JP2012004620A - 半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】定電流源回路は、一端が第3及び第4トランジスタのソースである第2ノードに接続され、他端が前記第1電圧とは異なる第2電圧を供給する第2電源ノードに接続される。クランプ回路は、第2ノードと第2電源ノードとの間に電流経路を形成し、第1の外部入力信号が第1の状態から第2の状態に切り替わる場合において、第2ノードを所定の電位に調整する。
【選択図】図1
Description
ドレインが前記第1トランジスタのドレインに接続され、ゲートに電圧レベルが変化する第1の外部入力信号、又は固定値を有する第2の外部入力信号のいずれか一方が入力される。第2導電型の第4トランジスタは、そのドレインが前記第2トランジスタのドレインに接続され、ソースが前記第3トランジスタのソースに接続され、ゲートに前記第1の外部入力信号又は前記第2の外部入力信号のうち前記第3トランジスタのゲートに入力されている信号以外の信号が入力される。定電流源回路は、一端が前記第3及び第4トランジスタのソースである第2ノードに接続され、他端が前記第1電圧とは異なる第2電圧を供給する第2電源ノードに接続される。クランプ回路は、前記第2ノードと前記第2電源ノードとの間に電流経路を形成し、前記第1の外部入力信号が第1の状態から第2の状態に切り替わる場合において、前記第2ノードを所定の電位に調整する。
図1に、本発明の第1の実施形態に係るカレントミラー型差動増幅回路を用いた外部入力信号受信回路を示す。この外部入力信号受信回路は、カレントミラー型差動増幅回路11Aと、インバータINV1、INV2、及びNORゲートNOR−1を備えている。カレントミラー型差動増幅回路11Aは、外部から入力される外部入力信号である入力信号IN(第1の外部入力信号)を入力信号として受信し、この入力信号INを、固定値を有する参照電圧VREF(第2の外部入力信号)と比較する。そして、その比較結果としての差動増幅信号を外部に出力信号OUTnとして出力する。
また、インバータINV1、INV2は、それぞれ、この出力信号OUTnを反転した出力信号OUTp、及びこの出力信号OUTpを更に反転させた出力信号Outnxを出力する。NORゲートNOR1は、出力信号OUTpと、制御信号M_CLMPnとを入力信号とし、これらの2つの入力信号に基づき、これらの排他的論理和信号である出力信号CLMPpを出力する。
PMOSトランジスタTPM1、TPM2は、カレントミラー接続され、カレントミラー回路を構成している。すなわち、PMOSトランジスタTPM1は、ソースを電源電圧Vccを供給された電源電圧ノード(第1電圧ノード)に接続される一方、そのドレインとゲートは短絡されてダイオード接続の状態を有している。
また、PMOSトランジスタTPM2は、ソースに電源電圧Vccを与えられる一方、そのゲートは、ノードGPにおいてPMOSトランジスタTPM1のゲートに接続されている。
なお、NMOSトランジスタTNA2とPMOSトランジスタTPM2との間の接続ノードが、このカレントミラー型差動増幅回路11Aの出力信号OUTnの出力ノードとされている。
入力信号INが、時刻t1において”L”から”H”に向かって上昇を開始すると、NMOSトランジスタTNA2が導通状態(ON)に移行し、このため、出力電圧OUTnも、時刻t2以降、電源電圧Vccから、ノードCOMの電圧に向けて下降を開始する。一方、ノードCOMは、NMOSトランジスタTNA2が導通状態に移行することにより、その電位が低レベル(例えば0.6V程度)から高レベル(例えば0.9V程度)に上昇する。
クランプ回路CLを動作させることにより、符号COM(UP/on)で示される曲線のように、ノードCOMの電位の上昇幅を抑制することができる。具体的には、入力信号INが時刻t1において”L”から”H”に立ち上がると、NMOSトランジスタTNC1が導通状態(ON)となる。この時点で、トランジスタTNC3は既に導通状態となっている。このため、ノードCOMの電位が一時的に上昇した場合には、ダイオード接続されたトランジスタTNC2が導通状態(ON)に変わり、これにより、ノードCOMの電位を低下させることができる(図3の曲線COM(UP/on))。その分出力電圧OUTnの低下のタイミングを早め、出力信号OUTnxの変化のタイミングを早めることができる(図3の符号OUTnx(UP/on))。
なお、上記の説明では、クランプ回路CLにダイオード接続のNMOSトランジスタTNC2を設ける構成を説明したが、クランプ回路CLは、入力信号INが”L”から”H”に切り替わる時に、ノードCOMの電位を調整する機能を果たせるものであれば、ダイオード接続のNMOSトランジスタTNC2は省略してもよいし、代わりに抵抗を挿入してもよい。
図4に、本発明の第2の実施形態に係るカレントミラー型差動増幅回路を用いた外部入力信号受信回路を示す。この外部入力信号受信回路は、カレントミラー型差動増幅回路11Cと、インバータINV1、INV2、NANDゲートNAND1、及びインバータINV3を備えている。
また、インバータINV1、INV2は、第1の実施の形態のものと同一である。NANDゲートNAND1は、出力信号OUTpと、制御信号M_CK1CKpとを入力信号とし、これらの2つの入力信号の排他的論理積信号を出力する。
NMOSトランジスタTNK2は、そのドレインをNMOSトランジスタTNK1のソースに接続され、そのゲートには出力信号OUTnが供給されている。NMOSトランジスタTNK3は、そのドレインをNMOSトランジスタTNK2のソース(ノードKNO)に接続され、そのゲートにはNANDゲートNAND1の出力信号NKnが供給され、そのソースは接地端子に接続されている。この出力信号NKnも、出力信号OUTnに基づいて生成される信号である。
この場合、出力信号OUTnが当初”H”なので、出力信号NKpは”L”となる。従ってNMOSトランジスタTNK1は非導通状態(OFF)であり、充放電加速回路CDCは機能しない。このとき、出力信号NKnは”H”の状態にあり、従ってNMOSトランジスタTNK3は導通状態(ON)にあり、ノードKNOは接地電位まで放電されている。その後、入力信号INが”H”まで立ち上がりきった後は、出力信号OUTnは”L”となり、また出力信号NKnは”L”となり、出力信号NKpは”H”となる。すると、NMOSトランジスタTNK3は非導通状態となり、ノードKNOは、高抵抗状態にあるNMOSトランジスタTNK4を介して接地端子に接続されるのみとなる。また、NMOSトランジスタTNK1、TNK2は導通状態(ON)となる。これにより、ノードGPとノードKNOが接続された状態となる。これにより、次に入力信号INが”H”から”L”に立ち下がる局面に移行した場合において、ただちにノードGPを接地電位まで引き抜くことが可能になる。
図6に、本発明の第3の実施形態に係るカレントミラー型差動増幅回路を用いた外部入力信号受信回路の等価回路を示す。この外部入力信号受信回路は、カレントミラー型差動増幅回路11Dと、インバータINV1、INV2、NORゲートNOR1、及びインバータINV3を備えている。
カレントミラー型差動増幅回路11Dは、前述の実施の形態のカレントミラー型差動増幅回路11A〜Cと同様に、外部から入力される外部入力信号である入力信号INを入力信号として受信し、この入力信号INを、固定値を有する参照電圧VREFと比較し、その比較結果としての差動増幅信号を外部に出力信号OUTnとして出力する回路である。
また、インバータINV1、INV2は、第1の実施の形態のものと同一である。NORゲートNOR1は、出力信号OUTpと、制御信号M_CK1CKnとを入力信号とし、これらの2つの入力信号の排他的論理和信号として出力信号PKpを出力する。インバータINV3は、この出力信号PKpの反転信号である出力信号PKnを出力する。
第2の実施の回路の充電加速回路CDCは、入力信号INが”H”から”L”に立ち下がるときに動作し、ノードGPの放電動作を加速し、出力信号OUTnxの遷移を早くするものであった。
これに対し、この第3の実施の形態の充放電加速回路CDC’は、入力信号INが”L”から”H”に立ち上がるときに動作し、ノードGPの電源電圧Vccへの充電動作を加速し、出力信号OUTnxの遷移を早くするものである。
また、キャパシタCP1は、一端に入力信号INを与えられ、他端はトランジスタTPK2のソース(ノードKPO’)に接続されている。キャパシタCP1は、線形容量を有するキャパシタが好適である。また、キャパシタCP1は、PMOSトランジスタのソース・ドレインを短絡して形成したP型MOSキャパシタにより構成してもよい。
図7に、本発明の第4の実施形態に係るカレントミラー型差動増幅回路を用いた外部入力信号受信回路の等価回路を示す。この外部入力信号受信回路は、第2、第3の実施の形態に係るカレントミラー型差動増幅回路の構成を併せ持ったものであり、充放電加速回路CDC、CDC’の両方を有している。
第2の実施の形態の充放電加速回路CDCは、入力信号INが”H”から”L”に立ち下がるときの出力信号の遷移時間が、入力信号INが”L”から”H”に立ち上がるときの出力信号の遷移時間よりも遅い場合に有効である。逆に、第3の実施の形態の充放電加速回路CDC’は、入力信号INが”L”から”H”に立ち上がるときの出力信号の遷移時間が、入力信号INが”H”から”L”に立ち下がるときの出力信号の遷移時間よりも遅い場合に有効である。
このため、1つのカレントミラー型差動増幅回路において、充放電加速回路CDC、CDC’、及びこれらの充放電加速回路の制御のための回路(図4、図6のインバータINV1〜3、NANDゲートNAND1、NORゲートNOR1)を併せて設けることも可能であり、場合によってはその方が好適である。
入力信号INが”H”から”L”に立ち下がるときの出力信号の遷移時間と、入力信号INが”L”から”H”に立ち上がるときの出力信号の遷移時間との差をテストにより調べ、その結果に応じて、充放電加速回路CDC、CDC’のいずれを動作させるかを決定し、制御信号M_MKlCKp、M_PKlCKnの状態を変更すればよい。
Claims (11)
- ソースが第1電圧を供給する第1電源ノードに接続され、ゲート及びドレインが第1ノードに接続された第1導電型の第1トランジスタと、
ソースが前記第1電源ノードに接続され、ドレインが信号出力ノードに接続され、ゲートが前記第1ノードに接続される第1導電型の第2トランジスタと、
ドレインが前記第1トランジスタのドレインに接続され、ゲートに電圧レベルが変化する第1の外部入力信号、又は固定値を有する第2の外部入力信号のいずれか一方が入力される第2導電型の第3トランジスタと、
ドレインが前記第2トランジスタのドレインに接続され、ソースが前記第3トランジスタのソースに接続され、ゲートに前記第1の外部入力信号又は前記第2の外部入力信号のうち前記第3トランジスタのゲートに入力されている信号以外の信号が入力される第2導電型の第4トランジスタと、
一端が前記第3及び第4トランジスタのソースである第2ノードに接続され、他端が前記第1電圧とは異なる第2電圧を供給する第2電源ノードに接続された定電流源回路と、
前記第2ノードと前記第2電源ノードとの間に電流経路を形成し、前記第1の外部入力信号が第1の状態から第2の状態に切り替わる場合において、前記第2ノードを所定の電位に調整するクランプ回路と
を備えた
ことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記クランプ回路は、ドレインとゲートとを短絡接続された第2導電型の第5トランジスタを備えている
ことを特徴とする請求項1記載の半導体集積回路。 - 前記クランプ回路は、前記第2ノードと前記第2電源ノードとの間に前記第5トランジスタと直列に電流経路を形成するように接続され、ゲートに前記信号出力ノードからの出力信号に基づいて生成される制御信号を与えられる第2導電型の第6トランジスタを更に備えたことを特徴とする請求項2記載の半導体集積回路。
- 前記第2ノードと前記第2電源ノードとの間に前記第5トランジスタと直列に電流経路を形成するように接続され、ゲートに前記第1の外部入力信号が入力されている第2導電型の第7トランジスタを更に備えたことを特徴とする請求項2又は3記載の半導体集積回路。
- 前記第7のトランジスタのドレインとソースの間に接続された定電流源回路を更に備えたことを特徴とする請求項4記載の半導体集積回路。
- ソースが第1電圧を供給する第1電源ノードに接続され、ゲート及びドレインが第1ノードに接続された第1導電型の第1トランジスタと、
ソースが前記第1電源ノードに接続され、ドレインが信号出力ノードに接続され、ゲートが前記第1ノードに接続される第1導電型の第2トランジスタと、
ドレインが前記第1トランジスタのドレインに接続され、ゲートに電圧レベルが変化する第1の外部入力信号、又は固定値を有する第2の外部入力信号のいずれか一方が入力される第2導電型の第3トランジスタと、
ドレインが前記第2トランジスタのドレインに接続され、ソースが前記第3トランジスタのソースに接続され、ゲートに前記第1の外部入力信号又は前記第2の外部入力信号のうち前記第3トランジスタのゲートに入力されている信号以外の信号が入力される第2導電型の第4トランジスタと、
一端が前記第3及び第4トランジスタのソースである第2ノードに接続され、他端が前記第1電圧とは異なる第2電圧を供給する第2電源ノードに接続された定電流源回路と、
前記第1ノードと前記第2電源ノードとの間に電流経路を形成するように接続され、前記第1の外部入力信号が第1の状態から第2の状態に切り替わる場合において、前記第1ノードを前記第2電源ノードに接続して前記第1ノードの充放電を加速する充放電加速回路と
を備え、
前記充放電加速回路は、
前記電流経路に形成され、ゲートが前記信号出力ノードに接続された第1導電型の第8トランジスタと、
一端を前記第8トランジスタのソースに接続され、他端に前記第1の外部入力信号を与えられるように構成されたキャパシタと、
前記第8トランジスタのソースと前記第2電源ノードの間に電流経路を形成するように接続されると共にゲートに前記信号出力ノードからの出力信号に基づいて生成される第1制御信号を与えられる第2導電型の第9トランジスタと
を備えたことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記電流経路に形成されると共に、ゲートに前記信号出力ノードからの出力信号に基づいて生成される第2制御信号を与えられる第2導電型の第10トランジスタと
を更に備えたことを特徴とする請求項6記載の半導体集積回路。 - 前記第9トランジスタのドレインと前記第2電源ノードの間に電流経路を形成するように接続された定電流源回路を更に備えたことを特徴とする請求項6又は7記載の半導体集積回路。
- ソースが第1電圧を供給する第1電源ノードに接続され、ゲート及びドレインが第1ノードに接続された第1導電型の第1トランジスタと、
ソースが前記第1電源ノードに接続され、ドレインが信号出力ノードに接続され、ゲートが前記第1ノードに接続される第1導電型の第2トランジスタと、
ドレインが前記第1トランジスタのドレインに接続され、ゲートに電圧レベルが変化する第1の外部入力信号、又は固定値を有する第2の外部入力信号のいずれか一方が入力される第2導電型の第3トランジスタと、
ドレインが前記第2トランジスタのドレインに接続され、ソースが前記第3トランジスタのソースに接続され、ゲートに前記第1の外部入力信号又は前記第2の外部入力信号のうち前記第3トランジスタのゲートに入力されている信号以外の信号が入力される第2導電型の第4トランジスタと、
一端が前記第3及び第4トランジスタのソースである第2ノードに接続され、他端が前記第1電圧とは異なる第2電圧を供給する第2電源ノードに接続された定電流源回路と、
前記第1ノードと前記第1電源ノードとの間に電流経路を形成するように接続され、前記第1の外部入力信号が第1の状態から第2の状態に切り替わる場合において、前記第1ノードを前記第1電源ノードに接続して前記第1ノードの充放電を加速する充放電加速回路と
を備え、
前記充放電加速回路は、
前記電流経路に形成され、ゲートが前記信号出力ノードに接続された第1導電型の第11トランジスタと、
一端を前記第11トランジスタのソースに接続され、他端に前記第1の外部入力信号を与えられるように構成されたキャパシタと、
前記第11トランジスタのソースと前記第1電源ノードの間に電流経路を形成するように接続されると共にゲートに前記信号出力ノードからの出力信号に基づいて生成される第1制御信号を与えられる第1導電型の第12トランジスタと
を備えたことを特徴とする半導体集積回路。 - 前記電流経路に形成されると共に、ゲートに前記信号出力ノードからの出力信号に基づいて生成される第2制御信号を与えられる第2導電型の第13トランジスタと
を更に備えたことを特徴とする請求項9記載の半導体集積回路。 - 前記第12トランジスタのドレインと前記第1電源ノードの間に電流経路を形成するように接続された定電流源回路を更に備えたことを特徴とする請求項10記載の半導体集積回路。
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