JP2011530256A - 復調回路 - Google Patents
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Abstract
・前記3成分をそれぞれ受信するための、3つの回路入力(4,5,6)、
・第1および第2加算回路(77,78)、
・3つの回路入力(4,5,6)に接続し、出力では、加算器の入力に、所定の重みを以って、前記3成分の特定の1つを、第1及び第2加算回路(77,78)に接続する重み付け回路(71,72,73,74,75,76)のバンク(70:banc)。但し、重みづけは、第1および第2の加算回路(77,78)が、直交復調の2つの成分(I,Q)を供給するように選択されている。
【選択図】図4
Description
複数入力部(以下、入力ともいう)は、それぞれ、復調器の信号を、受信信号のキャリア周波数に実質的にキャリブレートされた局部発振器からの信号を受信する。これら2つの信号の内の1つは、3つのペアを形成するために、3つのチャネル上で、パラレルに、相互に約120度位相シフトした3つの信号に、"分割"されている。各ペアの信号は、加算され、和信号は、ベースバンドを保持するローパスフィルタに続いて、特定の直交検出器(detecteur quadratique)に出力される。位相シフトした3成分(composantes)により、2つの入力信号は、対角(diagonale)を使うことのできる(即ち、同一ランクの交差点、位相シフトにホモロジックな)3×3のグリッド、又は、マトリックスを定義することができると考えられる。
このようなプロセスについて、IEEE MTT-S International Topical Symposium on technologies for wireless applications, pages 169-173において、Xinping Huang, Dan Hindson, Michel de Leseleuc, Mario Caronにより、「1/q-channel regeneration in 5-port junction based direct receivers 」という表題の論文で 1999年2月に発表された。
そこには、各時間シンボルの時に検出器の出力電圧を測定する技術が示されており、電圧の共分散行列(une matrice de covariance des tensions)が生成され、固有値が計算されている。固有ベクトルがキャリブレーション定数を決めている。
従って、R. Sun et Coll. は、2007年4月5日の米国特許US 2006 038534 "DC offset cancellation circuit for receiver", QUALCOMM Inc.において、アンテナから受信機を一時的に切断し、局部発振器のリークに起因するDCレベルのオフセット電圧を記憶するためのスイッチを紹介している。
しかし、このような回路は、この特定の問題に対する専用の追加的回路である。つまり、装置の数が増加するが、これらのリークを扱うものではない。
電力の二乗の測定により、同様にして、歪みのノイズ信号のコピーが生成され、有効信号からその信号が引き算される。しかし、この手法は、各出力チャネル上で、電力検出器、フィルタ、可変利得アンプを具備する必要があるので、それは、装置数が大幅に増加させる。
・前記3成分をそれぞれ受信するための、3つの回路入力、
・第1および第2加算回路、
・3つの回路入力に接続し、出力では、加算器の入力に、所定の重みを以って、前記3成分の特定の1つを、第1及び第2加算回路に接続する重み付け回路バンク(banc)。但し、重みは、第1および第2の加算回路が、直交復調の2つの成分を供給するように選択される。
・ 直交復調の前記2成分をそれぞれ出力するために、重み付け信号の第1及び第2の加算が行われる。
これは、相互に位相シフトされた3成分SO1、SO2,SO3を受けとり、重み付けられた信号SP1,SP2の2つのサブセットを、それぞれ符号と共に、第1と第2の加算器77,78に出力するように構成されている。前記第1と第2の加算器77,78は、2つの直交復調成分Q,Iを、出力77S,78Sに出力する。3成分SO1,SO2,SO3の重み付け、ミキシングを行う。
第1と第2の重み付け要素71-72は、第1の組を形成しているが、これらは、入力において、第1入力4に接続されている。重み付け要素71は、第1の加算回路77の第1入力に接続されており、重み付け要素72は、第2加算回路の第1入力に接続されている。
シャント抵抗RM1により、固定参照電圧に向かって分極リターンが確保される。その値は、所望の重みを設定する目的で直列抵抗75の値を選択するための、基準として使われる。
前記の2つのY構造は、カスケードになっており、1つの構造に統合されている。この共通抵抗の両端電圧は、下流のトランジスタ(I、Q成分信号を増幅する)のベース又はゲートを制御する(これら信号を使う下流回路を介して使用されるレベルで)。また、オペアンプの上記トランジスタは、重み付け抵抗値71-76(kΩのオーダー)と比較して、低いインピーダンス(数Ωまたは十数Ω)下で、信号を再生する。インピーダンスを低下させるトランジスタの出力は、1つの電圧源を構成する。つまり、電圧は、下流回路の入力により与えられる電荷に無反応である。これは出力の電流範囲内である。
別の実施形態では、分割ブリッジは、コンデンサや誘導性素子をベースにしている。また、所定の広範囲の周波数範囲における重み補正回路を設けることができる。該補正回路は、加算回路において、対象とする信号の振幅を増減させる回路である。一般的に、上記の重み付けは、分圧ブリッジを使用せずに行われる。また、例えば、ゲイン制御アンプ又は信号処理回路DSPを使って行われる。しかし、この最後の方法は実装が困難である。
確かに、オペアンプの一つの入力は、ほとんど変化しないので、擬似的アースを構成する。これにより、分岐枝の間のデカップリングが確保される。従って、回路入力を4,5,6を制御する回路の出力インピーダンス(即ち、数十オームを超える)は、比較的高くてもよい。
第2オペアンプAO2による反転を考慮して、第3オペアンプAO3は、公式“2V2−V1−3”に基づいて、差を計算する。ベクトルV1-3とV2は共線(colineaires)で、反対方向であり、同一振幅をもっている。出力ベクトルV123は垂直で、上昇し、1の振幅である。即ち、実質的に信号SO1又はSO2又はSO3のそれに等しい。
例えば、第1サブセットSP1の重み要素71,75の重みファクタを増大させることにより、又は、第2サブセットSP2の重み要素72,74,76の重みファクタを低減させることにより(例えば、直列インピーダンスを増加させ)、実数成分Iに対する虚数成分Qの比が大きくなる場合、虚数成分Qは優遇される。例えば、分枝における直列のL、C回路(circuit bouchon)、直列71又は75又はフィードバックRR1、“インピーダンスが周波数帯で増大する分割器ブリッジ”を組み合わせると、重みファクタは、変化する。直列回路L,Cを挿入して、周波数帯のインピーダンスを減少させることができる。
・ 上記直交復調の2成分I,Qをそれぞれ出力するために、上記重み付けされた信号の2つのサブセットについて、それぞれ、第1、第2加算を行うステップ。
第1回路入力1における信号RFの搬送周波数及び第2回路入力2における局所発振器の周波数を値fcとし、そのバンドパスの表現を次のように表す。
3相回路の場合、第2入力2の3つのチャネルから来る各信号は、第1入力1のRF信号vRF(t)により乗算される。
最後に、3つの出力信号は、低域通過フィルタ33によってフィルタリングされ、ベースバンドの3つの出力電圧を出力する。
近似せずに、モデルから推定される生の出力式(equations brutes de sortie)(10)-(12)を使うと、
Rl=rIR3+sIR4+tIR5、及びRQ=rQR3+sQR4+tQR5.(18)
また、DCオフセットに基因するものは、次のとおりである。
KI=rIK3+sIK4+tIK5、KQ=rQK3+sQK4+tQK5 (19)
有用な信号とDCオフセット
図7には、回路7をテストするために使用される5ポート回路3の出力端子4、5、6の3つの電圧V1,V2,V3、及び、回路7の2出力電圧I、Qが表されている。
回路3は、マイクロストリップ技術を持つ5ポートリングである。回路3は、1.6 GHzから2.8 GHzの帯域で動作する。 回路7は、回路3に接続されており、完全なゼロ−IF復調器を形成している。
dB測定は10スケールで表現される。電圧が直交検出器から得られるからである。
これに対し、回路7に印加される、これら電圧は、出力I(78S)とQ(77S)において、4.1mV、0.12mVのDCオフセットレベルを出力する。即ち、チャネルIでは、約100mV、最小(14dB小さい)に比して25倍小さい。チャネルQでは、800倍小さい。即ち、30dB小さい。
受信機において、デジタル信号処理は不可欠である。そのためには、2つ又は3つのアナログデジタル変換器が使用される。アナログデジタル変換器の特性は、サンプリング周波数(Fe)、ビット数(NB)、LSB(least significant bits)、フルスケール(FS)等の大きさで決定される。
AGC03=21dB
これに対して、回路7の出力に置かれる同一AGCは次の値をとる。
AGC07=31dB
回路7の出力部に残留するDCオフセット残留(residue)は、デジタルで容易に除去される。
図15は、隣接のbi-toneチャネルの電力に応じた、ミキサーに起因する2次の相互変調のベースバンド積(product)を表す。図示されているように、rejection“ゲイン”、即ち、回路7による改善は大よそ20dBである。これにより、‘回路7を使った、3位相又は5ポートの回路3を持つZero−IF復調器’が、2次の相互変調レベル、IIP2、ミキサー32のそれの上の20dBを持つことが可能になる。
チャンネル4、5、6の間の位相シフトが±γである限り、I、Qチャネルと間の位相は、一定であることが、理論的に、証明されている。図16は、等化前のアナログI、Qの間のアナログ位相シフトを示し、理論の有効性を実証している。位相シフトは、入力1におけるRF信号の異なる電力レベルの周波数の関数として測定される。図16によれば、位相シフトが、1.6GHzから2.8GHzの帯域で良好な安定を示すことを明かである。確かに、端子4、5、6のチャンネル間の位相シフトが、周波数の変化でわずかに変化しても、チャネルI,Qは、周波数変化があっても、信号の質を保持するために、十分位相シフトしている。この技法を使うと、2出力チャンネルを使って、極めて広帯域のゼロIF復調器を実現することができる。
図17は、回路7の出力から復調したQPSK constellationを表している。図17を使うと、本発明の原理の有効性を確認することができる。受信信号の等化は、項μIとμQについて十分考慮されていた。その結果、constellationは極めてバランスがとれたものであった。座標±1、±1の4点の周りの領域は、決定時期(instant de decision)を示し、シンボル同期が良好に実行されたことを証明している。
EVM(Error Vector Magnitude)は、性能指数(figure de merit)として選択され、入力1における所定電力を持つRF信号の周波数の変化に対して、復調品質が判定される。図18は、constellation上で実行されたEVMの測定結果を示している。EVMは1.6GHz−2.8GHzの帯域で、良好な品質を保っている。
測定結果によると、回路7を使って、5ポート、3相回路から信号を復調することができる。
回路7を使うと:
デジタルキャリブレーションステップを省略することができる。
演算ユニット(arithmetic unit)を使わずに、良好な係数を付与できる。
アナログデジタル変換を省略できる(3つの代わりに2つにできる)。
別の回路を使わずにDCオフセットを低減できる。
別の回路を使わずに、IMD2を低減できる。
ダイナミックレンジを改善できる。
周波数に応じて、I,Qチャネルの間で一定位相シフトを補償できる。
全ての帯域で、一定した復調品質を確保することができる。
回路7は、重み付け係数を制御する必要はない。
回路7は、入力1,2における信号に如何なる制限を課す必要はない。
回路7は、特定の、人間又はソフトウェアベースの操作を必要としない。
回路7は5ポート、3位相を使う回路に適用可能である。
回路7は、限定的な大きさを持つが、如何なる技術にも、容易に組み合わせられる。
数学的に簡単化するために、式(10)、(11)、(12)から、端子4,5,6の電圧の平均をとると、Kiの項が推定できる。次に電圧vi(t)を除去し、最終的に次式が得られと仮定する。
A1=A2=A3、および、B1=B2=B3 (A-17)
R1=R2=R3、および、S1=S2=S3 (A-18)
式(22)−(30)を考慮すると、
χ=sin(γ) (A-40)
rI′=−1 (A-54)
sI′=2 (A-55)
tI′=−1 (A-56)
rI′=−1 (A-60)
sI′=2 (A-61)
tI′=−1 (A-62)
rQ′=−1 (A-63)
sQ′=0 (A-64)
tQ′=−1 (A-65)
これら最後の式による仮定を設けなければ、DCオフセット(KIとKQ)のようなノイズ項(termes perturbateurs)及びIMD2(RIとRQ)の項が、良好な場合(チャネルが対称的である)、除去される。そうでない場合(チャネルが非対称である場合)、それらは極めて小さい。図7から15の測定は、これが正しいことを実証している。30dBのオーダーのDCオフセットの除去(rejection)および20dBオーダーのIMD2の除去が得られる。
zI′(t)=zI″(t)+NI、及び、zQ′(t)=zQ″(t)+NQ (B-1)
但し、
ベクトル形式で、次のように表現される。
|φ3(fc)−φ4(fc)|=|φ5(fc)−φ4(fc)| (B−10)
Claims (11)
- 直交復調の2成分を出力するために、ベースバンド信号の位相が相互に位相シフトしている3成分の復調回路であって、次を有することを特徴とする復調回路。
・前記3成分をそれぞれ受信するように構成されている、3つの回路入力(4,5,6)、
・第1および第2加算回路(77,78)、
・入力において、3つの回路入力(4,5,6)に接続し、出力では、第1及び第2加算回路(77,78)の入力に接続される、‘所定の重みを以って、加算器の各入力に、前記3成分の特定の1つを送信するための’重み付け回路(71,72,73,74,75,76)のバンク(70:banc)であって、前記重み付けは、第1および第2の加算回路(77,78)が、直交復調の2つの成分(I,Q)を出力するように選択されるバンク。 - 少なくとも第1及び第2の加算回路(77,78)が、3つの重み付け回路(74,75,76)の入力に接続されている請求項1に記載の回路。
- 第1及び第2の加算回路(77,78)が、3つの重み付け回路(71,72,73及び74,75,76)の入力に接続されている請求項2に記載の回路。
- 前記バンク(70)が、6つの重み付け回路を有している請求項1乃至3のいずれか1項に記載の回路。
- 前記重み付け回路が、各々予め決められた1つの重み付け係数を有する請求項1乃至4のいずれか1項に記載の回路。
- 第1加算回路(77)が、第1及び第5の重み付け回路(71,75)を介して前記2つの回路入力(4,6)に、それぞれ、反転して、及び直接に接続された第1及び第2入力を有する第1オペアンプ(AO1)を有する請求項1乃至5のいずれか1項に記載の回路。
- 更に、第1オペアンプ(AO1)の前記入力の1つが、第3の重み付け回路(73)を介して前記回路入力の第2入力(5)に接続している請求項6に記載の回路。
- 第2加算回路(78)が、加算器入力が第2と第6の重み付け回路(72,76)を介して2つの回路入力(4,6)に接続する第2オペアンプ(AO2)を有し、及び、
第3オペアンプ(AO3)が、第4の重み付け回路(74)を介して第2回路入力(5)に接続し、更に、第7重み付け回路(79)を介して、第2オペアンプ(AO2)の出力に接続する加算器入力を有している請求項1乃至7のいずれか1項に記載の回路。 - 第4重み付け回路(74)が、実質的に、第7重み付け回路(79)の重み係数値の2倍の値の重み係数をもつ請求項8の回路。
- 請求項1ないし9のいずれか1項に記載の回路を有する出力段を持つ復調器。
- 直交する、2つの復調成分(I,Q)を出力するために、1つのベースバンド信号の、相互に位相シフトした3成分(SO1,SO2,SO3)を復調する復調方法であって、次の特徴を持つ復調方法。
・相互に位相シフトしている前記3成分(SO1,SO2,SO3)を受信するステップ。これらの一つの重み付けが行われる。
・直交する、前記2復調成分(I,Q)をそれぞれ出力するために、上記重み付けされた信号の第1及び第2加算を実行するステップ。
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