JP2012010384A - 送信装置および送信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチキャリア通信において、効率よく干渉信号を除去すること。
【解決手段】移動局（２００）において、選択部（２０５）は、基地局でのＯＦＤＭシンボル生成時のマッピングパターンに従って複数の同一シンボルを選択し、相関値算出部（２０７）は、同一シンボルのサブキャリア間の相互相関値を求めてＲ行列を生成し、そのＲ行列の逆行列を求め、ＭＭＳＥ処理部（２０８）は、チャネル推定部（２０６）から入力されるＰベクトルと相関値算出部（２０７）から入力されるＲ行列の逆行列とからＭＭＳＥ処理を行ってウェイトＷを求め、乗算器（２０９−１〜２０９−Ｎ）は、選択部（２０５）で選択されたシンボルの各々にＭＭＳＥ処理部（２０８）で求められたウェイトを乗算し、合成部（２１０）は、ウェイト乗算後の各シンボルを合成する。
【選択図】図６

Description

本発明は、送信装置および送信方法に関する。

近年、無線通信、特に移動体通信では、音声以外に画像やデータなどの様々な情報が伝送の対象になっている。今後は、多様なコンテンツの伝送に対する需要がますます高くなることが予想されるため、高速な伝送に対する必要性がさらに高まるであろうと予想される。しかしながら、移動体通信において高速伝送を行う場合、マルチパスによる遅延波の影響が無視できなくなり、周波数選択性フェージングにより伝送特性が劣化する。

周波数選択性フェージング対策技術の一つとして、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などのマルチキャリア通信が注目されている。マルチキャリア通信は、周波数選択性フェージングが発生しない程度に伝送速度が抑えられた複数の搬送波（サブキャリア）を用いてデータを伝送することにより、結果的に高速伝送を行う技術である。特に、ＯＦＤＭ方式は、データが配置される複数のサブキャリアが相互に直交しているため、マルチキャリア通信の中でも周波数利用効率が高く、また、比較的簡単なハードウェア構成により実現できることから、とりわけ注目されており、様々な検討が行われている。

一方、移動体通信においては、複数のアンテナによって受信された信号に各々重み係数（ウェイト）を乗算して受信指向性を適応的に制御するアダプティブ・アレイ・アンテナ（以下、ＡＡＡと省略する）技術についての検討が行われている。このＡＡＡ技術では、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）によりウェイトを適応的に制御することにより受信信号から干渉信号を除去することができる。

そして、ＯＦＤＭ方式とＡＡＡ技術とを組み合わせた受信装置において、最適ウェイトの推定を迅速かつ精度良く行うことに関する技術が、例えば特許文献１に記載されている。

特開２００３−２１８７５９号公報

ＡＡＡ技術では、その原理上、アンテナ数−１の数だけの干渉信号を除去することができる。換言すれば、干渉信号源の数をＮとした場合、特許文献１記載の受信装置はＮ＋１本のアンテナを備える必要がある。さらに、各干渉信号源から送信される信号がマルチパス環境において受信装置に受信される場合、各干渉信号源のマルチパスの数をＭとすると、特許文献１記載の受信装置はＮ×Ｍ＋１本の多数のアンテナを備える必要がある。

このように、特許文献１記載の受信装置は、干渉信号の除去にあたり多数のアンテナを備える必要があるため、近年ますますの小型化を要求される無線通信移動局装置（以下、移動局と省略する）に特許文献１記載の受信装置を搭載することは実際には難しい。

本発明の目的は、マルチキャリア通信において、効率よく干渉信号を除去することができる送信装置および送信方法を提供することである。

本発明の態様の一つに係る無線受信装置は、複数の同一シンボルがマッピングされた複数のサブキャリアを含むマルチキャリア信号を受信する受信手段と、前記複数の同一シンボルを用いて前記マルチキャリア信号から干渉信号を除去する干渉除去手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、マルチキャリア通信において、干渉信号の除去を効率的に行うことができる。

ＯＦＤＭシンボルの概念図 サブキャリア＃１のシンボルの概念図 サブキャリア＃２のシンボルの概念図 サブキャリア＃３のシンボルの概念図 サブキャリア＃４のシンボルの概念図 ＡＡＡ技術の動作原理を示す図 本発明の動作原理を示す図 本発明の実施の形態１に係る基地局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る移動局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態２に係る基地局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態２に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態３に係る移動局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態４に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態４に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態４に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態４に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態４に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態５に係る移動体通信システムの構成図 本発明の実施の形態５に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態６に係る基地局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態７に係る移動体通信システムの構成図 本発明の実施の形態７に係る移動局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態７に係る干渉除去部の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態８に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態８に係る移動局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態８に係るマッピングパターンを示す図

まず、本発明の動作原理について説明する。なお、以下の説明では、ＯＦＤＭ方式をマルチキャリア通信方式の一例として説明するが、本発明はＯＦＤＭ方式に限定されるものではない。

マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルはシンボルレートが非常に小さいため、マルチパス環境において受信されるＯＦＤＭシンボルは、マルチパスの数にかかわらず、複数のパスの信号が１つの合成された信号として受信されるという特性がある。よって、ＯＦＤＭ方式において所望信号および干渉信号のそれぞれがマルチパスを介して移動局に受信される場合、移動局では、図１に示すように、所望信号も干渉信号も、複数のパスの信号が合成された信号として受信される。

よって、ＯＦＤＭシンボルの各サブキャリア＃１〜＃４毎では、干渉信号源がＮ個の場合、マルチパスの数にかかわらず、１つの所望信号とＮ個の干渉信号とが合成された信号が受信されるとみなすことができる。換言すれば、干渉信号源がＮ個の場合、マルチパスの数にかかわらず、サブキャリア毎には、１パスのレイリーフェージングの所望信号１つと１パスのレイリーフェージングの干渉信号Ｎ個とが存在しているとみなすことができる。この様子を示したのが図２Ａ〜Ｄである。これらの図に示すように、各サブキャリア＃１〜＃４では、所望信号に干渉信号が加わったシンボルが受信される。よって、ＯＦＤＭでは、干渉信号源がＮ個の場合は、マルチパスの数にかかわらず、各サブキャリアにおいて受信信号からＮ個の干渉信号を除去すれば所望信号を得ることができる。

このように、ＯＦＤＭ受信信号の特徴として、シングルキャリア伝送では周波数選択性フェージングを受けた信号が受信されるようなマルチパス環境でも、ＯＦＤＭ受信信号は、サブキャリア毎に見ればレイリーフェージングを受けた信号となる、という点が挙げられる。

一方、ＡＡＡ技術の特徴として、Ｎ個の干渉信号を除去するためには、１つの所望信号とＮ個の干渉信号とが合成された信号を受信するＮ＋１本のアンテナを必要とする、という点が挙げられる。このとき、Ｎ＋１本のアンテナで受信される信号にはそれぞれ所望信号と干渉信号とが含まれる。そして、ＭＭＳＥ処理により求められるウェイトを各アンテナで受信された信号に乗算し、ウェイト乗算後の信号を合成することにより受信信号からＮ個の干渉信号を除去して１つの所望信号を得ることができる。

上記ＯＦＤＭ受信信号の特徴とＡＡＡ技術の特徴とを鑑みると、図１に示すような各サブキャリア＃１〜＃４をＡＡＡ技術における各アンテナとみなし、ＯＦＤＭシンボルを構成する各サブキャリア＃１〜＃４の４つのサブキャリアに同一シンボルを所望信号としてマッピングし、各サブキャリア＃１〜＃４に対してＡＡＡ技術同様のＭＭＳＥ処理を行えば、ＯＦＤＭ方式の無線通信においてマルチパスが多数存在する場合でも、移動局は、３個の干渉信号源から送信された干渉信号のすべてを除去することができる。また、移動局は、複数のアンテナを備える必要がなく、マルチパスの数にかかわらず１本のアンテナさえ備えれば、３個の干渉信号源から送信された干渉信号のすべてを除去することができる。つまり、ＯＦＤＭ通信においては、Ｎ個の干渉信号源から送信される干渉信号を受信信号から除去するには、マルチパスが多数存在する場合でも、移動局のアンテナは１本で足り、また、所望信号として同一シンボルがマッピングされるＮ＋１個のサブキャリアがあれば足りる。

このように、本発明では、同一シンボルがマッピングされる複数のサブキャリアをＡＡＡ技術における複数のアンテナとみなし、それら複数の同一シンボルに対して周波数軸上でＭＭＳＥ処理を行うことにより、ＯＦＤＭシンボルに含まれる干渉信号を除去する。

より具体的には、以下のように説明することができる。

ＡＡＡ技術の場合、所望信号：Ｄ、干渉信号：Ｕ、所望信号のアンテナｎにおける伝搬路のチャネル推定値：ｈ_Dn、干渉信号のアンテナｎにおける伝搬路のチャネル推定値：ｈ_Unとすると、アンテナｎにおける受信信号：Ｒ_ｎは、式（１）により表される。

そして、式（２）に従ってＭＭＳＥ処理により求められるアンテナｎにおけるウェイト：Ｗ_ｎをアンテナｎで受信された信号に乗算して合成することにより受信信号：Ｒ_ｎから干渉信号：Ｕを除去して所望信号：Ｄを得ることができる。なお、式（２）において、Ｐは、チャネル推定値：ｈ_Dnおよびチャネル推定値：ｈ_Unから生成されるＰベクトルである。

よって、例えば、図３に示すように、干渉信号源が１つで、受信機側が２本のアンテナを備える場合、ＡＡＡ技術では、各アンテナにおける受信信号は式（３）により与えられる。

一方、本発明において、所望信号：Ｄ、干渉信号：Ｕ、所望信号のサブキャリアｍにおける伝搬路のチャネル推定値：ｈ_Dm、干渉信号のサブキャリアｍにおける伝搬路のチャネル推定値：ｈ_Umとすると、サブキャリアｍにおける受信信号：Ｑ_ｍは、式（４）により表される。

そして、式（５）に従ってＭＭＳＥ処理により求められるサブキャリアｍにおけるウェイト：Ｗ_mをサブキャリアｍにより受信された信号に乗算して合成することにより受信信号：Ｑ_ｍから干渉信号：Ｕを除去して所望信号：Ｄを得ることができる。なお、式（５）において、Ｐは、チャネル推定値：ｈ_Dmおよびチャネル推定値：ｈ_Umから生成されるＰベクトルである。

よって、例えば、図４に示すように、干渉信号源が１つで、受信機側が１本のアンテナにより２つのサブキャリアからなるＯＦＤＭシンボルを受信する場合、各サブキャリアにおける受信信号は式（６）により与えられる。

ここで、式（１）〜（３）と式（４）〜（６）とを比較すると、アンテナ番号ｎがサブキャリア番号ｍに変わっているだけで、その他は全く同じ式で表されていることが分かる。このことは、つまり、ＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアをＡＡＡ技術における複数のアンテナとみなし、１本のアンテナで受信されたＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアに対してＡＡＡ技術と同様のＭＭＳＥ処理を行うことにより、ＯＦＤＭシンボルから干渉信号を除去できることを示す。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態に係る無線通信基地局装置（以下、基地局と省略する）１００の構成を図５に示す。また、本実施の形態に係る移動局２００の構成を図６に示す。

図５に示す基地局１００において、符号化部１０１は、送信データ（ビット列）を符号化して変調部１０２に出力する。

変調部１０２は、符号化後のビット列を変調してシンボルを生成し、レピティション部１０３に出力する。

レピティション部１０３は、入力された各シンボルを複製（レピティション）して同一のシンボルを複数生成する。例えば、レピティション・ファクター（ＲＦ）＝４とした場合、レピティション部１０３では、変調部１０２から入力される各シンボルにつき、同一シンボルが４個ずつ得られる。なお、ここでは、Ｓ１〜Ｓ１６の１６個のシンボルがそれぞれＲＦ＝４でレピティションされるものとする。すなわち、レピティション部１０３では、シンボルＳ１〜Ｓ１６が４個ずつ得られる。

Ｓ／Ｐ部１０４は、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリア＃１〜＃ＫのＫ本分のシンボルがレピティション部１０３から直列に入力される度に、それらのシンボルを並列に変換してＩＦＦＴ部１０５に出力する。

ＩＦＦＴ部１０５は、Ｓ／Ｐ部１０４より入力されるシンボルをＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）してサブキャリア＃１〜＃Ｋの各々に所定のマッピングパターン（配置パターン）に従ってマッピング（配置）し、ＯＦＤＭシンボルを生成する。また、ＩＦＦＴ部１０５は、フレーム先頭において、パイロットシンボル（ＰＬ）をＩＦＦＴしてサブキャリア＃１〜＃Ｋの各々にマッピングし、ＯＦＤＭシンボルを生成する。なお、ここでは、１ＯＦＤＭシンボルがサブキャリア＃１〜＃８の８個のサブキャリアで構成されるものとする。

このようにして生成されたＯＦＤＭシンボルは、ＧＩ付加部１０６でガードインターバルを付加された後、送信ＲＦ部１０７でアンプコンバート等の所定の無線処理が施され、アンテナ１０８から移動局２００へ無線送信される。

ここで、ＲＦ＝４で、１フレームが９個のＯＦＤＭシンボル（パイロットシンボルからなるＯＦＤＭシンボルが１個＋シンボルＳ１〜Ｓ１６からなるＯＦＤＭシンボルが８個）で構成される場合、本実施の形態でのマッピングパターンは例えば図７に示すようになる。すなわち、シンボルＳ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ７、Ｓ９、Ｓ１１、Ｓ１３、Ｓ１５の各々が、ＲＦ＝４で周波数軸方向にレピティションされてサブキャリア＃１〜＃４にマッピングされ、また、シンボルＳ２、Ｓ４、Ｓ６、Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４、Ｓ１６の各々が、ＲＦ＝４で周波数軸方向にレピティションされてサブキャリア＃５〜＃８にマッピングされる。つまり、同一のシンボルが互いに異なる４つのサブキャリアにマッピングされて移動局２００へ送信される。

図６に示す移動局２００では、基地局１００から送信されたＯＦＤＭシンボルがアンテナ２０１を介して受信される。この際、受信されるＯＦＤＭシンボルには、基地局１００から送信された所望信号の他に干渉信号源から送信された干渉信号が含まれる。この干渉信号は、基地局１００から送信されたＯＦＤＭシンボルの周波数＃１〜＃８と同じ周波数を有するＯＦＤＭシンボルであり、基地局１００以外の他の基地局から送信されたＯＦＤＭシンボル、移動局２００以外の他の移動局から送信されたＯＦＤＭシンボル等である。また、基地局１００のアンテナ１０８が複数のアンテナで構成されるセクタアンテナである場合は、移動局２００が位置するセクタ以外のセクタに対するアンテナから送信されたＯＦＤＭシンボルも干渉信号となる。

このような所望信号および干渉信号を含むＯＦＤＭシンボルは、受信ＲＦ部２０２でダウンコンバート等の所定の無線処理を施された後、ＧＩ除去部２０３でガードインターバルを除去されて、ＦＦＴ部２０４に入力される。

ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３より入力されるＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）して、サブキャリア＃１〜＃８の各々にマッピングされたシンボルを得る。これらのシンボルは、選択部２０５に入力される。

選択部２０５は、フレーム先頭のＯＦＤＭシンボルの場合は、サブキャリア＃１〜＃８にマッピングされたパイロットシンボルをチャネル推定部２０６に出力する。また、選択部２０５は、基地局１００でのＯＦＤＭシンボル生成時のマッピングパターンに従って複数の同一シンボルを選択し、相関値算出部２０７および乗算器２０９−１〜２０９−Ｎに出力する。具体的には、図７において、ｔ１では、選択部２０５は、まず、サブキャリア＃１〜＃４にマッピングされた４個のシンボルＳ１を選択して出力し、次に、サブキャリア＃５〜＃８にマッピングされた４個のシンボルＳ２を選択して出力する。ｔ２〜ｔ８においても同様である。よって、図６においては、Ｎ＝ＲＦ＝４となる。また、これら４個のシンボルにはそれぞれ干渉信号が加わっている。つまり、選択部２０５では、干渉信号が加わっている同一シンボルが順次選択されて出力される。

チャネル推定部２０６は、入力されたパイロットシンボルを用いてサブキャリア＃１〜＃８のチャネル推定値を求める。そして、チャネル推定部２０６は、チャネル推定値よりＰベクトルを生成してＭＭＳＥ処理部２０８に出力する。例えば、選択部２０５によりサブキャリア＃１〜＃４にマッピングされた４個のシンボルＳ１が選択されるｔ１では、チャネル推定部２０６は、サブキャリア＃１〜＃４のチャネル推定値ｈ_１〜ｈ_４より式（７）に示すＰベクトルを生成する。シンボルＳ２〜Ｓ１６についても同様である。なお、チャネル推定値は、フレーム先頭のパイロットシンボルに基づいて算出されるため、各サブキャリア毎に１フレームに渡って同じ値が使用される。

相関値算出部２０７は、同一シンボルのサブキャリア間の相互相関値を求める。例えば、サブキャリア＃１〜＃４にマッピングされた４個のシンボルＳ１が入力された場合、相関値算出部２０７は、サブキャリア＃１〜＃４の間において、これら４個のシンボルの相互相関値を求める。そして、相関値算出部２０７は、相互相関値よりＲ行列を生成し、そのＲ行列の逆行列を求めてＭＭＳＥ処理部２０８に出力する。例えば、選択部２０５によりサブキャリア＃１〜＃４にマッピングされた４個のシンボルＳ１が選択されるｔ１では、相関値算出部２０７は、サブキャリア＃１〜＃４の間における相互相関値ｘ_１１〜ｘ_４４より式（８）に示すＲ行列を生成する。シンボルＳ２〜Ｓ１６についても同様である。

ＭＭＳＥ処理部２０８は、チャネル推定部２０６から入力されたＰベクトル（Ｐ）と相関値算出部２０７から入力されたＲ行列の逆行列（Ｒ^−１）とから、式（９）に示す行列演算によるＭＭＳＥ処理を行ってウェイトＷ（Ｗ_１〜Ｗ_４）を求め、乗算器２０９−１〜２０９−Ｎに出力する。シンボルＳ２〜Ｓ１６についても同様である。

なお、このようなウェイト生成方法は、ＡＡＡ技術においてＳＭＩ（Sample Matrix Inverse）法として広く知られている方法である。

乗算器２０９−１〜２０９−Ｎは、選択部２０５で選択されたシンボルの各々にＭＭＳＥ処理部２０８で求められたウェイトを乗算して合成部２１０に出力する。

合成部２１０は、ウェイト乗算後の各シンボルを合成して合成信号を生成する。合成部２１０で合成される各シンボルは複数の異なるサブキャリアにマッピングされていた同一シンボルであるため、このようなサブキャリア間での合成により、各シンボルＳ１〜Ｓ１６から干渉信号を除去することができる。本発明ではＯＦＤＭシンボルにおける各サブキャリアがＡＡＡ技術における各アンテナに相当するため、ＲＦ＝４の各シンボルＳ１〜Ｓ１６では、ＲＦ−１個（３個）の干渉信号源からの干渉信号を、マルチパスの数にかかわらず、すべて除去することができる。

なお、相関値算出部２０７、ＭＭＳＥ処理部２０８、乗算器２０９−１〜２０９−Ｎおよび合成部２１０により干渉除去部２１３が構成される。

こうようにして生成された合成信号は、復調部２１１で復調された後、復号部２１２で復号される。これにより受信データが得られる。

このように、本実施の形態によれば、ＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアをＡＡＡ技術における複数のアンテナとみなし、ＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアに対してＡＡＡ技術と同様のＭＭＳＥ処理を行うことにより、マルチパスの数にかかわらず、ＲＦ−１個の干渉信号源からの干渉信号をすべて除去することができる。よって、移動局では、干渉信号を除去するために、従来のＡＡＡ技術のように多数のアンテナを備える必要がなく、マルチパスの数にかかわらず１本のアンテナさえ備えれば足りるため、干渉信号の除去にあたり装置が大型化することを避けることができる。また、ＡＡＡ技術では、干渉信号源の数およびマルチパス数の増加に伴い受信アンテナの数を増加させる必要があるが、本実施の形態によれば、干渉信号源の数が増加する場合でも、マルチパス数の増加にはかかわらず、ＲＦを増加させるだけでよいため、効率よく干渉信号を除去することができる。

また、本実施の形態は、１つの基地局がカバーする通信エリア（セル）が、指向性を持つセクタアンテナにより角度方向に複数のセクタに分割されている移動体通信システムにおいて特に有効である。分割された複数のセクタにそれぞれ送信される信号は１つの基地局の複数のアンテナから送信された信号であるため、移動局が位置する場所によらず、セクタ間干渉はセル間干渉に比べて干渉信号レベルが大きくなる傾向にある。よって、セクタ間干渉に対しては、所望信号レベルを大きくしてもＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）の改善効果はセル間干渉に比べて小さいので、本実施の形態のようにして干渉信号レベルを抑えることによりＳＩＲの改善効果を大きくすることができる。

（実施の形態２）
本実施の形態に係る基地局３００の構成を図８に示す。基地局３００は、実施の形態１に係る基地局１００（図５）の構成に、さらにインタリーバ３０１を備える。

ここで、実施の形態１のように各シンボルをレピティションする場合、さらに周波数軸方向のダイバーシチ効果を高めるために、レピティションされた複数の同一シンボルを周波数軸上においてインタリーブすることがある。また、時間軸方向のダイバーシチ効果を高めるために、レピティションされた複数の同一シンボルを時間軸上においてインタリーブすることが考えられる。

しかし、実施の形態１に係る移動局２００において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得るには、レピティションされた所望信号のサブキャリアへのマッピングパターンと、レピティションされた干渉信号のサブキャリアへのマッピングパターンとが周波数軸方向で同一であることが必要である。すなわち、実施の形態１に係る移動局２００において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得るには、所望信号と干渉信号とが同じパターンで周波数軸上に配置される必要がある。つまり、所望信号の同一シンボルがサブキャリア＃１〜＃４にマッピングされる場合には、干渉信号も同様に同一シンボルがサブキャリア＃１〜＃４にマッピングされる必要がある。よって、所望信号源のインタリーバ３０１と干渉信号源のインタリーバ３０１は、レピティションされた同一シンボルの周波数軸上でのインタリーブを同じインタリーブパターンにて行う必要がある。

そこで、インタリーバ３０１は、図７に示す各シンボルを図９に示すようにインタリーブする。そして、このとき、所望信号と干渉信号とで、周波数軸方向のインタリーブパターンを同一にする。これに対し、時間軸上でのインタリーブを行う場合には、インタリーバ３０１は、シンボル毎のインタリーブを行わず、ＯＦＤＭシンボル毎（列毎）のインタリーブを行う。このようにすることで、レピティションされた所望信号のサブキャリアへのマッピングパターンと、レピティションされた干渉信号のサブキャリアへのマッピングパターンとを周波数軸方向で同一にすることができるので、受信信号から干渉信号を確実に除去することができる。

ここで、所望信号と干渉信号とで、時間軸方向でのインタリーブのインタリーブパターンを異ならせることは可能である。

例えば、所望信号源のマッピングパターン（図９）に対し、干渉信号源のマッピングパターンを図示すると図１０に示すようになる。この図に示すように、所望信号であるシンボルＳ１がサブキャリア＃１、＃３、＃５、＃７にマッピングされるときは、干渉信号であるシンボルＳ７'もサブキャリア＃１、＃３、＃５、＃７にマッピングされる。このようにすることで、サブキャリア＃１、＃３、＃５、＃７における所望信号と干渉信号との組合せをすべて同じにすることができ、所望信号と干渉信号との間の周波数軸方向でのインタリーブパターンの相違による干渉除去性能の低下を防止することができる。

なお、本実施の形態は、実施の形態１同様、１つの基地局がカバーする通信エリア（セル）が、指向性を持つセクタアンテナにより角度方向に複数のセクタに分割されている移動体通信システムにおいて特に有効である。１つの基地局が複数のセクタを有する場合は、互いに隣接するセクタに対して同一の基地局から信号が送信されるため、その基地局では、移動局２００における所望信号と干渉信号のインタリーブパターンを同一にすることが容易だからである。すなわち、隣接セル間でインタリーブパターンを合わせるためには、異なるセルの基地局間でのシグナリングが必要になるが、隣接セクタ間でインタリーブパターンを合わせるには、同一基地局内での処理で済むからである。

なお、本実施の形態では、上記のように時間軸方向のインタリーブのインタリーブパターンを所望信号と干渉信号とで異ならせることが可能であるため、各移動局に対するシンボルの時間軸方向でのインタリーブ間隔を異ならせることが可能である。例えば、移動速度が速い移動局に対する時間軸上でのインタリーブ間隔を短くしてインタリーブによる遅延を少なくするとともに、移動速度が遅い移動局に対する時間軸上でのインタリーブ間隔を長くして受信特性を向上させることができる。

（実施の形態３）
実施の形態１に係る移動局２００では、ＲＦ（レピティション・ファクター）が大きくなるに従いＭＭＳＥ処理における行列演算の処理量が大きくなる。そこで、本実施の形態では、ＭＭＳＥ処理を分割して行うようにする。

本実施の形態に係る移動局４００の構成を図１１に示す。なお、図１１において、実施の形態１に係る移動局２００（図６）と同一の構成には同一符号を付し、説明を省略する。また、図１１において、干渉除去部４０３−１〜４０３−３の内部構成は、図６における干渉除去部２１３の内部構成と同一である。

選択部４０１は、図７において、フレーム先頭のＯＦＤＭシンボルの場合は、サブキャリア＃１〜＃８にマッピングされたパイロットシンボルをチャネル推定部４０２に出力する。また、選択部４０１は、基地局１００でのＯＦＤＭシンボル生成時のマッピングパターンに従って複数の同一シンボルを選択し、干渉除去部４０３−１および４０３−２に出力する。

例えば、図７におけるシンボルＳ１に着目すると、選択部４０１は、サブキャリア＃１、＃３にマッピングされた２つのシンボルＳ１を干渉除去部４０３−１に出力し、サブキャリア＃２、＃４にマッピングされた２つのシンボルＳ１を干渉除去部４０３−２に出力する。

ここで、サブキャリア＃１、＃３を組合せ、サブキャリア＃２、＃４を組み合わせたのは、なるべくサブキャリア間の相関が小さいものを組み合わせることで、干渉除去部４０３−１および４０３−２においてＲ行列の逆行列を確実に生成することができるようにするためである。

チャネル推定部４０２は、サブキャリア＃１、＃３のチャネル推定値より生成したＰベクトルを干渉除去部４０３−１に出力し、サブキャリア＃２、＃４のチャネル推定値より生成したＰベクトルを干渉除去部４０３−２に出力する。

よって、干渉除去部４０３−１および４０３−２ではそれぞれ、２行２列のＲ行列の逆行列と２行１列のＰベクトルと用いてＭＭＳＥ処理が行われ、合成信号が干渉除去部４０３−３に出力される。つまり、まず第１段階のＭＭＳＥ処理として、干渉除去部４０３−１および４０３−２において、ＲＦ／２に相当する分のＭＭＳＥ処理が行われる。

また、干渉除去部４０３−１は、サブキャリア＃１、＃３のチャネル推定値に、ＭＭＳＥ処理で求めたウェイトＷ_１、Ｗ_３をそれぞれ乗算した後、加算したもの（合成チャネル推定値）を干渉除去部４０３−３に出力し、干渉除去部４０３−２は、サブキャリア＃２、＃４のチャネル推定値に、ＭＭＳＥ処理で求めたウェイトＷ_２、Ｗ_４をそれぞれ乗算した後、加算したもの（合成チャネル推定値）を干渉除去部４０３−３に出力する。

そして、第２段階のＭＭＳＥ処理として、干渉除去部４０３−３は、残りのＲＦ／２に相当する分のＭＭＳＥ処理を行う。すなわち、干渉除去部４０３−３は、２つの合成信号から生成される２行２列のＲ行列の逆行列と、２つの合成チャネル推定値から生成される２行１列のＰベクトルと用いてＭＭＳＥ処理を行い、合成信号を復調部２１１に出力する。干渉除去部４０３−３から出力される合成信号は、図６の干渉除去部２１３から出力される合成信号と同様、干渉信号が除去された信号となる。

このように、本実施の形態では、実施の形態１におけるＭＭＳＥ処理を２段階に分けて行うため、ＭＭＳＥ処理における行列演算の処理量を減少させることができる。特に、本実施の形態では、Ｒ行列を２行２列、Ｐベクトルを２行１列としたため、演算量の削減効果が大きい。

なお、ＲＦ（レピティション・ファクター）が大きくなるに従いＭＭＳＥ処理の分割数を多くすることにより、ＲＦが大きくなった場合でも、本実施の形態と同様にしてＭＭＳＥ処理の演算量を削減することができる。

（実施の形態４）
上記各実施の形態では、所望信号のレピティション・ファクターと干渉信号のレピティション・ファクターが同じ場合について説明したが、所望信号のレピティション・ファクターと干渉信号のレピティション・ファクターが相違する場合でも、以下のようにして受信信号から干渉信号を除去することができる。

例えば、図７に示すように所望信号のレピティション・ファクターがＲＦ＝４であるのに対し、干渉信号のレピティション・ファクターが図１２に示すようにＲＦ＝２である場合、図１１に示す構成を採る移動局４００によって、以下のようにして干渉信号を除去することができる。

すなわち、選択部４０１は、図７において、フレーム先頭のＯＦＤＭシンボルの場合は、サブキャリア＃１〜＃８にマッピングされたパイロットシンボルをチャネル推定部４０２に出力する。また、選択部４０１は、所望信号のレピティション・ファクター（ＲＦ＝４）が干渉信号のレピティション・ファクター（ＲＦ＝２）以上であるので、干渉信号のレピティション・ファクター（ＲＦ＝２）に応じて複数の同一シンボルを選択し、干渉除去部４０３−１および４０３−２に出力する。

例えば、図７におけるシンボルＳ１に着目すると、選択部４０１は、図１２のシンボルＳ１'が干渉信号として存在するサブキャリア、すなわち、サブキャリア＃１，＃２にマッピングされた２つのシンボルＳ１を干渉除去部４０３−１に出力し、図１２のシンボルＳ２'が干渉信号として存在するサブキャリア、すなわち、サブキャリア＃３，＃４にマッピングされた２つのシンボルＳ１を干渉除去部４０３−２に出力する。

チャネル推定部４０２は、サブキャリア＃１、＃２のチャネル推定値より生成したＰベクトルを干渉除去部４０３−１に出力し、サブキャリア＃３、＃４のチャネル推定値より生成したＰベクトルを干渉除去部４０３−２に出力する。

よって、干渉除去部４０３−１および４０３−２ではそれぞれ、２行２列のＲ行列の逆行列と２行１列のＰベクトルと用いてＭＭＳＥ処理が行われ、合成信号が干渉除去部４０３−３に出力される。

また、干渉除去部４０３−１は、サブキャリア＃１、＃２のチャネル推定値に、ＭＭＳＥ処理で求めたウェイトＷ_１、Ｗ_２をそれぞれ乗算した後、加算したもの（合成チャネル推定値）を干渉除去部４０３−３に出力し、干渉除去部４０３−２は、サブキャリア＃３、＃４のチャネル推定値に、ＭＭＳＥ処理で求めたウェイトＷ_３、Ｗ_４をそれぞれ乗算した後、加算したもの（合成チャネル推定値）を干渉除去部４０３−３に出力する。

そして、干渉除去部４０３−３は、２つの合成信号から生成される２行２列のＲ行列の逆行列と、２つの合成チャネル推定値から生成される２行１列のＰベクトルと用いてＭＭＳＥ処理を行い、合成信号を復調部２１１に出力する。

所望信号のレピティション・ファクターが干渉信号のレピティション・ファクター以上である場合は、このようにして受信信号から干渉信号を除去することができる。

さらに、干渉信号のレピティション・ファクター（ＲＦ）が複数ある場合、例えば、図１３に示すように、サブキャリア＃１〜＃４ではＲＦ＝２、サブキャリア＃５〜＃８ではＲＦ＝４である場合でも、上記同様にして受信信号から干渉信号を除去することができる。この場合、干渉信号源の基地局では、複数の移動局毎にレピティション・ファクターを異ならせ、ＲＦ＝２の移動局とＲＦ＝４の移動局とをサブキャリア＃１〜＃８に周波数多重することができる。なお、図１２に示すマッピングパターンを用いる場合でも、干渉信号源の基地局では、ＲＦ＝２の複数の移動局を最大４つまでサブキャリア＃１〜＃８に周波数多重することができる。

一方、所望信号のレピティション・ファクターが干渉信号のレピティション・ファクター以下である場合、例えば、所望信号のレピティション・ファクターが図１４に示すようにＲＦ＝２であるのに対し、干渉信号のレピティション・ファクターが図１５に示すようにＲＦ＝４である場合は、図６に示す構成を採る移動局２００によって、以下のようにして干渉信号を除去することができる。

すなわち、図６に示す構成を採る移動局２００において、所望信号のレピティション・ファクター（ＲＦ＝２）に応じてＮ＝ＲＦ＝２として、選択部２０５が、サブキャリア＃１〜＃８にマッピングされたシンボルを２個ずつ順次選択して出力することにより、実施の形態１と同様にして受信信号から干渉信号を除去することができる。

また、上記のようにして移動局において干渉信号を除去できるようにするため、所望信号源の基地局および干渉信号源の基地局のレピティション・ファクターおよびマッピングパターンを決定する。

例えば、図７に示すように所望信号のレピティション・ファクターがＲＦ＝４であるのに対し、干渉信号のレピティション・ファクターが図１２に示すようにＲＦ＝２である場合は、干渉信号のレピティション・ファクター（ＲＦ＝２）に基づき、少なくとも２つのシンボルにおいて、所望信号のマッピングパターンと干渉信号のマッピングパターンとを同一にする。また、図１６および図１７に示すように、図７および図１３のマッピングパターンをそれぞれ周波数軸上においてインタリーブした場合でも、少なくとも２つのシンボルにおいて、所望信号のマッピングパターンと干渉信号のマッピングパターンとを同一にする。

一方、図１４に示すように所望信号のレピティション・ファクターがＲＦ＝２であるのに対し、干渉信号のレピティション・ファクターが図１５に示すようにＲＦ＝４である場合は、所望信号のレピティション・ファクター（ＲＦ＝２）に基づき、上記同様に、少なくとも２つのシンボルにおいて、所望信号のマッピングパターンと干渉信号のマッピングパターンとを同一にする。

これらの例では、干渉信号源が１つである場合を示しているため、少なくとも２つの同一シンボルがあれば足りるが、干渉信号源がＭ個である場合は、少なくともＭ＋１個の同一シンボルが必要になる。つまり、すべての干渉信号源からの干渉信号を受信信号から除去するためには、干渉信号源の数をＭとした場合、少なくともＭ＋１個のサブキャリアにおいて複数の同一シンボルの周波数軸上でのマッピングパターンを、所望信号源の基地局と干渉信号源の基地局とで同一にするようにする。

このようして、本実施の形態では、所望信号のレピティション・ファクターと干渉信号のレピティション・ファクターが相違する場合でも、受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得ることができる。

（実施の形態５）
図１８に、本実施の形態に係る移動体通信システムの構成を示す。図１８に示すように、本実施の形態では、移動局ＭＳ_Ａが、基地局ＢＳ_Ａと通信中であり、セルＡのセル境界付近に位置する場合について説明する。また、セルＡに隣接するセルがセルＢである場合について説明する。よって、図１８では、移動局ＭＳ_Ａにとって、基地局ＢＳ_Ａが所望信号源となり、基地局ＢＳ_Ｂが干渉信号源となる。すなわち、基地局ＢＳ_ＡからセルＡに位置する移動局ＭＳ_Ａへ送信される信号が移動局ＭＳ_Ａに対する所望信号となり、基地局ＢＳ_ＢからセルＢに位置する移動局ＭＳ_Ｂへ送信される信号が、移動局ＭＳ_Ｂに対する所望信号および移動局ＭＳ_Ａに対する干渉信号となる。また、本実施の形態では、基地局ＢＳ_Ｂ（干渉信号源）および移動局ＭＳ_Ｂは複数のアンテナ（図１８では２本）を備え、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output)通信を行っている。このような移動体通信システムにおいても、移動局ＭＳ_Ａでは上記同様にして干渉信号を除去することができる。

例えば、所望信号源の基地局ＢＳ_Ａでのマッピングパターンを図７とした場合、干渉信号源の基地局ＢＳ_Ｂでは、一方のアンテナにおけるマッピングパターンを図１５に示すようにし、他方のアンテナにおけるマッピングパターンを図１９に示すようにする。このように所望信号のマッピングパターンと、２本のアンテナから送信される干渉信号のマッピングパターンとを周波数軸方向で同一にすることにより、干渉信号源の基地局ＢＳ_ＢがＭＩＭＯ通信を行っている場合でも、移動局ＭＳ_Ａでは、上記同様にして受信信号から干渉信号を除去することができる。レピティション・ファクターがＬの場合は、Ｌ−１個の干渉信号を除去することができるため、移動局ＭＳ_Ａでは、基地局ＢＳ_Ｂが最大Ｌ−１本のアンテナを用いてＭＩＭＯ通信を行っている場合にすべての干渉信号を除去することができる。

なお、本実施の形態においては、所望信号がＭＩＭＯ送信されず、干渉信号がＭＩＭＯ送信される場合を一例として示したが、所望信号がＭＩＭＯ送信され、干渉信号がＭＩＭＯ送信されない場合や、所望信号および干渉信号の双方がＭＩＭＯ送信される場合も、上記同様にして干渉信号を除去することができる。

このように、本実施の形態によれば、基地局が複数のアンテナを備えＭＩＭＯ送信する場合でも、移動局において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得ることができる。

（実施の形態６）
本実施の形態に係る基地局５００の構成を図２０に示す。基地局５００は、実施の形態２に係る基地局３００（図８）の構成に、さらにスクランブリング部５０１を備える。

スクランブリング部５０１は、インタリーブ後のシンボルに対して、ＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spreading Factor）符号、ＧＯＬＤ符号、ＰＮ符号、または、回転符号のいずれかを複素乗算して、各シンボルに対してスクランブリング処理を施す。例えば、スクランブリング処理に用いるこれらの符号を、チャネル毎、移動局毎等に異ならせて用いてもよい。

このようなスクランブリング処理を施すことにより、基地局５００からの送信信号を干渉信号と受信する移動局に対して与える干渉の影響を少なくすることができる。よって、基地局５００からの送信信号を干渉信号として受信する移動局が上記のような干渉除去機能を有していない場合でも、スクランブリング処理により、その移動局では基地局５００からの干渉信号が白色化されるため、干渉の影響を低減することができる。

このように、本実施の形態によれば、スクランブリング処理により干渉の影響を低減することができる。

（実施の形態７）
図２１に、本実施の形態に係る移動体通信システムの構成を示す。図２１に示すように、本実施の形態では、移動局ＭＳ_Ａが、基地局ＢＳ_Ａと通信中であり、セルＡのセル境界付近に位置する場合について説明する。また、セルＡに隣接するセルが、セルＢおよびセルＣである場合について説明する。よって、図２１では、移動局ＭＳ_Ａにとって、基地局ＢＳ_Ａが所望信号源となり、基地局ＢＳ_Ｂおよび基地局ＢＳ_Ｃが干渉信号源となる。すなわち、基地局ＢＳ_ＡからセルＡに位置する移動局ＭＳ_Ａへ送信される信号が移動局ＭＳ_Ａに対する所望信号となり、基地局ＢＳ_ＢからセルＢに位置する移動局へ送信される信号が移動局ＭＳ_Ａに対する干渉信号Ｂとなり、基地局ＢＳ_ＣからセルＣに位置する移動局へ送信される信号が移動局ＭＳ_Ａに対する干渉信号Ｃとなる。また、本実施の形態では、移動局ＭＳ_Ａは複数のアンテナ（図２１では２本）を備えている。このような移動体通信システムにおいても、移動局ＭＳ_Ａは複数の干渉信号（干渉信号Ｂおよび干渉信号Ｃ）を除去することができる。

例えば、所望信号源の基地局ＢＳ_Ａでのマッピングパターンを図７とした場合、干渉信号源の基地局ＢＳ_Ｂではマッピングパターンを図１５に示すようにして、基地局ＢＳ_Ｂでのマッピングパターンを基地局ＢＳ_Ａでのマッピングパターンに合わせる。ここで、本実施の形態では、もう一つの干渉信号源である基地局ＢＳ_Ｃでのマッピングパターンを、基地局ＢＳ_Ａでのマッピングパターンに合わせる必要はない。

このように、マッピングパターンを所望信号に合わせた干渉信号（干渉信号Ｂ）とマッピングパターンを所望信号に合わせていない干渉信号（干渉信号Ｃ）とが混在する場合でも、移動局ＢＳ_Ａが複数のアンテナを備えることにより、移動局ＢＳ_Ａでは、以下のようにして、受信信号から干渉信号Ｂおよび干渉信号Ｃの双方を除去することができる。

本実施の形態に係る移動局６００の構成を図２２に示す。なお、図２２において、実施の形態１に係る移動局２００（図６）と同一の構成には同一符号を付し、説明を省略する。また、図１１におけるアンテナ２０１−１、２０１−２、受信ＲＦ部２０２−１、２０２−２、ＧＩ除去部２０３−１、２０３−２、ＦＦＴ部２０４−１、２０４−２はそれぞれ、図６におけるアンテナ２０１、受信ＲＦ部２０２、ＧＩ除去部２０３、ＦＦＴ部２０４と同一のものである。

移動局６００は、干渉除去処理を二段階に分けて実施する。すなわち、第一段階として、干渉除去部６０１−１〜６０１−Ｋが、マッピングパターンを所望信号に合わせていない干渉信号（干渉信号Ｃ）を空間軸上で分離し、第二段階として、干渉除去部２１３が、マッピングパターンを所望信号に合わせた干渉信号（干渉信号Ｂ）を周波数軸上で分離する。

干渉除去部６０１−１〜６０１−Ｋは、ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリア＃１〜＃Ｋにそれぞれ対応して備えられ、サブキャリア毎にアンテナ２０１−１で受信された信号およびアンテナ２０１−２で受信された信号の双方が入力される。そして、干渉除去部６０１−１〜６０１−Ｋは、それらの信号を用いて空間軸上でＭＭＳＥ処理を行うことにより、受信信号から干渉信号Ｃを除去する。干渉除去部６０１−１〜６０１−Ｋでは、受信信号から干渉信号Ｃを除去するにあたり、所望信号と干渉信号Ｂとを合わせた信号（以下「疑似所望信号」という）をＭＭＳＥ処理における所望信号とみなして、ＭＭＳＥ処理を行う。このＭＭＳＥ処理により、受信信号からまず干渉信号Ｃのみが分離される。

図２３に、干渉除去部６０１−１〜６０１−Ｋの構成を示す。

ＦＦＴ部２０４−１、２０４−２からの信号は、サブキャリア＃１〜＃Ｋ毎に干渉除去部６０１−１〜６０１−Ｋに入力される。

干渉除去部６０１−１〜６０１−Ｋでは、チャネル推定部６０１１が、アンテナ毎に所望信号のチャネル推定値を算出して、合成部６０１３に出力する。

また、チャネル推定部６０１２が、アンテナ毎に干渉信号Ｂのチャネル推定値を算出して、合成部６０１３に出力する。

合成部６０１３は、アンテナ毎に所望信号のチャネル推定値と干渉信号Ｂのチャネル推定値とを合成して、ＭＭＳＥ処理部６０１４に出力する。

この合成処理により、ＭＭＳＥ処理部６０１４は、疑似所望信号をＭＭＳＥにおける所望信号とみなして空間軸上でのＭＭＳＥ処理を行うことができる。そして、このＭＭＳＥ処理により、受信信号（所望信号、干渉信号Ｂおよび干渉信号Ｃが混在した信号）から疑似所望信号を取り出すことができる。すなわち、受信信号から干渉信号Ｃを除去することができる。干渉除去部６０１−１〜６０１−Ｋの各々のＭＭＳＥ処理部６０１４にて得られた疑似所望信号は、選択部２０５に出力される。

その後、干渉除去部２１３では、実施の形態１と同様にして、疑似所望信号から干渉信号Ｂを除去して、所望信号のみを取り出す。レピティション・ファクター（ＲＦ）がＬの場合はＬ−１個の干渉信号を除去することができるため、移動局ＭＳ_Ａでは、ＲＦ＝４の各シンボルＳ１〜Ｓ１６において、ＲＦ−１個（３個）の干渉信号源からの干渉信号をすべて除去することができる。

なお、本実施の形態においては、マッピングパターンを所望信号に合わせた干渉信号源の数をＭ１、マッピングパターンを所望信号に合わせていない干渉信号源の数をＭ２、移動局の受信アンテナの数をＮ、マッピングパターンを所望信号に合わせた干渉信号のレピティション・ファクターをＬとすれば、Ｍ１＜ＮおよびＭ２＜Ｌの関係が成り立つ場合にすべての干渉信号を確実に除去することができる。

また、空間軸と周波数軸とで二段階に分けて実施した干渉除去処理をひとつにまとめて実施することも可能であるが、本実施の形態のように、マッピングパターンを所望信号に合わせていない干渉信号（干渉信号Ｃ）の除去を、マッピングパターンを所望信号に合わせた干渉信号（干渉信号Ｂ）の除去に先立って行うことにより、干渉除去に必要なアンテナ数および演算量を削減することができる。これは、以下の理由による。

すなわち、上記のように、所望信号と干渉信号Ｂとの間でマッピングパターンを合わせておけば、受信信号から干渉信号Ｃを空間軸上で除去する際に、干渉信号Ｂは、干渉信号としてではなく、疑似所望信号として取り出される。このように、マッピングパターンを所望信号に合わせた干渉信号Ｂを疑似所望信号として取り出すことにより、空間軸上において除去すべき干渉信号の数を減らすことができるため、干渉除去に必要なアンテナ数を削減することができるとともに、干渉除去に必要な逆行列演算量を削減することができる。

例えば、上記においてＭ１＝３、Ｍ２＝１、Ｎ＝２、Ｌ＝４とした場合、空間軸上での干渉除去を周波数軸上での干渉除去に先立って行うことにより、マッピングパターンを所望信号源に合わせていない１つの干渉信号源からの干渉信号を２本のアンテナを用いて確実に除去した後に、マッピングパターンを所望信号源に合わせた３つの干渉信号源からの干渉信号を４つの同一シンボルを用いて除去することができる。

つまり、干渉除去処理を一度にまとめて実施する場合には８×８の逆行列演算が必要なのに対して、本実施の形態のように干渉除去処理を二段階に分けて行えば、空間軸上での２×２の逆行列演算、および、周波数軸上での４×４の逆行列演算で済む。逆行列演算は、そのサイズに応じて演算量が指数関数的に増大するので、本実施の形態のように二段階に分けて干渉除去処理を行うことで演算量を大きく削減することができる。

このように、本実施の形態によれば、マッピングパターンを所望信号に合わせた干渉信号とマッピングパターンを所望信号に合わせていない干渉信号とが混在する場合でも、移動局において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得ることができる。

（実施の形態８）
実施の形態１では、周波数軸上でのマッピングパターンを、所望信号源の基地局と干渉信号源の基地局とで同一にする場合について説明したが、本実施の形態では、時間軸上でのマッピングパターンを、所望信号源の基地局と干渉信号源の基地局とで同一にする場合について説明する。

実施の形態１では、一般的に時間軸方向のチャネル変動が周波数軸方向のチャネル変動に比べて小さいことを勘案し、レピティションされた複数の同一シンボルを周波数軸方向にマッピングした（図７）。

しかしながら、移動局が非常に高速で移動し、かつ、マルチパスがほとんど存在しない環境においては、時間軸方向のチャネル変動が周波数軸方向のチャネル変動に比べて大きくなる場合もあり得る。このような場合には、レピティションされた複数の同一シンボルを時間軸方向にマッピングすることが有効である。

そこで、本実施の形態では、所望信号源の基地局は、図２４に示すマッピングパターンを採る。また、干渉信号源の基地局は、実施の形態１同様、図２４のマッピングパターンに合わせたマッピングパターンを用いる。

このようなマッピングパターンを採る基地局から送信された信号を受信する移動局は、図２５に示す構成を採る。すなわち、本実施の形態に係る移動局８００は、実施の形態１に係る移動局２００（図６）に、さらに転置部８０１を備えて構成される。なお、図２５において、図６と同一の構成には同一符号を付し、説明を省略する。

転置部８０１は、ＦＦＴ部２０４から入力される信号の周波数軸と時間軸とを転置する。具体的には、図２４に示すマッピングパターンにおいて、転置部８０１は、データ部分に対して、周波数（サブキャリア）＃１〜＃８と時間ｔ１〜ｔ８とを転置する。その結果、マッピングパターンが変換されて図７と同一になる。このようにしてマッピングパターンを変換されたデータが選択部２０５に出力される。

ここで、さらに時間軸方向のダイバーシチ効果を高めるために、レピティションされた複数の同一シンボルを時間軸上においてインタリーブすることがある。また、周波数軸方向のダイバーシチ効果を高めるために、レピティションされた複数の同一シンボルを周波数軸上においてインタリーブすることが考えられる。

しかし、移動局８００において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得るには、レピティションされた所望信号のサブキャリアへのマッピングパターンと、レピティションされた干渉信号のサブキャリアへのマッピングパターンとが時間軸方向で同一であることが必要である。すなわち、移動局８００において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得るには、所望信号と干渉信号とが同じパターンで時間軸上に配置される必要がある。よって、所望信号源のインタリーバと干渉信号源のインタリーバは、レピティションされた同一シンボルの時間軸上でのインタリーブを同じインタリーブパターンにて行う必要がある。

そこで、各インタリーバは、図２４に示す各シンボルを図２６に示すようにインタリーブする。そして、このとき、所望信号と干渉信号とで、時間軸方向のインタリーブパターンを同一にする。これに対し、周波数軸上でのインタリーブを行う場合には、各インタリーバは、シンボル毎のインタリーブを行わず、サブキャリア毎（行毎）のインタリーブを行う。このようにすることで、レピティションされた所望信号のサブキャリアへのマッピングパターンと、レピティションされた干渉信号のサブキャリアへのマッピングパターンとを時間軸方向で同一にすることができるので、受信信号から干渉信号を確実に除去することができる。

ここで、所望信号と干渉信号とで、周波数軸方向でのインタリーブのインタリーブパターンを異ならせることは可能である。

また、所望信号と干渉信号とで、周波数軸方向および時間軸方向の双方でインタリーブパターンを同じにすることも可能である。この場合、所望信号源の基地局と干渉信号源の基地局とで、インタリーブ後のマッピングパターンが同一となる。

このように、本実施の形態によれば、レピティションされた複数の同一シンボルを時間軸方向にマッピングする場合でも、受信信号から干渉信号を除去することができる。

なお、上記各実施の形態では、干渉除去アルゴリズムとしてＭＭＳＥを用いたが、干渉除去アルゴリズムはＭＭＳＥに限定されず、ＡＡＡ技術に使用される干渉除去アルゴリズムであればいかなるアルゴリズムでも使用可能である。例えば、ヌルステアリング、ビームフォーミング、ＬＭＳ、ＲＬＳ、ＣＭＡ等を使用可能である。

さらに、ＭＩＭＯ通信で使用されるストリーム分離アルゴリズムを使用することも可能である。ＭＩＭＯ通信で使用されるストリーム分離アルゴリズムを使用すると、さらに以下の効果を得ることができる。

すなわち、移動体通信システムではデータレートの高速化に対応するためにＭＩＭＯ受信を行うことが必須となりつつあるため、干渉除去アルゴリズムとしてストリーム分離アルゴリズムを使用すれば、そのストリーム分離アルゴリズムをＭＩＭＯ受信処理だけでなく干渉除去処理にも使用することができるため、受信機の回路構成を簡単にすることができる。また、干渉除去アルゴリズムとしてストリーム分離アルゴリズムを使用することで、ＭＭＳＥを用いる際に必要であった相互相関行列の演算が不要となるため、受信信号のシンボル数が少ない場合でも干渉信号を確実に除去することができる。さらに、基地局−移動局間の伝搬環境や、基地局−移動局間の距離に応じて、ＭＩＭＯ受信処理と干渉除去処理とを適応的に切り替えることができる。例えば、移動局が基地局の比較的近くに位置し低速で移動しているときは、ストリーム分離アルゴリズムを用いてＭＩＭＯ受信処理を行って伝送レートを向上させ、移動局がセルエッジやセクタエッジに位置するときは、ストリーム分離アルゴリズムを用いて本発明の干渉除去処理を行ってＳＩＮＲを向上させることができる。

なお、ＭＩＭＯ受信処理ではストリーム毎およびアンテナ毎のチャネル推定値を用いてストリーム分離ウェイトを算出するが、ストリーム分離アルゴリズムを用いて干渉除去処理を行う場合は、送信局毎およびサブキャリア毎のチャネル推定値を用いてストリーム分離ウェイトを算出すればよい。

また、上記各実施の形態では、受信局である移動局が１本または２本のアンテナを備える場合について説明したが、本発明は３本以上のアンテナを備える無線受信装置と組み合わせて使用することも可能である。例えば、無線受信装置のアンテナ数をＮとし、レピティション・ファクターをＬとすれば、本発明を適用することにより、Ｎ×Ｌ−１の干渉信号を除去することができる。換言すれば、本発明にて、所望信号源の数と干渉信号源の数の和が最大Ｎ×Ｌの無線通信システムに対応することができる。

また、上記各実施の形態では、基地局を送信局（無線送信装置）、移動局を受信局（無線受信装置）として説明したが、本発明は、移動局が送信局（無線送信装置）で、基地局が受信局（無線受信装置）である場合も、上記同様にして実施することができる。例えば、基地局が、所望信号源の移動局から所望信号を受信すると同時に、干渉信号源の移動局から干渉信号を受信する場合に、上記同様にして、受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得ることができる。つまり、本発明は、上り回線に対しても、下り回線同様に適用することができる。

また、基地局はNode B、移動局はUE、サブキャリアはトーンと称されることがある。

また、上記各実施の形態では１つの基地局がカバーする通信エリアを「セル」と称し、このセルが角度方向に複数に分割されたエリアを「セクタ」と称して説明したが、１つの基地局がカバーする通信エリアを「セルサイト」と称し、このセルサイトが角度方向に複数に分割されたエリアを「セル」と称する通信システムもある。本発明はこのような通信システムにも適用することができる。

また、上記各実施の形態ではサブキャリア単位でシンボルをマッピングする場合について説明したが、複数のサブキャリアをまとめてサブブロックまたはリソースブロックと称する通信システムにおいても、シンボルマッピングの単位をサブブロック単位またはリソースブロック単位とすることより、本発明を上記同様に実施することができる。

また、上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。

ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

本明細書は、２００４年１２月２８日出願の特願２００４−３８１７９６、２００５年６月２８日出願の特願２００５−１８８４２４、および、２００５年７月２５日出願の特願２００５−２１３９３０に基づくものである。これらの内容はすべてここに含めておく。

本発明は、移動体通信システムにおいて使用される基地局や移動局等に好適である。

Claims (8)

1. 複数のサブキャリアを用いて、ＯＦＤＭシンボルを受信装置へ送信する送信装置であって、
   ビットを変調してシンボルを生成する変調部と、
   生成された前記シンボルを複製して、複数の同一シンボルを生成するレピティション部と、
   周波数軸方向および時間軸方向の少なくとも一方において、前記複数の同一シンボルを前記複数のサブキャリアのそれぞれに配置して、ＯＦＤＭシンボルを生成するマッピング部と、
   生成された前記ＯＦＤＭシンボルを送信する送信部と、を具備し、
   前記複数の同一シンボルが配置されたサブキャリア位置は、隣接するセルまたはセクタにおける他の送信装置と自装置との間で同一である、
   送信装置。
2. 前記他の送信装置と自装置との間でレピティションファクタが異なる場合、前記複数の同一シンボルのうちの少なくとも２つのシンボルは、前記他の送信装置と自装置との間で同一のサブキャリア位置に配置される、
   請求項１記載の送信装置。
3. 前記他の送信装置と自装置との間でレピティションファクタが同じ場合、前記複数の同一シンボルは、１つのＯＦＤＭ内にある、前記他の送信装置と自装置との間で同一のサブキャリア位置に配置される、
   請求項１記載の送信装置。
4. 複数のアンテナを備え、
   前記複数のアンテナからそれぞれ送信される前記複数の同一シンボルが配置されたサブキャリア位置は、前記他の送信装置と自装置との間で同一である、
   請求項１記載の送信装置。
5. 前記複数の同一シンボルは、
   前記周波数軸方向において、前記他の送信装置と自装置との間で同一のサブキャリア位置に同一シンボル単位で配置され、
   前記時間軸方向において、ＯＦＤＭシンボル単位で配置される、
   請求項１記載の送信装置。
6. 前記複数の同一シンボルは、
   前記時間軸方向において、前記他の送信装置と自装置との間で同一のサブキャリア位置に同一シンボル単位で配置され、
   前記周波数軸方向において、サブキャリア単位で配置される、
   請求項１記載の送信装置。
7. レピティションファクタは、隣接するセルまたはセクタの数に基づいて設定される、
   請求項１記載の送信装置。
8. 複数のサブキャリアを用いて、ＯＦＤＭシンボルを受信装置へ送信する送信方法であって、
   ビットを変調してシンボルを生成する変調ステップと、
   生成された前記シンボルを複製して、複数の同一シンボルを生成するレピティションステップと、
   周波数軸方向および時間軸方向の少なくとも一方において、前記複数の同一シンボルを前記複数のサブキャリアのそれぞれに配置して、ＯＦＤＭシンボルを生成するマッピングステップと、
   生成された前記ＯＦＤＭシンボルを送信する送信ステップと、を具備し、
   前記複数の同一シンボルが配置されたサブキャリア位置は、隣接するセルまたはセクタにおける他の送信装置と自装置との間で同一である、
   送信方法。

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