８のＮ）、前回の半サイクルにおけるサイリスタのトリガ処理の有無を確認し（Ｓ２１０）、前回の半サイクルにおいてサイリスタをトリガしていない場合は（Ｓ２１０のＹ）、トリガ角を最大値（電力調整器の出力可能な最小出力電圧に相当）に設定する（Ｓ２１１）。

一方、前回の半サイクルにおいてサイリスタをトリガした場合は（Ｓ２１０のＮ）、Ｓ２０７で算出した目標電圧値ｎとＳ２０２で算出した上限電圧値ｎとを比較し（Ｓ２１２）、目標電圧値ｎが大きい時は（Ｓ２１２のＹ）、出力電圧値ｎ＝上限電圧値ｎとし（Ｓ２１３）、目標電圧値ｎが小さい時は（Ｓ２１２のＮ）、出力電圧値ｎ＝目標電圧値ｎとする（Ｓ２１４）。

次いで、出力電圧値ｎをトリガ角ｎに変換し（Ｓ２１５）、トリガ角ｎによりサイリスタをトリガするためのトリガタイミング・セット処理を実行し（Ｓ２１６）、前記図４に示す瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理で求めた、瞬時電流積算値、瞬時電圧積算値、瞬時電流自乗積算値、瞬時電圧自乗積算値、オーバースケールフラグを全てクリアし（Ｓ２１７）、瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理を許可して（Ｓ２１８）、本処理は終了する。

なお、前記実施形態においては、制御対象をランプヒータとしたが、これに限定されるものではなく、他のヒータや、その他温度変化に応じて抵抗値が変化する負荷であれば本発明を適用可能である。

以上説明したように本発明においては、従来のようにソフトスタート機能を使用することなく、単に電流リミッタ値を設定するだけで突入電流を抑制することが可能となる。なお、前記実施形態においては、算出するヒータ抵抗値の安定化を図るため、瞬時電流積算値と瞬時電圧積算値から抵抗値算出部が半サイクルにおけるヒータ抵抗値を算出するように構成したが、電流測定限界値以内の瞬時電流測定値と、それと同時に測定された瞬時電圧測定値からヒータ抵抗値を算出するように構成してもよい。この実施形態について以下に説明するが、前記実施形態と相違する点のみを詳細に説明し前記と同様の点については説明を省略する。

他の実施形態においては、ヒータ抵抗値ｎ−１を算出するにあたり、〈式〉瞬時電圧積算値ｎ−１÷瞬時電流値ｎ−１を用いるのではなく、電流測定限界値以内の瞬時電流測定値と、それと同時に測定された瞬時電圧測定値からヒータ抵抗値ｎ−１を算出することを特徴とする。具体的に説明すると次のとおりとなる。まず、瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理が図４に代わり図６に示すとおりになる。Ｓ３００ないしＳ３０２は、Ｓ１００及びＳ１０２と同様であるが、Ｓ３０１のＮの場合（瞬時電流測定値が電流測定限界値を超えない場合）の処理が異なる。すなわち、この場合は、Ｓ３０３の処理に移行し、今回測定した瞬時電流測定値がその前に測定した瞬時電流測定値よりも大きいか否かの比較を半サイクルの間行ない、結果的にこの間において最も大きい値を抵抗値算出用瞬時電流値としてセットし（Ｓ３０３のＹ、Ｓ３０４）、このときに同時に測定された瞬時電圧測定値を抵抗値算出用電圧値としてセットし（Ｓ３０５）、Ｓ３０６の処理に移行する。一方、抵抗値算出用瞬時電流値としてセットされなかった瞬時電流測定値はＳ３０６の処理に回され（Ｓ３０３のＮ）、前記Ｓ１０５及びＳ１０６の処理と同様に半サイクルの間における瞬時電流自乗積算値と瞬時電圧自乗積算値とが算出され（Ｓ３０６、Ｓ３０７）、瞬時電圧・瞬時電流測定割込処理は終了する。

次いで、トリガ・セット処理であるが、図５のフローチャートのＳ２０１及びＳ２１７の処理において、「瞬時電流積算値」を「抵抗値算出用瞬時電流値」に、「瞬時電圧積算値」を「抵抗値算出用瞬時電圧値」にそれぞれ置き換えただけで、その他の処理は図５の処理と同様であるので詳細な説明は省略する。

１ 電力調整器
２ 調節計
３ ランプヒータ
４ ＡＣ電源
１１ カレントトランス
１２ 電圧・電流測定部
１３ 入力値Ａ／Ｄ変換部
１４ 出力値演算部
１５ トリガ回路部
１６ サイリスタ

Claims (3)

1. フィラメント温度の変化に応じて抵抗値が変化する発熱体と交流電源との間に設けられるとともに、前記発熱体に印加する交流電圧をサイリスタにより位相制御することにより前記発熱体に印加する電圧あるいは電流を制御する電力調整器であって、
   前記発熱体に印加する位相制御された交流電圧の瞬時電圧値と、これと同時に発熱体に流れる瞬時電流値を測定する電圧・電流測定部と、
   前記電圧・電流測定部により測定された瞬時電流値のうち前記電圧・電流測定部の設計により決まる電流の測定限界値である電流測定限界値以内の瞬時電流値と、それと同時に測定された瞬時電圧値とを、電源周波数の半サイクル間各々積算して算出される瞬時電流積算値と瞬時電圧積算値から、その半サイクル間における前記発熱体の抵抗値を算出する抵抗値算出部と、
   その抵抗値算出部により算出された抵抗値と、予め設定された電流リミッタ値を乗算することにより、次の半サイクルに負荷抵抗に印加する上限電圧値を算出し、その上限電圧値が目標電圧値より小さい場合は上限電圧値を出力電圧値とし、またその上限電圧値が目標電圧値より大きい場合は目標電圧値を出力電圧値とする出力電圧算出部と、
   前記出力電圧値に対応する位相制御のトリガ角を算出し、それに基づいて前記サイリスタをオン動作させるトリガ信号を出力するトリガ回路部と、
   を備えることを特徴とする電力調整器。
2. 前記電圧・電流測定部により半サイクル間に測定された瞬時電流値に、電流測定限界値を越える瞬時電流値があった場合には、請求項１で算出した半サイクルの抵抗値と別途測定した半サイクルの実効電圧値から、半サイクルの実効電流値を算出することを特徴とする請求項１に記載の電力調整器。
3. 前記抵抗値算出部は、前回の半サイクルの電流測定限界値以内の任意の瞬時電流値と、それと同時に測定された瞬時電圧値とから、前記発熱体の抵抗値を算出することを特徴とする請求項１に記載の電力調整器。

Images