CN101091341A - 无线接收装置、无线发送装置以及干扰信号消除方法 - Google Patents

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Abstract

一种无线接收装置，在多载波通信中能够高效率地消除干扰信号。在具有该无线接收装置的移动台(200)中，选择单元(205)基于在基站生成OFDM码元时的映射图案选择多个相同的码元；相关值计算单元(207)求相同的码元的副载波间的互相关值而生成R矩阵，并求该R矩阵的逆矩阵；MMSE处理单元(208)基于从信道估计单元(206)输入的P矢量和从相关值计算单元(207)输入的R矩阵的逆矩阵进行MMSE处理而求加权W；乘法器(209－1至209－N)对在选择单元(205)选择的码元的每一个乘以在MMSE处理单元(208)求出的加权；合成单元(210)将乘以加权后的各个码元合成。

Description

无线接收装置、无线发送装置以及干扰信号消除方法
技术领域
本发明涉及无线接收装置、无线发送装置以及干扰信号消除方法。
背景技术
近年来，在无线通信，尤其在移动通信中，除了语音以外，图像和数据等各种信息也成为传输的对象。由于今后对各种各样的内容(contents)的传输的需求会越来越高，所以可以预测到对高速传输的需要会进一步提高。然而，在移动通信中进行高速传输时，不能忽视因多路径引起的延迟波的影响，频率选择性衰落会使传输特性恶化。
作为抗频率选择性衰落的对策技术之一，OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用)等多载波通信备受瞩目。多载波通信使用传输速率被抑制到不会发生频率选择性衰落的程度的多个载波(副载波)来传输数据，该技术由此在结果上进行高速传输。特别是，由于OFDM方式因数据所配置的多个副载波互相正交，因此即使在多载波通信中其频率利用效率也很高，而且能通过比较简单的硬件结构来实现，因此尤其备受瞩目而被进行各种各样的探讨。
另一方面，在移动通信中，还对自适应阵列天线(以下简称为“AAA”)技术进行了探讨，该AAA技术为通过将多根天线所接收的信号分别乘以加权系数(加权)，来自适应地控制接收方向性的技术。在该AAA技术中，通过MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方差)自适应地控制加权，由此能够从接收信号中消除干扰信号。
而且，例如在专利文献1中记述的一种技术，其在组合了OFDM方式和AAA技术的接收装置中，迅速且高精确度地进行最优加权的估计。
专利文献1：日本专利申请特开2003-218759号公报
发明内容
发明要解决的问题
根据AAA技术，在其原理上能够消除天线数目-1的数目的干扰信号。换言之，在将干扰信号源的数目设为N时，专利文献1所述的接收装置需要具有N+1根天线。而且，从各个干扰信号源发送的信号在多路径环境下被接收装置接收时，将各个干扰信号源的多路径的数目设为M的话，专利文献1所述的接收装置则需要具有N×M+1根的多个天线。
如上所述，由于专利文献1所述的接收装置为了消除干扰信号需要具有许多天线，所以在近年来对小型化的要求日益增长的无线通信移动台装置(以下简称为“移动台”)中，实际上难以配置专利文献1所述的接收装置。
本发明的目的在于提供无线接收装置、无线发送装置以及干扰信号消除方法，能够在多载波通信中高效率地消除干扰信号。
解决问题的方案
本发明的无线接收装置采用的结构包括：接收单元，接收包含了多个副载波的多载波信号，所述副载波上映射有多个相同的码元；以及干扰消除单元，使用所述多个相同的码元，从所述多载波信号中消除干扰信号。
发明效果
根据本发明，能够在多载波通信中高效率地消除干扰信号。
附图说明
图1是OFDM码元的概念图；
图2A是副载波#1的码元的概念图；
图2B是副载波#2的码元的概念图；
图2C是副载波#3的码元的概念图；
图2D是副载波#4的码元的概念图；
图3是表示AAA技术的动作原理的图；
图4是表示本发明的动作原理的图；
图5是表示本发明实施例1的基站的结构的方框图；
图6是表示本发明实施例1的移动台的结构的方框图；
图7是表示本发明实施例1的映射图案的图；
图8是表示本发明实施例2的基站的结构的方框图；
图9是表示本发明实施例2的映射图案的图；
图10是表示本发明实施例2的映射图案的图；
图11是表示本发明实施例3的移动台的结构的方框图；
图12是表示本发明实施例4的映射图案的图；
图13是表示本发明实施例4的映射图案的图；
图14是表示本发明实施例4的映射图案的图；
图15是表示本发明实施例4的映射图案的图；
图16是表示本发明实施例4的映射图案的图；
图17是表示本发明实施例4的映射图案的图；
图18是表示本发明实施例5的移动通信系统的结构图；
图19是表示本发明实施例5的映射图案的图；
图20是表示本发明实施例6的基站的结构的方框图；
图21是表示本发明实施例7的移动通信系统的结构图；
图22是表示本发明实施例7的移动台的结构的方框图；
图23是表示本发明实施例7的干扰消除单元的结构的方框图；
图24是表示本发明实施例8的映射图案的图；
图25是表示本发明实施例8的移动台的结构的方框图；以及
图26是表示本发明实施例8的映射图案的图。
具体实施方式
首先，说明本发明的动作原理。另外，虽然在以下的说明中以OFDM方式为多载波通信方式的一例进行说明，但是本发明并不限于OFDM方式。
由于作为多载波信号的OFDM码元的符号率非常小，所以在多路径环境中被接收的OFDM码元具有如下特征，即，不管多路径的数目如何，作为将多个路径的信号合成后的一个信号而被接收。因此，在OFDM方式中期望信号和干扰信号分别经由多路径被移动台接收时，如图1所示，在移动台，接收到无论是期望信号还是干扰信号，都作为合成多个路径的信号后的信号。
因此，对于OFDM码元的各个副载波#1至#4的每一个，在干扰信号源为N个的情况下，不管多路径的数目如何，可以认为接收到将一个期望信号和N个干扰信号合成后的信号。换言之，在干扰信号源为N个的情况下，不管多路径的数目如何，对每个副载波而言可以认为：存在一个具有单路径的瑞利衰落(Rayleigh fading)的期望信号和N个具有单路径的瑞利衰落的干扰信号。在图2A至D示出了上述情况。如这些图所示，在各个副载波#1至#4，接收到在期望信号上被附加了干扰信号的码元。因此，在OFDM中，在干扰信号源为N个的情况下，不管多路径的数目如何，只要在每个副载波从接收信号中消除N个干扰信号，就能够得到期望信号。
如上所述，作为OFDM接收信号的特征可以举出，即使在单载波传输中会接收受到频率选择性衰落影响的信号的多路径环境下，对每个副载波而言，OFDM接收信号成为受到瑞利衰落影响的信号。
另一方面，作为AAA技术的特征，可以举出，为了消除N个干扰信号而需要N+1根天线，用于接收将一个期望信号和N个干扰信号合成后的信号。此时，在通过N+1根天线接收到的信号中，分别包含期望信号和干扰信号。然后，将各根天线所接收到的信号乘以通过MMSE处理求出的加权，并对乘以加权后的信号进行合成，由此能够从接收信号中消除N个干扰信号，得到一个期望信号。
着眼于上述的OFDM接收信号的特征和AAA技术的特征，如果将如图1所示的各个副载波#1至#4视为AAA技术中的各根天线，对构成OFDM码元的各个副载波#1至#4的4个副载波，作为期望信号映射相同的码元，并对各个副载波#1至#4进行与AAA技术同样的MMSE处理，则即使在OFDM方式的无线通信中存在许多多路径的情况下，移动台能也够消除从3个干扰信号源发送的所有干扰信号。另外，移动台不需要具有多根天线，不管多路径的数目如何，只要具有一根天线就能够消除从3个干扰信号源发送的所有干扰信号。总之，在OFDM通信中，为了从接收信号中消除从N个干扰信号源发送的干扰信号，即使存在许多多路径时，移动台具有一根天线就足够，而且存在用于作为期望信号映射相同的码元的N+1个副载波就足够。
这样，在本发明中，将映射相同的码元的多个副载波视为AAA技术中的多根天线，并对这多个相同的码元在频域上进行MMSE处理，由此消除包含在OFDM码元中的干扰信号。
更具体而言，可以说明如下：
在AAA技术的情况下，设期望信号为D、干扰信号为U、期望信号在天线n的传播路径的信道估计值为hDn、干扰信号在天线n的传播路径的信道估计值为hUn时，由式(1)表示在天线n中的接收信号Rn。
Rn＝D·hDn+U·hUn    …(1)
然后，基于式(2)，将天线n所接收的信号乘以通过MMSE处理求出的天线n的加权Wn并进行合成，由此能够从接收信号Rn中消除干扰信号U，得到期望信号D。另外，在式(2)中，P为由信道估计值hDn和信道估计值hUn生成的P矢量。
Wn＝R-1·P  …(2)
因此，例如，如图3所示，在干扰信号源为一个且接收机端具有两根天线的情况下，根据AAA技术，由式(3)提供各根天线的接收信号。
r 1 r 2 = h d 1 h u 1 h d 2 h u 2 d u · · · ( 3 )
另一方面，在本发明中，设期望信号为D、干扰信号为U、期望信号在副载波m的传播路径的信道估计值为hDm、干扰信号在副载波m的传播路径的信道估计值为hUm时，由式(4)表示在副载波m的接收信号Qm。
Qm＝D·hDm+U·hUm  …(4)
然后，基于式(5)将在副载波m接收的信号乘以通过MMSE处理求出的副载波m的加权Wm并进行合成，由此能够从接收信号Qm中消除干扰信号U，得到期望信号D。另外，在式(5)中，P为由信道估计值hDm和信道估计值hUm生成的P矢量。
Wm＝Q-1·P  …(5)
因此，例如，如图4所示，在干扰信号源为一个且接收机端通过一根天线接收由两个副载波形成的OFDM码元的情况下，由式(6)提供各个副载波的接收信号。
q 1 q 2 = h d 1 h u 1 h d 2 h u 2 d u · · · ( 6 )
这里，对式(1)至(3)与式(4)至(6)进行比较，可知只有天线号码n变为副载波号码m，其它部分由完全相同的式子来表示。总之，这意味着将OFDM码元的多个副载波视为AAA技术中的多根天线，并对由一根天线接收到的OFDM码元的多个副载波进行与AAA技术同样的MMSE处理，由此能够从OFDM码元中消除干扰信号。
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。
(实施例1)
图5表示本实施例的无线通信基站装置(以下简称为“基站”)100的结构。另外，图6表示本实施例的移动台200的结构。
图5所示的基站100中，编码单元101将发送数据(比特串)编码，并输出到调制单元102。
调制单元102对编码后的比特串进行调制来生成码元，并输出到重复(repetition)单元103。
重复单元103对所输入的各个码元进行复制(重复)，生成多个相同的码元。例如，重复因子(repetition factor，RF)＝4时，在重复单元103对从调制单元102输入的每个码元都得到4个相同的码元。另外，这里设为S1至S16的16个码元分别以RF＝4被重复。也就是说，重复单元103对码元S1至S16都各得到4个码元。
每当从重复单元103串行地输入与K个副载波相应分量的码元时，S/P单元104都将这些码元变化成并行，并输出到IFFT单元105，所述K个副载波为构成作为多载波信号的OFDM码元的多个副载波#1至#K。
IFFT单元105对从S/P单元104输入的码元进行IFFT(Inverse FastFourier Transform，快速傅立叶逆变换)，并基于规定的映射图案(配置图案)映射(配置)到副载波#1至#K的每一个，从而生成OFDM码元。另外，IFFT单元105在帧的起始位置对导频码元(PL)进行IFFT并映射到副载波#1至#K的每一个，来生成OFDM码元。另外，这里设1个OFDM码元由副载波#1至#8的8个副载波构成。
这样生成的OFDM码元由GI附加单元106被附加保护间隔之后，在发送RF单元107被实施上变频等规定的无线处理，并从天线108被无线发送给移动台200。
这里，在RF＝4且由9个OFDM码元(即，1个由导频码元构成的OFDM码元+8个由码元S1至S16构成的OFDM码元)构成1帧的情况下，本实施例的映射图案为例如如图7所示。也就是说，码元S1、S3、S5、S7、S9、S11、S13、S15的每一个以RF＝4在频域方向被重复，并被映射到副载波#1至#4，而码元S2、S4、S6、S8、S10、S12、S14、S16的每一个以RF＝4在频域方向被重复，并被映射到副载波#5至#8。总之，相同的码元被映射到互不相同的4个副载波，并被发送给移动台200。
在图6所示的移动台200中，经由天线201接收从基站100发送的OFDM码元。此时，在接收到的OFDM码元中，除了从基站100发送的期望信号之外，还包含从干扰信号源发送的干扰信号。该干扰信号是具有与从基站100发送的OFDM码元的频率#1至#8相同频率的OFDM码元，例如是从基站100以外的其它基站发送的OFDM码元、从移动台200以外的其它移动台发送的OFDM码元等。另外，在基站100的天线108为由多根天线组成的扇区天线(sector antenna)的情况下，从与移动台200所在的扇区以外的扇区对应的天线所发送的OFDM码元也成为干扰信号。
包含这样的期望信号和干扰信号的OFDM码元由接收RF单元202被实施下变频等规定的无线处理之后，由GI除去单元203除去保护间隔，并输入到FFT单元204。
FFT单元204对从GI除去单元203输入的OFDM码元进行FFT(FastFourier Transform，快速傅立叶变换)，得到映射在副载波#1至#8的每一个上的码元。这些码元被输入到选择单元205。
在为帧的起始位置的OFDM码元的情况下，选择单元205将映射在副载波#1至#8的导频码元输出到信道估计单元206。另外，选择单元205基于在基站100生成OFDM码元时的映射图案选择多个相同的码元，并输出到相关值计算单元207和乘法器209-1至209-N。具体而言，在图7中，选择单元205在t1首先选择并输出被映射在副载波#1至#4上的4个码元S1，然后选择并输出被映射在副载波#5至#8上的4个码元S2。在t2至t4也是同样的。因此，图6中成为N＝RF＝4。另外，这4个码元中分别附加有干扰信号。总之，在选择单元205，附加有干扰信号的相同的码元被依序选择并输出。
信道估计单元206使用所输入的导频码元求出副载波#1至#8的信道估计值。然后，信道估计单元206基于信道估计值生成P矢量，并输出到MMSE处理单元208。例如，在由选择单元205选择映射在副载波#1至#4的4个码元S1的t1，信道估计单元206基于副载波#1至#4的信道估计值h1至h4生成式(7)所示的P矢量。对码元S2至S16也是同样的。另外，由于信道估计值是基于帧起始位置的导频码元来计算的，所以在一帧中对每一个副载波都使用相同的值。
P = h 1 h 2 h 3 h 4 · · · ( 7 )
相关值计算单元207计算在相同码元的副载波间的互相关值。例如，输入了映射在副载波#1至#4的4个码元S1时，相关值计算单元207在副载波#1至#4之间求这4个码元的互相关值。然后，相关值计算单元207基于互相关值生成R矩阵，求该R矩阵的逆矩阵并输出到MMSE处理单元208。例如，在由选择单元205选择被映射在副载波#1至#4上的4个码元S1的t1，相关值计算单元207基于副载波#1至#4之间的互相关值x11至x44生成式(8)所示的R矩阵。对码元S2至S16也是同样的。
R = x 11 x 21 x 31 x 41 x 12 x 22 x 32 x 42 x 13 x 23 x 33 x 43 x 14 x 24 x 34 x 44 · · · ( 8 )
MMSE处理单元208基于从信道估计单元206输入的P矢量(P)和从相关值计算单元207输入的R矩阵的逆矩阵(R-1)，进行式(9)所示的矩阵运算的MMSE处理而求加权W(W1至W4)，并输出到乘法器209-1至209-N。对码元S2至S16也是同样的。
W＝R-1·P    …(9)
另外，这样的加权生成方法在AAA技术中，作为SMI(Sample MatrixInverse，抽样矩阵取逆)法是众所周知的。
乘法器209-1至209-N将选择单元205所选择的码元的每一个乘以由MMSE处理单元208求出的加权，并输出到合成单元210。
合成单元210将乘以加权后的各个码元合成，生成合成信号。由于合成单元210所合成的各个码元为被映射在多个不同的副载波上的相同的码元，所以通过这样的副载波间的合成，能够从各个码元S1至S16消除干扰信号。由于在本发明OFDM码元中的各个副载波相当于AAA技术中的各根天线，所以在RF＝4的各个码元S1至S16，不管多路径的数目如何，能够将来自RF-1个(即，3个)的干扰信号源的干扰信号都消除掉。
另外，由相关值计算单元207、MMSE处理单元208、乘法器209-1至209-N以及合成单元210构成干扰消除单元213。
这样生成的合成信号由解调单元211进行解调之后，在解码单元212进行解码。由此得到接收数据。
如上所述，根据本实施例，将OFDM码元的多个副载波视为AAA技术中的多根天线，并对OFDM码元的多个副载波进行与AAA技术同样的MMSE处理，由此不管多路径的数目如何，也能够消除来自RF-1个干扰信号源的所有的干扰信号。因此，在移动台不需要像以往的AAA技术那样为了消除干扰信号而具有多根天线，不管多路径的数目如何，只要具有一根天线就足够，从而能够避免为了消除干扰信号而导致装置的大型化。另外，根据AAA技术，需要随着干扰信号源的数目以及多路径的数目的增加而增加接收天线的数目，但是根据本实施例，即使在干扰信号源的数目增加的情况下，也不管多路径的数目是否增加，仅使RF增加即可，因此能够高效率地消除干扰信号。
另外，本实施例特别适合于一个基站所覆盖的通信区域(小区)由具有方向性的扇区天线以角度方向被分割为多个扇区的移动通信系统。由于分别发送给分割后的多个扇区的信号为从一个基站的多根天线发送的信号，所以，不管移动台所在的位置，对于扇区间的干扰来说都有与小区间的干扰相比干扰信号电平大的倾向。因此，对于扇区间的干扰，由于即使提高期望信号电平，SIR(Signal to Interference Ratio，信干比)的改善效果也小于小区间的干扰，所以如本实施例所述，通过抑制干扰信号电平，能够提高SIR的改善效果。
(实施例2)
图8表示本实施例的无线通信基站装置300的结构。基站300在实施例1的基站100(图5)的结构中还具有交织器301。
这里，在如实施例1所述地对各个码元进行重复时，有时为了进一步提高频域方向的分集效果，对重复后的多个相同的码元在频域上进行交织。另外，还可以考虑为了提高时域方向的分集效果，对重复后的多个相同的码元在时域上进行交织。
然而，为了在实施例1所述的移动台200从接收信号中消除干扰信号而得到期望信号，重复后的期望信号对副载波的映射图案和重复后的干扰信号对副载波的映射图案需要在频域方向上为相同的映射图案。也就是说，为了使实施例1所述的移动台200从接收信号中消除干扰信号而得到期望信号，期望信号和干扰信号的需要以相同的图案被配置在频域上。总之，期望信号的相同的码元被映射到副载波#1至#4上时，干扰信号的相同的码元也需要同样地被映射到副载波#1至#4上。因此，期望信号源的交织器301和干扰信号源的交织器301需要以相同的交织图案对重复后的相同码元在频域上进行交织。
因此，交织器301对图7所示的各个码元进行交织以使其成为如图9所示。而且，此时，在期望信号和干扰信号使频域方向的交织图案成为相同的映射图案。与此相对，在时域上进行交织时，交织器301不对每个码元进行交织，而对每个OFDM码元(对每列)进行交织。通过这样处理，能够使重复后的期望信号对副载波的映射图案和重复后的干扰信号对副载波的映射图案在频域方向成为相同的映射图案，从而能够从接收信号中可靠地消除干扰信号。
这里，可以使对期望信号和干扰信号在时域方向中进行的交织的交织图案相异。
例如，相对期望信号源的映射图案(图9)，如果图示干扰信号源的映射图案则如图10所示。如该图所示，作为期望信号的码元S1被映射到副载波#1、#3、#5、#7上时，作为干扰信号的码元S7’也被映射到副载波#1、#3、#5、#7上。由此，能够使在副载波#1、#3、#5、#7中的期望信号和干扰信号的组合全部相同，从而能够防止因期望信号和干扰信号间的频域方向中的交织图案的相异而产生的、干扰消除性能的恶化。
另外，与实施例1相同地，本实施例特别适合于一个基站所覆盖的通信区域(小区)由具有方向性的扇区天线以角度方向被分割为多个扇区的移动通信系统。因为一个基站具有多个扇区时，信号从同一个基站发送到相邻的扇区，所以在该基站容易使移动台200的期望信号和干扰信号的交织图案成为相同的映射图案。也就是说，为了在相邻小区间使交织图案一致，需要在不同小区的基站间的信令(signaling)，但是为了在相邻扇区间使交织图案一致，则在同一个基站内进行处理即可。
另外，在本实施例，由于如上所述可以使对期望信号和干扰信号在时域方向中进行的交织的交织图案相异，所以可以使对各个移动台的码元的在时域方向中的交织间隔相异。例如，可以将对移动速度较快的移动台的在时域上的交织间隔设为较短，由此来降低由交织引起的延迟，同时将对移动速度较慢的移动台的在时域上的交织间隔设为较长，由此来提高接收特性。
(实施例3)
在实施例1的移动台200，MMSE处理中的矩阵运算的运算量随着RF(重复因子)的增大而变大。因此，在本实施例中分割地进行MMSE处理。
图11表示本实施例的移动台400的结构。另外，在图11中对与实施例1的移动台200(图6)相同的结构赋予相同的标号，并省略其说明。另外，在图11中，干扰消除单元403-1至403-3的内部结构与图6中的干扰消除单元213的内部结构相同。
在图7中，为帧的起始位置的OFDM码元的情况下，选择单元401将映射在副载波#1至#8的导频码元输出到信道估计单元402。另外，选择单元401基于在基站100生成OFDM码元时的映射图案选择多个相同的码元，并输出到干扰消除单元403-1和403-2。
例如，着眼于图7中的码元S1，选择单元401将映射在副载波#1和#3的两个码元S1输出到干扰消除单元403-1，并将映射在副载波#2和#4的两个码元S1输出到干扰消除单元403-2。
这里，组合了副载波#1和#3并组合了副载波#2和#4的目的在于，尽量组合副载波间的相关小的副载波，以使在干扰消除单元403-1和403-2中能够可靠地生成R矩阵的逆矩阵。
信道估计单元402将基于副载波#1和#3的信道估计值生成的P矢量输出到干扰消除单元403-1，并将基于副载波#2和#4的信道估计值生成的P矢量输出到干扰消除单元403-2。
因此，在干扰消除单元403-1和403-2，分别使用2行2列的R矩阵的逆矩阵和2行1列的P矢量来进行MMSE处理，并且合成信号输出到干扰消除单元403-3。总之，首先作为第一阶段的MMSE处理，在干扰消除单元403-1和403-2进行相当于RF/2分量的MMSE处理。
另外，干扰消除单元403-1将副载波#1和#3的信道估计值分别与通过MMSE处理求出的加权W1和W3相乘之后再相加的结果(合成信道估计值)输出到干扰消除单元403-3，而干扰消除单元403-2将副载波#2和#4的信道估计值分别与通过MMSE处理求出的加权W2和W4相乘之后再相加的结果(合成信道估计值)输出到干扰消除单元403-3。
然后，作为第二阶段的MMSE处理，干扰消除单元403-3进行相当于剩下的RF/2分量的MMSE处理。也就是说，干扰消除单元403-3使用从两个合成信号生成的2行2列的R矩阵的逆矩阵和从两个合成信道估计值生成的2行1列的P矢量进行MMSE处理，并将合成信号输出到解调单元211。与从图6的干扰消除单元213输出的合成信号同样地，从干扰消除单元403-3输出的合成信号为消除了干扰信号的信号。
如上所述，在本实施例，由于分成两个阶段地进行实施例1中的MMSE处理，所以能够减少MMSE处理中的矩阵运算的处理量。尤其是，由于在本实施例中将P矩阵设为2行2列，并将P矢量设为2行1列，因此运算量的削减效果很大。
另外，通过随着RF(重复因子)的增大而增加分割MMSE处理的数目，能够即使在RF增大时也与本实施例同样地削减MMSE处理的运算量。
(实施例4)
虽然在上述各个实施例中对期望信号的重复因子与干扰信号的重复因子相同的情形进行了说明，但是即使在期望信号的重复因子与干扰信号的重复因子相异时，也能够通过以下的处理从接收信号中消除干扰信号。
例如，在对于期望信号的重复因子如图7所示为RF＝4，而干扰信号的重复因子如图12所示为RF＝2的情况下，由采用图11所示的结构的移动台400通过进行以下的处理来消除干扰信号。
也就是说，在图7中，在为帧的起始位置的OFDM码元的情况下，选择单元401将映射在副载波#1至#8上的导频码元输出到信道估计单元402。另外，由于期望信号的重复因子(RF＝4)为干扰信号的重复因子(RF＝2)以上，选择单元401基于干扰信号的重复因子(RF＝2)选择多个相同的码元，并输出到干扰消除单元403-1和403-2。
例如，着眼于图7中的码元S1，选择单元401将映射在副载波#1和#2上的两个码元S1输出到干扰消除单元403-1，并将映射在副载波#3和#4上的两个码元S1输出到干扰消除单元403-2，所述副载波#1和#2为图12的码元S1′作为干扰信号而存在的副载波，所述副载波#3和#4为图12的码元S2′作为干扰信号而存在的副载波。
信道估计单元402将基于副载波#1和#2的信道估计值而生成的P矢量输出到干扰消除单元403-1，并将基于副载波#3和#4的信道估计值而生成的P矢量输出到干扰消除单元403-2。
由此，在干扰消除单元403-1和403-2，分别使用2行2列的R矩阵的逆矩阵和2行1列的P矢量来进行MMSE处理，并将合成信号输出到干扰消除单元403-3。
另外，干扰消除单元403-1将副载波#1和#2的信道估计值分别与通过MMSE处理求出的加权W1和W2相乘之后再相加的结果(合成信道估计值)输出到干扰消除单元403-3，而干扰消除单元403-2将副载波#3和#4的信道估计值分别与通过MMSE处理求出的加权W3和W4相乘之后再相加的结果(合成信道估计值)输出到干扰消除单元403-3。
然后，干扰消除单元403-3使用从两个合成信号生成的2行2列的R矩阵的逆矩阵和从两个合成信道估计值生成的2行1列的P矢量进行MMSE处理，并将合成信号输出到解调单元211。
在期望信号的重复因子为干扰信号的重复因子以上时，通过这样的处理能够从接收信号中消除干扰信号。
再者，在干扰信号的重复因子(RF)有多个的情况下，例如如图13所示，在副载波#1至#4中为RF＝2，而在副载波#5至#8中为RF＝4的情况下，也能够与上述同样地从接收信号中消除干扰信号。此时，在干扰信号源的基站能够使重复因子对每多个移动台相异，并将RF＝2的移动台和RF＝4的移动台频率复用于副载波#1至#8上。另外，在使用图12所示的映射图案时，干扰信号源的基站也能够将最多4个RF＝2的多个移动台频率复用在副载波#1至#8上。
另一方面，在期望信号的重复因子为干扰信号的重复因子以上时，例如，在对于期望信号的重复因子如图14所示为RF＝2，而干扰信号的重复因子如图1 5所示为RF＝4的情况下，可通过采用图6所示的结构的移动台200进行如下的处理来消除干扰信号。
也就是说，在采用图6所示的结构的移动台200中，基于期望信号的重复因子(RF＝2)设为N＝RF＝2，选择单元205将映射在副载波#1至#8的码元以每次选择两个的方式依序选择并输出，由此能够与实施例1同样地从接收信号中消除干扰信号。
另外，确定在期望信号源的基站和干扰信号源的基站的重复因子和映射图案，以使如上所述地在移动台能够消除干扰信号。
例如，在期望信号的重复因子如图7所示为RF＝4，而干扰信号的重复因子如图12所示为RF＝2的情况下，基于干扰信号的重复因子(RF＝2)，至少在两个码元使期望信号的映射图案和干扰信号的映射图案相同。另外，如图16和图17所示，即使是对图7和图13所示的映射图案分别在频域上进行交织的情况下，也至少在两个码元中使期望信号的映射图案和干扰信号的映射图案相同。
另一方面，在期望信号的重复因子如图1 4所示为RF＝2，而干扰信号的重复因子如图15所示为RF＝4的情况下，基于期望信号的重复因子(RF＝2)，与上述同样地至少在两个码元中使期望信号的映射图案和干扰信号的映射图案相同。
由于在这些例子中表示干扰信号源为一个的情形，所以至少有两个相同的码元就足够了，但是在干扰信号源为M个的情况下，则至少需要M+1个相同的码元。总之，为了从接收信号中消除来自所有干扰信号源的干扰信号，假设干扰信号源的数目设M时，需要至少在M+1个副载波使多个相同的码元在频域上的映射图案在期望信号源的基站和干扰信号源的基站成为相同。
如上所述，根据本实施例，即使在期望信号的重复因子与干扰信号的重复因子相异的情况下，也能够从接收信号中消除干扰信号而得到期望信号。
(实施例5)
图18表示本实施例的移动通信系统的结构。如图18所示，在本实施例对移动台MSA正在与基站BSA进行通信，而且位于小区A的小区边界附近的情形进行说明。另外，对小区A的相邻小区为小区B的情形进行说明。因此，在图18，对移动台MSA而言，基站BSA为期望信号源，而基站BSB则为干扰信号源。也就是说，从基站BSA发送给位于小区A的移动台MSA的信号为对于移动台MSA的期望信号，而从基站BSB发送给位于小区B的移动台MSB的信号为对于移动台MSB的期望信号且为对于移动台MSA的干扰信号。另外，在本实施例中，基站BSB(干扰信号源)和移动台MSB具有多根天线(在图18中为两根)，进行MIMO(Multi Input Multi Output，多输入多输出)通信。在这样的移动通信系统中，也能够在移动台MSA与上述同样地消除干扰信号。
例如，将期望信号源的基站BSA的映射图案设为图7的图案时，在干扰信号源的基站BSB，将一方的天线的映射图案设为如图15所示的图案，而将另一方的天线的映射图案设为如图19所示的图案。通过这样使期望信号的映射图案和从两根天线发送的干扰信号的映射图案在频域方向上相同，即使在干扰信号源的基站BSB在进行MIMO通信的情况下，也能够在移动台MSA与上述同样地从接收信号中消除干扰信号。由于重复因子为L时能够消除L-1个干扰信号，所以当基站BSB使用最多为L-1个的天线进行MIMO通信的情况下，能够在移动台MSA消除所有的干扰信号。
另外，虽然在本实施例中作为一例示出了对期望信号不进行MIMO发送，而对干扰信号进行MIMO发送的情形，但是在对期望信号进行MIMO发送，而对干扰信号不进行MIMO发送的情形，以及对期望信号和干扰信号的双方都进行MIMO发送的情形，也能够与上述同样地消除干扰信号。
如上所述，根据本实施例，即使在基站具有多根天线并进行MIMO通信的情况下，也能够在移动台中从接收信号中消除干扰信号而得到期望信号。
(实施例6)
图20表示本实施例的基站500的结构。基站500在实施例2的基站300(图8)的结构中还具有扰码单元501。
扰码单元501对交织后的码元使用OVSF(Orthogonal Variable SpreadingFactor，正交可变扩频因子)码、GOLD码、PN码和旋转码中的任意一个进行复数乘法运算，从而对每个码元进行扰码处理。例如，也可以使这些用于扰码处理的代码对每个信道、每个移动台等相异来使用。
通过进行这样的扰码处理，能够降低对移动台造成的干扰的影响，所述移动台将来自基站500的发送信号作为干扰信号接收。因此，即使将来自基站500的发送信号作为干扰信号接收的移动台未具有上述的干扰消除功能的情况下，由于还通过扰码处理，在该移动台使来自基站500的干扰信号白化，所以能够降低干扰的影响。
如上所述，根据本实施例，通过扰码处理能够降低干扰的影响。
(实施例7)
图21表示本实施例的移动通信系统的结构。如图21所示，在本实施例对移动台MSA正在与基站BSA进行通信，而且位于小区A的小区边界附近的情形进行说明。另外，对小区A的相邻小区为小区B和小区C的情形进行说明。因此，在图21，对移动台MSA而言，基站BSA为期望信号源，而基站BSB和基站BSC为干扰信号源。也就是说，从基站BSA发送给位于小区A的移动台MSA的信号为对于移动台MSA的期望信号，从基站BSB发送给位于小区B的移动台的信号为对于移动台MSA的干扰信号B，而从基站BSC发送给位于小区C的移动台的信号为对于移动台MSA的干扰信号C。另外，在本实施例中，移动台MSA具有多根天线(在图21中为两根)。在这样的移动通信系统中，移动台MSA也能够消除多个干扰信号(干扰信号B和干扰信号C)。
例如，将期望信号源的基站BSA的映射图案设为图7时，在干扰信号源的基站BSB，将映射图案设为如图15所示的图案，以使基站BSB的映射图案与基站BSA的映射图案一致。这里，在本实施例中，无须使另外一个干扰信号源的基站BSC的映射图案与基站BSA的映射图案一致。
这样，即使在使映射图案与期望信号一致的干扰信号(干扰信号B)和未使映射图案与期望信号一致的干扰信号(干扰信号C)混在一起的情况下，通过移动台MSA设置多根天线，在移动台MSA能够通过以下处理而从接收信号中消除干扰信号B和干扰信号C的双方。
图22表示本实施例的移动台600的结构。另外，在图22中对与实施例1的移动台200(图6)相同的结构赋予相同的标记，并省略其说明。另外，在图22中的天线201-1和201-2、接收RF单元202-1和202-2、GI除去单元203-1和203-2以及FFT单元204-1和204-2，分别与图6中的天线201、接收RF单元202、GI除去单元203以及FFT单元204相同。
移动台600分两个阶段进行干扰消除处理。也就是说，作为第一阶段，干扰消除单元601-1至601-K在空域上分离未使映射图案与期望信号一致的干扰信号(干扰信号C)，而作为第二阶段，干扰消除单元213在频域上分离使映射图案与期望信号一致的干扰信号(干扰信号B)。
干扰消除单元601-1至601-K分别与构成OFDM码元的多个副载波#1至#K对应地被配置，对每个副载波输入通过天线201-1接收到的信号和通过天线201-2接收到的信号的双方。然后，干扰消除单元601-1至601-K使用这些信号在空域上进行MMSE处理，由此从接收信号中消除干扰信号C。在干扰消除单元601-1至601-K，当从接收信号中消除干扰信号C时，将组合了期望信号和干扰信号B的信号(以下称为“虚拟期望信号”)视为MMSE处理中的期望信号，进行MMSE处理。通过该MMSE处理，首先从接收信号中仅分离干扰信号C。
图23表示干扰消除单元601-1至601-K的结构。
来自FFT单元204-1和204-2的信号以每个副载波#1至#K输入给干扰消除单元601-1至601-K。
在干扰消除单元601-1至601-K，信道估计单元6011对每根天线计算期望信号的信道估计值，并输出到合成单元6013。
另外，信道估计单元6012对每根天线计算干扰信号B的信道估计值，并输出到合成单元6013。
合成单元6013对每根天线合成期望信号的信道估计值和干扰信号B的信道估计值，并输出到MMSE处理单元6014。
通过该合成处理，MMSE处理单元6014能够将虚拟期望信号视为MMSE处理中的期望信号，在空域上进行MMSE处理。而且，通过该MMSE处理，从接收信号(期望信号、干扰信号B以及干扰信号C混在一起的信号)中提取虚拟期望信号。也就是说，能够从接收信号中消除干扰信号C。由干扰消除单元601-1至601-K各自的MMSE处理单元6014得到的虚拟期望信号被输出到选择单元205。
然后，干扰消除单元213与实施例1同样地从虚拟期望信号中消除干扰信号B，仅提取期望信号。由于重复因子(RF)为L时能够消除L-1个干扰信号，所以在移动台MSA能够在RF＝4的各个码元S1至S16中消除来自RF-1个(3个)干扰信号源的所有干扰信号。
另外，在本实施例中，如果使映射图案与期望信号一致的干扰信号源的数目为M1，未使映射图案与期望信号一致的干扰信号源的数目为M2，移动台的天线数目为N，且使映射图案与期望信号一致的干扰信号的重复因子为L时，则当M1＜N且M2＜L的关系成立时能够可靠地消除所有的干扰信号。
另外，虽然也可以将分成空间轴和频率轴的两个阶段进行的干扰消除处理汇总为一个而进行，但是，如本实施例这样，在消除使映射图案与期望信号一致的干扰信号(干扰信号B)之前先消除未使映射图案与期望信号一致的干扰信号(干扰信号C)，则由此能够削减干扰消除所需的天线数目和运算量。其理由为如下。
也就是说，如上所述，如果在期望信号和干扰信号B之间使映射图案一致，则在空域上从接收信号中消除干扰信号C时，干扰信号B不作为干扰信号而作为虚拟期望信号被提取。这样，由于通过作为虚拟期望信号提取使映射图案与期望信号一致的干扰信号B，能够减少应在空域上消除的干扰信号的数目，所以能够削减在干扰消除上所需的天线的数目，同时能够削减干扰消除所需的逆矩阵运算量。
例如，在上述的情形中设为M1＝3、M2＝1、N＝2、L＝4时，在频域上的干扰消除之前进行空域上的干扰消除，由此能够在使用两根天线可靠地消除来自未使映射图案与期望信号源一致的一个干扰信号源的干扰信号后，使用4个相同的码元消除来自使映射图案与期望信号源一致的3个干扰信号源的干扰信号。
总之，相对于一次汇总地进行干扰消除处理时需要8×8的逆矩阵运算，如果如本实施例中所述这样分成两个阶段进行干扰消除处理，则只进行在空域上的2×2的逆矩阵运算和频域上的4×4的逆矩阵运算即可。由于逆矩阵运算的运算量基于逆矩阵的大小以指数函数规律增大，因此，逆矩阵运算通过如本实施例这样分成两个阶段进行干扰消除处理，能够大幅度地削减运算量。
如上所述，根据本实施例，即使在使映射图案与期望信号一致的干扰信号和未使映射图案与期望信号一致的干扰信号混在一起的情况下，在移动台也能够从接收信号中消除干扰信号而得到期望信号。
(实施例8)
在实施例1中对使频域上的映射图案在期望信号源的基站和干扰信号源的基站之间相同的情形进行了说明，而在本实施例中对使时域上的映射图案在期望信号源的基站和干扰信号源的基站之间相同的情形进行说明。
在实施例1中，考虑到一般而言时域方向的信道变动小于频域方向的信道变动，而将重复后的多个相同的码元映射到频域方向(图7)。
然而，在移动台进行非常迅速的移动，而且几乎不存在多路径的环境下，有时也有可能出现时域方向的信道变动大于频域方向的信道变动的情况。这样的情况下，将重复后的多个相同的码元映射在时域方向上较为有效。
因此，在本实施例中，期望信号源的基站采用如图24所示的映射图案。另外，干扰信号源的基站与实施例1同样地采用使与图24的映射图案一致的映射图案。
对从采用这样的映射图案的基站发送的信号进行接收的移动台采用如图25所示的结构。也就是说，本实施例的移动台800的结构在实施例1的移动台200(图6)中进一步具有转置单元801。另外，在图25中对与图6相同的结构赋予相同的标号，并省略其说明。
转置单元801对从FFT单元204输入的信号，进行频率轴和时间轴的转置。具体而言，在图24所示的映射图案中，转置单元801对数据部分进行频率(副载波)#1至#8和时间t1至t8的转置。结果，映射图案被变换为与图7相同的映射图案。这样，变换了映射图案的数据被输出到选择单元205。
这里，为了进一步提高时域方向的分集效果，有时对重复后的多个相同的码元在时域上进行交织。而且，为了进一步提高频域方向的分集效果，还可以考虑对重复后的多个相同的码元在频域上进行交织。
然而，为了在移动台800从接收信号中消除干扰信号而得到期望信号，重复后的期望信号对副载波的映射图案和重复后的干扰信号对副载波的映射图案，需要在时域方向上相同。也就是说，为了在移动台800从接收信号中消除干扰信号而得到期望信号，需要期望信号和干扰信号以相同的图案被配置在时域上。因此，期望信号源的交织器和干扰信号源的交织器需要以相同的交织图案对重复后的相同的码元进行时域上的交织。
于是，各个交织器将图24所示的各个码元交织为如图26所示的图案。而且，此时在期望信号和干扰信号之间使时域方向的交织图案相同。相对于此，在进行频域上的交织时，各个交织器不进行对每个码元的交织，而进行对每个副载波(对每行)的交织。通过这样处理，能够使重复后的期望信号对副载波的映射图案和重复后的干扰信号对副载波的映射图案在时域方向上相同，从而能够从接收信号中可靠地消除干扰信号。
这里，可以使对期望信号和干扰信号在频域方向上进行交织的交织图案相异。
另外，也可以使期望信号和干扰信号在频域方向和时域方向的双方的交织图案相同。此时，在期望信号源的基站和干扰信号源的基站之间，进行交织后的映射图案成为相同。
如上所述，根据本实施例，即使在将重复后的多个相同的码元映射到时域方向时，也能够从接收信号中消除干扰信号。
另外，虽然在上述各个实施例中作为干扰消除算法采用了MMSE，但是干扰消除算法并不限于MMSE，只要是用于AAA技术的干扰消除算法，任何算法都可以使用。例如，可以使用零控(null steering)、波束形成(beamforming)、LMS、RLS以及CMA等。
还可以使用用于MIMO通信中的流分离算法。如果使用用于MIMO通信中的流分离算法，能进一步得到以下效果。
也就是说，在移动通信系统中为了对应数据速率的高速化而趋于必需进行MIMO接收，所以如果作为干扰消除算法使用流分离算法，则能够将该流分离算法不仅用于MIMO接收处理而且用于干扰消除处理，从而能够简化接收机的电路结构。另外，通过作为干扰消除算法使用流分离算法，可以免去在使用MMSE时所需的互相关矩阵的运算，所以即使在接收信号的码元数目较少的情况下，也能够可靠地消除干扰信号。再者，可以基于基站-移动台之间的传播环境以及基站-移动台之间的距离，自适应地切换MIMO接收处理和干扰消除处理。例如，在移动台位于离基站较近的位置而且以低速移动时，能使用流分离算法进行MIMO接收处理来提高传输速率，而在移动台位于小区边界和扇区边界时，可以使用流分离算法进行本发明的干扰消除处理而提高SINR。
另外，虽然在MIMO接收处理中使用每个流和每根天线的信道估计值来计算流分离加权，但是在使用流分离算法进行干扰消除处理时，使用每个发送站和每个副载波的信道估计值来计算流分离加权即可。
另外，虽然在上述各个实施例中对作为接收站的移动台具有一根或者两根天线的情形进行了说明，但是本发明也可以与具有3根以上的天线的无线接收装置组合而使用。例如，设无线接收装置的天线数目为N，设重复因子为L时，通过适用本发明，能够消除N×L-1的干扰信号。换而言之，通过本发明能够对应期望信号源的数目和干扰信号源的数目的总和最大为N×L的无线通信系统。
另外，虽然在上述各个实施例中将基站作为发送站(无线发送装置)，并将移动台作为接收站(无线接收装置)而进行了说明，但是在移动台为发送站(无线发送装置)而且基站为接收站(无线接收装置)时也可以与上述同样地实施本发明。例如，在基站从期望信号源的移动台接收期望信号，同时从干扰信号源的移动台接收干扰信号时，也与上述同样地能够从接收信号中消除干扰信号而得到期望信号。总之，即使对于上行链路，也可以与下行链路同样地适用本发明。
另外，有时基站被称为“Node B”，移动台被称为 UE”，而副载波被称为“音调(tone)”。
另外，虽然在上述各个实施例中将一个基站所覆盖的通信区域称为“小区”，并将该小区在角度方向被分割成多个的区域称为“扇区”而进行了说明，但是也有一些通信系统将一个基站所覆盖的通信区域称为“小区站点(cell site)”，并将该小区站点在角度方向被分割成多个的区域称为“小区”。本发明也可以适用于这样的通信系统。另外，虽然在上述各个实施例中对以副载波为单位映射码元的情形进行了说明，但是即使在将多个副载波汇集起来称为副块(sub block)或者资源块的通信系统中，通过使码元映射的单位成为副块单位或者资源块单位，也可以与上述同样地实施本发明。
另外，在上述各个实施例中，以硬件构成本发明的情况为例进行了说明，但也可以用软件来实现本发明。
另外，用于上述各个实施例的说明的各功能块典型的由集成电路LSI来实现。这些既可以分别实行单芯片化，也可以包含其中一部分或者是全部而实行单芯片化。
虽然这里称做LSI，但根据集成度的不同，也可以称为IC、系统LSI、超大LSI以及极大LSI。
另外，集成电路化的技术不仅限于LSI，也可以使用专用电路或通用处理器来实现。
也可以在LSI制造后利用能够编程的FPGA(Field Programmable GateArray，现场可编程门阵列)，或者可以利用将LSI内部的电路单元的连接或设定重新配置的可重配置处理器。
再者，如果随着半导体技术的进步或者其他技术的派生，出现了替换LSI集成电路的技术，当然也可以利用该技术来实现功能块的集成化。也有适用生物技术等的可能性。
本说明书基于2004年12月28日提交的日本专利申请特愿2004-381796号、2005年6月28日提交的特愿2005-188424号以及2005年7月25日提交的特愿2005-213930号。其内容全部包含于此。
工业实用性
本发明适用于在移动通信系统中使用的基站和移动台等。

Claims (11)

1、一种无线接收装置，包括：
接收单元，接收包含了多个副载波的多载波信号，所述副载波上映射有多个相同的码元；以及
干扰消除单元，使用所述多个相同的码元，从所述多载波信号中消除干扰信号。
2、如权利要求1所述的无线接收装置，其中，
所述干扰消除单元包括：
相关值计算单元，求所述多个相同的码元的互相关值，并生成由这些互相关值构成的第一矩阵；
加权计算单元，通过使用所述第一矩阵的逆矩阵和第二矩阵的矩阵运算，计算对于所述多个相同的码元的加权，所述第二矩阵由所述多个副载波的信道估计值构成；以及
合成单元，将乘以所述加权后的所述多个相同的码元合成，从而消除所述干扰信号。
3、如权利要求1所述的无线接收装置，其中，包括多个所述干扰消除单元，
所述多个干扰消除单元分割地进行所述矩阵运算。
4、如权利要求1所述的无线接收装置，其中，
所述干扰消除单元作为第一阶段在空域上消除干扰信号，而作为第二阶段在频域上消除干扰信号。
5、一种无线发送装置，将包含多个副载波的多载波信号发送到权利要求1所述的无线接收装置，该无线发送装置包括：
复制单元，复制码元而生成多个相同的码元；以及
生成单元，用与干扰信号的码元的映射图案相同的映射图案，在所述多个副载波中的至少M+1个(其中，M为干扰信号源的数目)的副载波中进行所述多个相同的码元对所述多个副载波的频域方向的映射，由此生成所述多载波信号。
6、如权利要求5所述的无线发送装置，其中，还包括：
多根天线，发送多个所述多载波信号。
7、一种无线通信移动台装置，具有权利要求1所述的无线接收装置。
8、一种无线通信移动台装置，具有权利要求5所述的无线发送装置。
9、一种无线通信基站装置，具有权利要求1所述的无线接收装置。
10、一种无线通信基站装置，具有权利要求5所述的无线发送装置。
11、一种干扰信号消除方法，在多载波通信中，将映射多个相同的码元的多个副载波视为AAA技术中的多根天线，并对所述多个相同的码元进行频域上的MMSE处理，由此消除包含于所述多载波信号中的干扰信号。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110741582A (zh) * 2017-06-15 2020-01-31 三菱电机株式会社 发送装置、接收装置以及无线通信系统

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4708282B2 (ja) * 2006-08-01 2011-06-22 シャープ株式会社 移動通信システム、基地局装置、および通信方法
US8725066B2 (en) * 2006-08-23 2014-05-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for allocating resource to mobile station connected to relay station in broadband wireless communication system
EP1895725A3 (en) * 2006-08-28 2011-06-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiving apparatus and method in broadband wireless access system
US8213541B2 (en) * 2006-09-12 2012-07-03 Hera Wireless S.A. Receiving method for receiving signals by a plurality of antennas, and a receiving apparatus and a radio apparatus using the same
KR100959331B1 (ko) 2006-10-13 2010-05-20 삼성전자주식회사 광대역 무선통신 시스템에서 세그먼트 할당 장치 및 방법
KR100962114B1 (ko) * 2006-11-23 2010-06-10 삼성전자주식회사 광대역 무선통신시스템에서 채널 추정 장치 및 방법
JP2008211752A (ja) * 2007-01-31 2008-09-11 Toshiba Corp 無線通信システム
KR101003373B1 (ko) * 2007-04-04 2010-12-22 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신시스템에서 간섭 제거 장치 및 방법
JP4900821B2 (ja) * 2007-07-04 2012-03-21 ネッツエスアイ東洋株式会社 Ｏｆｄｍ通信システム
CN101115047B (zh) * 2007-08-03 2014-01-01 清华大学 一种适用于高速移动环境的正交频分复用收发系统
US8369864B2 (en) * 2008-06-16 2013-02-05 Alcatel Lucent Inter-sector macrodiversity interference cancellation and scheduling
JP5678420B2 (ja) * 2009-09-01 2015-03-04 富士通株式会社 中継方法及び中継装置
CN101815042B (zh) * 2010-04-13 2012-12-05 新邮通信设备有限公司 一种正交频分复用系统信道估计方法和装置
US8982686B2 (en) 2010-06-07 2015-03-17 Qualcomm Incorporated Communication devices for generating and using a matrix-mapped sequence
JP2012004918A (ja) * 2010-06-17 2012-01-05 Sharp Corp 無線通信装置、受信方法およびそのプログラム
US8804671B2 (en) * 2010-07-15 2014-08-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for determining UE mobility status
US9312968B2 (en) * 2013-06-07 2016-04-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Computing system with power estimation mechanism and method of operation thereof
US10009053B2 (en) * 2013-09-27 2018-06-26 Qualcomm Incorporated Measurement and signaling for network assistance to enable data-IC in small cell clusters
WO2017008211A1 (zh) * 2015-07-10 2017-01-19 富士通株式会社 基于重传的多用户重叠传输方法、装置和系统
US10411913B2 (en) * 2015-10-12 2019-09-10 Syracuse University Efficient channel estimation and symbol detection for massive MIMO-OFDM
CN106534026B (zh) * 2016-10-14 2020-01-14 深圳市元征科技股份有限公司 一种数据序列处理方法及相关设备
US10158454B1 (en) 2017-06-15 2018-12-18 At&T Intellectual Property I, L.P. Adaptive interleaver for wireless communication systems
KR102149611B1 (ko) * 2019-08-26 2020-08-28 한국교통대학교산학협력단 Ofdm 시스템에서의 멀티 스테이지 기반 mmse 채널추정장치
US20210336833A1 (en) * 2020-04-27 2021-10-28 Qualcomm Incorporated Repetition on subcarriers for noncoherent modulation

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2805943B1 (fr) * 1999-09-14 2002-08-09 Inst Nat Sciences Appliq Procede d'egalisation dans des recepteurs utilisant une combinaison des techniques de modulations a porteuses multiples et a acces multiple par repartition de codes
US7068628B2 (en) * 2000-05-22 2006-06-27 At&T Corp. MIMO OFDM system
KR100401801B1 (ko) * 2001-03-27 2003-10-17 (주)텔레시스테크놀로지 데이터 전송 성능을 개선하기 위한 직교주파수 분할 다중통신 시스템 및 방법
KR100510434B1 (ko) * 2001-04-09 2005-08-26 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 Ｏｆｄｍ신호전달 시스템, ｏｆｄｍ신호 송신장치 및ｏｆｄｍ신호 수신장치
JPWO2003021833A1 (ja) * 2001-08-28 2004-12-24 松下電器産業株式会社 マルチパス干渉除去装置及びマルチパス干渉除去方法
HUP0401806A2 (en) * 2001-08-30 2004-11-29 Ntt Docomo Inc Radio transmission system and method and transmission station apparatus and reception station apparatus used in the radio transmission system
KR100849338B1 (ko) * 2001-11-10 2008-07-29 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법
JP3954849B2 (ja) 2002-01-22 2007-08-08 小島プレス工業株式会社 アダプティブ受信装置
JP3745692B2 (ja) * 2002-02-18 2006-02-15 日本電信電話株式会社 マルチキャリア−ｃｄｍａ変調方式用送信装置およびマルチキャリア−ｃｄｍａ変調方式用受信装置
US7072693B2 (en) * 2002-08-05 2006-07-04 Calamp Corp. Wireless communications structures and methods utilizing frequency domain spatial processing
US7317750B2 (en) * 2002-10-31 2008-01-08 Lot 41 Acquisition Foundation, Llc Orthogonal superposition coding for direct-sequence communications
US7386057B2 (en) * 2003-02-20 2008-06-10 Nec Corporation Iterative soft interference cancellation and filtering for spectrally efficient high-speed transmission in MIMO systems
US7486735B2 (en) * 2003-02-28 2009-02-03 Nortel Networks Limited Sub-carrier allocation for OFDM
JP4068500B2 (ja) * 2003-05-14 2008-03-26 日本無線株式会社 アレイアンテナ通信装置
JP4133587B2 (ja) * 2003-05-26 2008-08-13 シャープ株式会社 受信装置
KR20060097721A (ko) * 2003-09-30 2006-09-14 마쓰시다 일렉트릭 인더스트리얼 컴패니 리미티드 무선 송신 장치, 무선 수신 장치 및 무선 송신 방법
KR100981121B1 (ko) * 2007-12-18 2010-09-10 한국전자통신연구원 다중입력 다중출력 시스템에서의 수신 장치 및 그 방법

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110741582A (zh) * 2017-06-15 2020-01-31 三菱电机株式会社 发送装置、接收装置以及无线通信系统
US11218252B2 (en) 2017-06-15 2022-01-04 Mitsubishi Electric Corporation Transmission device, receiving device, and wireless communication system

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