JP2011512712A

JP2011512712A - ポータブルワイヤレスデバイスの改良又はその関連

Info

Publication number: JP2011512712A
Application number: JP2010542572A
Authority: JP
Inventors: アール．ボイル、ケヴィン
Original assignee: Epcos AG
Current assignee: TDK Electronics AG
Priority date: 2008-01-14
Filing date: 2009-01-13
Publication date: 2011-04-21
Anticipated expiration: 2029-01-13
Also published as: DE112009000053T5; WO2009090035A9; US8330667B2; KR20100102710A; KR101532281B1; WO2009090035A1; US20100289711A1; JP5562253B2

Abstract

ポータブルワイヤレスターミナルを扱うときのユーザ相互作用による非整合を相殺する方法において、リアクタンス変化がスレッショルドレベルを超えたことに応答して、アンテナ整合が、誘導性整合から容量性整合、及び反対の変化が検出されたときは、その逆に変化する。アンテナインターフェースモジュール（４４）は、ＲＦ出力又は入力段（２５又は３３）とアンテナ（４８又は５０）との間に結合される。前記アンテナインターフェースモジュールは、第一及び第二スイッチ（ＳＷ１／１，ＳＷ１／２又はＳＷ２／１，２／２）を含み、誘導性リアクタンス（６８又は９６）を含む第一整合回路は、電力増幅器と前記第一スイッチとの間に結合され、容量性リアクタンス（６８又は９２）を含む第二整合回路は、前記ＲＦ出力又は入力段と前記第二スイッチ（ＳＷ１／１又はＳＷ２／１）との間に結合される。リアクタンススレッショルド検出器（５４又は５６）は、リアクタンス変化が予め設定されたスレッショルド値を超えることを検出し、前記第一及び第二スイッチを、誘導性から容量性又はその逆の整合に変わるように作動させる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ポータブルワイヤレスデバイスの改良又はその関連に関する。本発明は、特に、排他的ではないが、モバイルフォン及び他のポータブルワイヤレスデバイスに使用されるアンテナ構造の整合に適用する。

平面逆Ｆアンテナ（ＰＩＦＡｓ）のような小型平面アンテナを有するハンドポータブルワイヤレスデバイスの動作上の問題は、ユーザがデバイスを保持したときに、アンテナのインピーダンスが反応して変化することである。結果として、無線周波数回路へのアンテナ整合が、これらの反応的な変化により、悪い影響を受ける。

特許文献１は、電源増幅器とアンテナとの間に接続され、電源増幅器の出力段で電源制御を行うインピーダンス値を変えることを開示する。動作中、アンテナの実負荷インピーダンスが計測され、純負荷負荷のみが電源増幅器で経験されるように、インピーダンス値が調整される。

特許文献２は、電源増幅器の出力段とアンテナ段との間に接続される制御された整合段を開示する。制御された整合段は、電源増幅器から供給される第一信号と、アンテナ段に結合されたスイッチング段への入力から供給される第二信号との間の位相差を検知するための位相検知器から構成される。第一信号と第二信号との間の位相差は、スイッチング段のインピーダンスを調整するために使用される。典型的には、スイッチング段は、固定インダクタンス及び可変キャパシタンスから構成される直接ＬＣ回路から構成される。

特許文献３は、可変アンテナ入力結合及び褶動短絡を駆動するサーボモータを使用する自動同調システムを開示する。トランスミッタをアンテナに結合するトランスミッションラインの抵抗及びリアクタンスが検出され、そしてその結果はサーボモータを制御する駆動サーボ増幅器に使用される。サーボモータが最初に急速に駆動され、そして徐々に遅く動かす手段が開示される。

特許文献４は、アンテナインピーダンスを、トランスミッタの電源増幅出力段に要求される負荷抵抗に変調する自動同調器を開示する。自動同調器は、選択されたアンテナのリアクティブ状態を示す位相及びインピーダンス入力を必要とする同調回路素子の制御方法を使用する。位相入力は、アンテナインピーダンス整合ネットワークにおけるキャパシタのスイッチングの制御に使用され、インピーダンス入力は、アンテナインピーダンス整合ネットワークにおけるインピーダンスのスイッチングの制御に使用される。

特許文献５は、アンテナのインピーダンスを検出する回路によりＲＦ電力増幅器をアンテナに結合することを開示する。回路は、ＲＦ電力増幅器からアンテナへの信号の進行を検出し、信号のピーク電流を計測する。さらに、特に、回路は、ＲＦ電力増幅器の出力電圧のピーク値を検出する第一手段と、電力増幅器の出力電流のピークを検出する第二手段と、出力電圧と出力電流との間の位相を取得する第三手段と、を備える。

特許文献６は、電力増幅器とアンテナとの間のダイナミックインピーダンス整合用の装置を開示する。装置は、第一ポートにおける電力増幅器から受信される信号を、第二ポートを介してアンテナへ送るサーキュレータを含む。加えて、サーキュレータは、アンテナで反射され、第三ポートを介して第二ポートで受信された信号を転換する。整合ネットワークが付与される。動作中、方向性結合器は、信号の大きさ及び位相が取得されてから信号検出器までの、信号の進行の割合を、電力増幅器からアンテナへ転換する。サーキュレータは、アンテナで反射された全部の信号を信号検出器へ導く。信号検出器は、アンテナへ進行する信号及びアンテナで反射される信号の大きさ及び位相をコントローラへ渡し、アンテナの現在のインピーダンスを検出し、検出されたアンテナのインピーダンス値に従って、受動及び能動要素を含む制御可能な整合ネットワークを訂正するために、信号検出器で受信される情報を評価する。

欧州特許出願公開第１５６４８９６号公報国際公開第２００６／０５４２４６号英国特許出願公開第０８０４１０３号公報英国特許出願公開第１３６２１５４号公報国際公開第２００６／０３８１６７号国際公開第２００４／０１０５９５号

本発明の目的は、自由空間において及びユーザとの相互作用が起こったときに、アンテナ構造に対するＲＦ段の許容できる整合を付与する。

本発明の第一の局面において、ＲＦ出力段又はＲＦ入力段及び第二ポートに接続する第一ポートを有するアンテナインターフェースモジュールと、前記第二ポートとアンテナに接続するためのアンテナターミナルとの間に結合されたリアクタンススレッショルド検知器を含むスレッショルド検知器と、第一及び第二スイッチを含むアンテナインターフェースモジュールと、前記第一ポートと前記第一スイッチの第一極との間に結合された誘導性リアクタンスを含む第一整合回路と、前記第一ポートと前記第二スイッチの第一極との間に結合された容量性リアクタンスを含む第二整合回路と、前記第二ポートに結合された前記第一及び第二スイッチの第二極とを備え、予め決定されたスレッショルド値を行き交う前記リアクタンススレッショルド検知器に応答して、前記スレッショルド検知器が、前記第一スイッチの状態を第一条件から第二条件へ変え、又はその逆に前記第二スイッチの状態を第二条件から第一条件へ変えるための出力を付与する、ポータブルワイヤレスターミナルが提供される。

本発明の第二の局面において、ＲＦ出力段又はＲＦ入力段及び第二ポートに接続する第一ポートを有するアンテナインターフェースモジュールと、前記第二ポートとアンテナに接続するためのアンテナターミナルとの間に結合されたリアクタンススレッショルド検知器を含むスレッショルド検知器と、第一及び第二スイッチを含むアンテナインターフェースモジュールと、前記第一ポートと前記第一スイッチの第一極との間に結合された誘導性リアクタンスを含む第一整合回路と、前記第一ポートと前記第二スイッチの第一極との間に結合された容量性リアクタンスを含む第二整合回路と、前記第二ポートに結合された前記第一及び第二スイッチの第二極とを備え、前記第二ポートにおける信号のリアクタンスをモニタし、予め決定されたスレッショルド値を行き交う前記リアクタンススレッショルド検知器に応答して、前記第一スイッチの状態を第一条件から第二条件へ変え、又はその逆に前記第二スイッチの状態を第二条件から第一条件へ変える、ポータブルワイヤレスターミナルの操作方法が提供される。

本発明は、自由空間において、トランスミッタＲＦ段が、直列インダクタンスを用いるアンテナに整合されることができるが、ワイヤレスターミナルがユーザにより保持され、ユーザとの相互作用が多くの場合は悪い結果である誘導性シフトを引き起こすという現実に基づく。そのようなケースにおいて、整合は、容量性の整合によって実現される。ユーザとの間の相互作用は、人によって違うので、誘導性の整合から容量性の整合への変化及びその逆が動的に実現されることが好ましい。本発明に従って作られたポータブルワイヤレスターミナルを実施する中で、アンテナのリアクタンスがモニタされ、そしてもし両方向のスレッショルド値を行き交うリアクタンス変化が検出されたときに、前記リアクタンススレッショルド検出器は、誘導性から容量性又はその逆に切り替えるための整合をもたらす。

本発明は、添付図面を参照して実施例により説明される。

図１は、本発明に従って作られたポータブルワイヤレスターミナルの概略ブロック図である。図２は、図１に示されるポータブルワイヤレスターミナルに使用されるＲＦ段及びアンテナインターフェースモジュールの部分概略ブロック図及び部分概略回路図である。図３は、リアクタンススレッショルド検出器の概略回路図である。図４は、アンテナインピーダンスＺ_Ａを有する定数Ｋ_１の等高線を示すスミスチャートである。図５は、アンテナインピーダンスＺ_Ａ、ｘ_ｓ＝１を有する定数Ｋ_２の等高線を示すスミスチャートである。図６は、アンテナインピーダンスＺ_Ａ、ｘ_ｓ＝０．５を有する定数Ｋ_２の等高線を示すスミスチャートである。図７は、適応切り替えなしの自由空間及びユーザとの相互干渉におけるアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ８５０ＴＸバンド（８２４−８４９ＭＨｚバンド）における周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図７は、適応切り替えなしの自由空間及びユーザとの相互干渉におけるアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ８５０ＴＸバンド（８２４−８４９ＭＨｚバンド）における周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図８は、自由空間及びユーザとの相互干渉を有するアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ８５０ＴＸバンドにおける周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図８は、自由空間及びユーザとの相互干渉を有するアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ８５０ＴＸバンドにおける周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図９は、適応切り替えがある自由空間及びユーザとの相互干渉におけるアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ８５０ＴＸバンドにおける周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図９は、適応切り替えがある自由空間及びユーザとの相互干渉におけるアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ８５０ＴＸバンドにおける周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図１０は、適応切り替えがある自由空間及びユーザとの相互干渉におけるアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ１８００ＴＸバンド（１７１０−１７８５ＭＨｚバンド）における周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図１０は、適応切り替えがある自由空間及びユーザとの相互干渉におけるアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ１８００ＴＸバンド（１７１０−１７８５ＭＨｚバンド）における周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図１１は、自由空間及びユーザとの相互干渉を有するアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ１８００ＴＸバンドにおける周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図１１は、自由空間及びユーザとの相互干渉を有するアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ１８００ＴＸバンドにおける周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図１２は、適応切り替えがある自由空間及びユーザとの相互干渉を有するアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ１８００ＴＸバンドにおける周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。図１２は、適応切り替えがある自由空間及びユーザとの相互干渉を有するアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）インピーダンスのスミスチャートを示す図（ａ）であり、ＧＳＭ１８００ＴＸバンドにおける周波数ＭＨｚを関数とする電圧定在波比のグラフを示す図（ｂ）である。

図中、同一参照番号は、対応する特徴を示すものとする。

説明の都合上、本発明は、８２４と９６０ＭＨｚとの間の低周波数帯、１７１０と２１７０ＭＨｚとの間の高周波数帯で動作可能な様々な無線通信標準に従って動作可能なポータブルワイヤレスターミナルを参照して説明される。

図１を参照すると、ポータブルワイヤレスターミナル１０は、音声周波数（ＡＦ）段１４及び無線周波数（ＲＦ）段２４を形成する無線送信及び受信段１２を備える。ＡＦ段は、マイクロフォン１６に結合される入力、及びラウドスピーカ１８に結合される出力を有する。ＡＦ段２４は、ＲＦ段２４を形成する低及び高周波数ＲＦトランシーバ段２０、２２に結合される端子を有する。トランシーバ段２０、２２は、図２に詳述されるアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）４４のポート２６から３２とポート３４から４２に結合される入力／出力ポートを備える。ＡＩＭ段４４は、低周波数帯アンテナ４８に接続される第一低周波数帯アンテナ結合４６及び高周波数帯アンテナ５２に接続される第二高周波数帯アンテナ結合５０を有する。アンテナ４８、５２は、平面逆Ｆアンテナ（ＰＩＦＡｓ）のような好適なアンテナから構成される。

ポータブルワイヤレスターミナル１０は、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）５７に格納された制御ソフトウェアを使用するターミナル１０の動作を制御するマイクロコントローラ５５をさらに備える。マイクロコントローラ５５は、所望周波数帯に応じて動作する段を構成するように無線送信及び受信段１２に接続される。ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）５９は、マイクロコントローラ５５に結合され、データメッセージのようなストアデータを提供する。キーパッド６１によって示されるマン／マシンインターフェースは、またマイクロコントローラ５５に結合される。ポータブルワイヤレスターミナル１０の基本動作は、追加の説明を必要とすることなく当業者によって理解される。

図２を参照すると、低高周波数ＲＦ段２２、２２は、複数の出力／入力段２５から３１及び３３から４１から構成される。段２５から３１は、それぞれＧＳＭ８５０ＴＸ８２４−８４９／ＧＳＭ９００ＴＸ８８０−９１５、ＧＳＭ９００ＲＸ９２５−９６０、ＧＳＭ８５０ＲＸ８６９−８９４／ＵＴＲＡＶＲＸ８６９−８９４、及びＵＴＲＡＶＴＸ８２４−８４９を示し、段３３から４１は、それぞれＧＳＭ１８００ＴＸ１７１０−１７８５／ＧＳＭ１９００ＴＸ１８５０−１９１０、ＧＳＭ１９００ＲＸ１９３０−１９９０／ＵＴＲＡ II ＲＸ１９３０−１９９０、ＵＴＲＡ II ＴＸ１８５０−１９１０、並びにＵＴＲＡ I ＲＸ２１１０−２１７０、及びＵＴＲＡ I ＴＸ１９２０−１９８０を示す。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ地上無線アクセスの略であり、以下の帯域を有する。

帯域ＴＸ（ＭＨｚ）ＲＸ（ＭＨｚ）
Ｉ１９２０−１９８０２１１０−２１７０
ＩＩ１８５０−１９１０１９３０−１９９０
ＩＩＩ１７１０−１７８５１８０５−１８８０
ＩＶ１７１０−１７５５２１１０−２１５５
Ｖ８２４−８４９８６９−８９４
ＶＩ８３０−８４０８７５−８８５
ＶＩＩ２５００−２５７０２６２０−２６９０
ＶＩＩＩ８８０−９１５９２５−９６０
ＩＸ１７４９．９−１７８４．９１８４４．９−１８７９．９

トランスミッタ段２５、３１、３３、３７、４１は、一般に電力増幅段と受信段２７、２９、３５、３９から構成され、一般に、低雑音増幅器及びＲＦフィルタリング段から構成される。ＡＩＭ４４のポート２６から３２及びポート３４から４２は、それぞれ段２５から３１及び３３から４１に結合される。

ＡＩＭ４４は、スイッチＳＷ１／１からＳＷ２／１とＳＷ２／１から２／４の第一及び第二バンク５４、５６から構成される。スイッチは、ｐＨＥＭＴｓ（シュールドモルフィック高電子移動度トランジスタ）、ＭＥＭＳ（ＭｉｃｒｏＥｌｅｃｔｒｏ−ＭｅｃｈａｎｉｃａｌＳｙｓｔｅｍｓ）素子又はＰＩＮダイオードから構成される。スイッチＳＷ１／１からＳＷ１／４及びＳＷ２／１から２／４の各々は、第一及び第二極を備える。バンク５４の第二極は、共通接合又はポート５８に結合され、バンク５６の第二極は、共通接合又はポート６０に結合される。共通結合５８、６０の各々は、それぞれ直流制限キャパシタ６２Ａ，６２Ｂとスレッショルド検出器６６Ａ、６６Ｂの誘導リアクタンス６４Ａ、６４Ｂとの直列接続によって低周波数帯アンテナ４８及び高周波数帯アンテナ５２に結合される。図２の実施形態では、第一及び第二バンクは、アンテナ４８又は５２に接続されるポート２６から４２の特定の一つを選択するマイクロコントローラ５５（図１）によって制御される。誘導／容量アンテナ整合を有するポート２６、３４に加えて、スイッチＳＷ１／１、ＳＷ１／２及びスイッチＳＷ２／１、ＳＷ２／２は、スレッショルド検出器６６Ａ、６６Ｂによって生成される直流制御信号によって追加的に制御される。

ポート２６は、接合部６７に結合される。スイッチＳＷ１／１の第一極は、結合部６７に対するアンテナ整合キャパシタンス６８によって結合される。一方のアンテナ整合インダクタンス７２は、接合部６７に結合され、他方は、直流制限キャパシタ７０によってスイッチＳＷ１／２の第一極に結合される。ポート２８は、アンテナ整合キャパシタ７４によってスイッチＳＷ１／３の第一極に結合される。ポート３２及び３３は、それぞれインダクタンス７６、７８によってデュプレックサフィルタ８０のバンドパスフィルタ８２、８４に結合される。デュプレクサフィルタ８０の出力は、アンテナ整合配列によってスイッチＳＷ１／４の第一極に結合される。アンテナ整合配列は、接地されるシャントインダクタンス９０とともにインダクタンス８６及びキャパシタ８８から構成される。

ポート３４は、接合部９１に結合される。スイッチＳＷ２／１の第一極は、アンテナ整合キャパシタ９２によって接合部９１に結合される。アンテナ整合インダクタンス９６の一方は、接合部９１に結合され、他方は直流制限キャパシタ９４によってスイッチＳＷ２／２の第一極に結合される。ポート３６及び３８は、それぞれデュプレクサフィルタ９８のバンドバスフィルタ１００、１０２に結合される。デュプレクサフィルタ９８の出力は、アンテナ整合キャパシタンス１０４によってスイッチＳＷ２／３の第一極に結合される。ポート４０及び４２は、それぞれデュプレクサフィルタ１０６のバンドパスフィルタ１０８、１１０に結合される。デュプレクスフィルタ１０６の出力は、アンテナ整合キャパシタンス１１２によってスイッチＳＷ２／４の第一極に結合される。

本発明の理解に関し、前述から、ＧＳＭ８５０ＴＸ８２４−８４９及びＧＳＭ９００ＴＸ８８０−９１５は段２５の電力増幅ポートを共有する。ゆえに、スイッチＳＷ１／１及びＳＷ１／２の動作は、リアクタンススレッショルド検出器６６Ａの直流制御電圧に応答して動的に選択されることができる。リアクタンススレッショルド検出器６６Ａは、自由空間に在る場合とは反対にユーザによって保持されると、ワイヤレスターミナルがアンテナのリアクタンス変化に応答する。同様のことは、段３３のＧＳＭ１８００ＴＸ１７１０−１７８５及びＧＳＭ１９００ＴＸ１８５０−１９１０電力増幅ポート（そこではスイッチＳＷ２／１及びＳＷ２／２が動的に設定される。）でも当てはまる。本発明の示唆は、ＧＳＭ送信チャンネルに限定されず、いかなる又は各アンテナの段２７から３１及び３５から４１の全てに適合可能である。

図３は、アンテナリアクタンスがスレッショルドを超えたかどうかを検出するために使用されるリアクタンススレッショルド検出器１２０を示している。これはある値のインダクタ又はキャパシタを有するリアクタンススレッショルド検出器を使用して実現されることができる。

リアクタンススレッショルド検出器１２０は、インダクタ又はキャパシタとからなるリアクタンスＸｓから構成される。ＲＦフロンドエンドからの信号は端子１２２に供給され、電流ｉ_１が、アンテナ抵抗Ｒ_ＡとリアクタンスＸ_Ａとの直列配列によって示されるアンテナインピーダンスＺ_Ａに流れる。リアクタンスＸｓのアンテナ側における電圧ｖ_１は、第一高インピーダンスバッファ増幅器１２４の第一入力に供給される。リアクタンスＸｓのアンテナとは別の側における電圧ｖ_２は、増幅器１２４の第二入力及び第二高インピーダンスバッファ増幅器１２６の第一入力に供給される。増幅器１２６の第二入力は接地される。増幅器１２４、１２６の出力は、それぞれリミッタ１２８、１３０で制限され、そこからの出力は、乗算器１３２で乗算される。直流制御電圧は、乗算器１３２の出力に結合される端子１３６上で取得される。大きな値のシャントキャパシタ１３４から構成されるフィルタもまた乗算器１３２の出力に結合される。

位相検出器の動作を述べる。

リアクタンスＸｓは、検出素子として使用され、２つの電圧値ｖ_１、ｖ_２がモニタされる。第一増幅器１２４は電圧差ｄｖ＝ｖ_２−ｖ_１を処理し、第二増幅器１２６は引き込まれたｖ_２上で動作する。この増幅器は、またｖ_１を増幅するように構成される。増幅器は、高インピーダンスバッファの役割を果たす。

電圧ｖ_１、ｖ_２はアンテナインピーダンスの関数であり、

Ｚ_Ａ＝Ｒ_Ａ＋ｊＸ_Ａ
ｖ_１＝ｉ_１｜Ｚ_Ａ｜ｃｏｓ（ωｔ＋φ_１）・・・１）
ｖ_２＝ｉ_１｜Ｚ_Ａ＋Ｘ_ｓ｜ｃｏｓ（ωｔ＋φ_２）・・・２）

ここで、位相φ_１、φ_２はインピーダンスに関連する。

φ_１＝ｔａｎ^−１［Ｘ_Ａ／Ｒ_Ａ］・・・３）
φ_２＝ｔａｎ^−１［（Ｘ_Ａ＋Ｘ_ｓ）／Ｒ_Ａ］・・・４）

φ_１はアンテナインピーダンスの位相である。φ_２はリアクタンス測定のために使用される。

電圧差ｄｖは、
ｄｖ＝ｉ_１｜ｘ_ｓ｜ｃｏｓ（ωｔ±９０）・・・５）

ここで、括弧内の符号は、インダクタに対して正であり、キャパシタに対して負である。

増幅器１２４、１２６及びリミッタ１２８、１３０を使用したこれらの電圧の増幅及び制限は、振幅情報を除去する。ｖ_１及びｄｖの増幅された及び制限されたバージョンを乗算すると、

Ａｃｏｓ（ωｔ＋φ_１）ｃｏｓ（ωｔ±９０）＝
Ｂｃｏｓ（２ωｔ＋φ_１±９０）＋ｃｏｓ（φ_１−＋９０）・・・６）

ここで、Ａ及びＢは比例定数である。

大きな値のシャントキャパシタ１３４でこれをフィルタリングし、図３に示されるように、直流成分のみが、以下のように示される。

Ｖ_ＤＣ＝−＋Ｂｓｉｎ（φ_１）・・・７）

ここで、負及び正の符号は、それぞれ容量性及び誘導性の検出に適用する。

同様に、ｖ_２及びｄｖを処理すると、
Ｖ_ＤＣ＝−＋Ｂｓｉｎ（φ_２）・・・８）

先のサブセクションは、与えられたＶ_ＤＣは、特定の位相に対応する。式（３）、（４）から、Ｖ_ＤＣは、またスミスチャート上で輪郭としてプロットされる、アンテナの抵抗値及びリアクタンス値の範囲に対応する。最も簡単は方法は、反射係数の実成分と虚成分に関して、チャートのｘ軸及びｙ軸で抵抗及びリアクタンスを表現することである。

文末に含まれる付録Ａより、正規化されたアンテナ抵抗ｒ_Ａ及びアンテナリアクタンスｘ_Ａは、反射係数の実成分と虚成分に関する。

ｒ_Ａ＝（１−ρ_Ａｒ ^２−ρ_Ａｊ ^２）／［（１−ρ_Ａｒ）^２＋ρ_Ａｊ ^２］・・・９）
ｘ_Ａ＝２ρ_Ａｊ／[（１−ρ_Ａｒ）^２＋ρ_Ａｊ ^２] ・・・１０）

ここで
ρ_Ａｒアンテナ反射係数の実部
ρ_Ａｊアンテナ反射係数の虚部

ｖ_１及びｄｖが位相検出器によって処理されると、式（３）から、位相、及び従ってＶ_ＤＣは、ｘ_Ａ／ｒ_Ａは定数のとき、定数である。ゆえに、

ｘ_Ａ／ｒ_Ａ＝２ρ_Ａｊ／（１−ρ_Ａｒ ^２−ρ_Ａｊ ^２）＝１／Ｋ_１・・・１１）

ここで、式（３）より、
Ｋ_１＝ｃｏｔ（φ_１）・・・１２）

式（１１）を簡略化すると、
ρ_Ａｒ ^２＋ρ_Ａｊ ^２＋２Ｋ_１ρ_Ａｊ−１＝０・・・１３）

これを再整理すると、
ρ_Ａｒ ^２＋（ρ_Ａｊ＋Ｋ_１）^２＝（√（１＋Ｋ_１ ^２））^２・・・１４）

これは、中心（０，−Ｋ_１）、半径√（１＋Ｋ_１ ^２）に等しい、（ρ_Ａｒ，ρ_Ａｊ）平面上の円の方程式である。Ｋ_１＝ｔａｎ^−１（φ_１）のとき、

ρ_Ａｒ ^２＋［ρ_Ａｊ＋ｃｏｔ（φ_１）］^２＝（１／ｃｏｓ（φ_１））^２・・・１５）

式（１４）は、スミスチャート上の定数Ｋ_１の輪郭を描くために使用され、全ての可能なアンテナインピーダンスを表すために用いられる。式（７）及び（１２）から、Ｋ_１＝∞のとき、Ｖ_ＤＣはゼロであり、輪郭はゼロリアクタンスの線である（チャートの中心を通る水平線）。図４に示されるように、他の全ての線は、短絡回路及び開回路を示す点で始まり、そして終了する。

前述のサブセクションの輪郭は、アンテナインピーダンスが、定数の場合を示している。しかし、一定の位相は、本発明が関連する限り準最適化される。これは、アンテナ位相が、一定の位相の輪郭線にほぼ平行であり、小さい電圧変化のみが検出されるからである。本発明は、一定のリアクタンスの輪郭線を使うことに関し、そしてインピーダンス交差において、実質的に直交する、一定のリアクタンスの輪郭線を変える。

一定のリアクタンスが計測さえる手段が導かれる。

一定のリアクタンスに関し、ｖ_２及びｄｖは、リアクタンスレッショルド検出器によって演算される。式（４）及び（８）から、（ｘ_Ａ＋ｘ_Ｓ）／ｒ_Ａが一定のとき、Ｖ_ＤＣは一定である。ゆえに、

（ｘ_Ａ＋ｘ_Ｓ）／ｒ_Ａ＝２ρ_Ａｊ／（１−ρ_Ａｒ ^２−ρ_Ａｊ ^２）
＋ｘ_Ｓ[（１−ρ_Ａｒ）^２＋ρ_Ａｊ ^２]／(１−ρ_Ａｒ ^２−ρ_Ａｊ ^２）＝１／Ｋ_２・・・１６）

ここで、式（４）から、
Ｋ_２＝ｃｏｔ（φ_２）・・・１７）

式（１６）を簡略化すると、
ρ_Ａｒ ^２（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）−２Ｋ_２ｘ_Ｓρ_Ａｒ＋ρ_Ａｊ ^２（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）＋２Ｋ_２ρ_Ａｊ＋Ｋ_２ｘ_Ｓ−１
＝０・・・１８）

ゆえに、
ρ_Ａｒ ^２−２Ｋ_２ｘ_Ｓρ_Ａｒ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）＋ρ_Ａｊ ^２＋２Ｋ_２ρ_Ａｊ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）＋（Ｋ_２ｘ_Ｓ−１）／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）＝０・・・１９）

置き換えると、
［ρ_Ａｒ−Ｋ_２ｘ_Ｓ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２＝ρ_Ａｒ ^２−２Ｋ_２ｘ_Ｓρ_Ａｒ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）＋（Ｋ_２ｘ_Ｓ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ））^２・・・２０）

及び
［ρ_Ａｊ＋Ｋ_２／（１＋Ｋ_２ｘ_Ａ）］^２＝ρ_Ａｊ ^２＋２Ｋ_２ρ_Ａｊ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）＋［Ｋ_２／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２・・・２１）

式（１９）において、
［ρ_Ａｒ−Ｋ_２ｘ_Ｓ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２＋［ρ_Ａｊ＋Ｋ_２／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２＝［Ｋ_２ｘ_Ｓ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２＋［Ｋ_２／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２＋（１−Ｋ_２ｘ_Ｓ）／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）・・・２２）

この式の右辺は、
［（Ｋ_２ｘ_Ｓ）^２＋（Ｋ_２）^２＋（１−Ｋ_２ｘ_Ｓ）（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）^２＝［√（１＋Ｋ_２）／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２・・・２３）

ゆえに、
［ρ_Ａｒ−Ｋ_２ｘ_Ｓ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２＋［ρ_Ａｊ＋Ｋ_２／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２＝［√（１＋Ｋ_２）／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ）］^２・・・２４）

再度、これは（ρ_Ａｒ，ρ_Ａｊ）平面上の円の方程式である。円は、中心が（Ｋ_２ｘ_Ｓ／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ），−Ｋ_２／（１＋Ｋ_２ｘ_Ｓ））、半径が√（１＋Ｋ_２）／１＋Ｋ_２ｘ_Ｓである。これは、定数Ｋ_２の輪郭を描くために使用される。

式（８）及び（１７）から、中心座標及び座標が次のとき、Ｋ_２＝∞でＶ_ＤＣはゼロである。

ゆえに、Ｖ_ＤＣがゼロのとき、式（２４）は、
（ρ_Ａｒ−１）^２＋（ρ_Ａｊ＋１／ｘ_Ｓ）^２＝（１／ｘ_Ｓ）^２・・・２８）

これは、一定の正規化されたスミスチャート上の−ｘ_ｓ（付録Ａ参照）であるリアクタンスの線に直接的に等しい。これは、リアクタンス検出スレッショルドの設定に使用される。−ｘ_ｓより下のリアクタンスは、負のＶ_ＤＣを与え、−ｘ_ｓより上のリアクタンスは、正のＶ_ＤＣを与える。

定数Ｋ_２の輪郭は、ｘ_ｓ＝１の場合、図５にプロットされる。Ｋ_２＝∞の輪郭は、ｘ_Ａ＝−１の一定のリアクタンス円に一致する。

同様に、図６は、Ｘｓ＝０．５のときの定数Ｋ_２の輪郭を示している。

図４及び図５は、リアクタンススレッショルドが、適当なインダクタＸｓの選択により選択されることを示している。必要であれば、前記ＡＩＭが、特定のアプリケーションに合わせてインダクタを選択するための選択手段とともに、幾つかの異なる値のインダクタＸｓを含んでも良い。

以下の記載は、どのようにリアクタンススレッショルド検出回路が、図２に示されるアーキテクチャを有するアンテナインターフェースモジュール（ＡＩＭ）に使用されるかを述べている。図７（ａ）から図１２（ａ）に示されるスミスチャートにおいて、１１８で参照される線は、自由空間状態に関し、他の線は異なるユーザ相互作用を関する。図７（ｂ）から図１２（ｂ）において、太字の黒線１２０は、自由空間状態に関し、他の線は、異なるボランティアたちがポータブルワイヤレスデバイスを保持したときの状態に関する。

図７は、線１２０に、自由空間及び実験によるローバンドアンテナインピーダンスを示しており、ここでは本発明に従って作られたポータブルワイヤレスターミナルを、ＧＳＭ８５０ＴＸバンドに関して６３人のボランティアにより保持している。

図８は、自由空間において、ＧＳＭ８５０ＴＸバンドが直列インダクタ７２（図２）により整合されている結果を示している。しかし、ユーザ相互作用は誘導性シフトを起こしており、６３人中５１人という多くのユーザに関して、インダクタンスが逆効果となっている。それらのユーザ相互作用は、反時計回りに線１１８が示す自由空間となり、そこではインダクタンス整合は効果がなく、実際、結果の多くが、整合なしの場合よりも悪い。そのような環境下で、ＧＳＭ８５０ＴＸバンド（自由空間）に整合するキャパシタ６８（図２）に切り替えることが好ましい。

スレッショルドに到達すると、リアクタンスは、検出インダクタンスを決定するために使用される。

ｘ_ｓ＝（ｘ_Ｌ＋ｘ_Ｃ）／２・・・２９）

ここで、
ｘ_Ｌは、整合インダクタンスのリアクタンス（正）
ｘ_Ｃは、整合インダクタンスのキャパシタンス（負）

上記の場合、整合インダクタ７２は、６．２ｎＨ（８３７ＭＨｚで３６．２Ω）、キャパシタ６８は、８ｐＦ（８３７ＭＨｚで−２３．８Ω）である。これは、検出インダクタ６８の値０．８３ｎＨ（８３７ＭＨｚで４．４Ω）を与える。必要ならば、キャパシタンス６２Ａの値は、インダクタ６４Ａの直列インダクタンスの変化を考慮した変えることができる。

この値をシミュレートし、インダクタンスを調整するための直流阻止キャパシタ７０を調節し、図９に示される結果を得る。明らかに、ＶＳＷＲが著しく改善され、電話を保持する６３のうち３８の結果が、誘導性整合よりも容量性整合を使用している。

図１０は、自由空間のハイバンドアンテナインピーダンス、及びＧＳＭ１８００ＴＸバンドに関して６３のボランティアによって保持された場合を示している。

自由空間インピーダンスに基づく誘導性整合において、ＡＩＭの入力におけるインピーダンスは図１１に示される。

整合インダクタ９６は、ＧＳＭ１９００ＴＸバンドを調整するために使用されるキャパシタ９２が１１ｐＦ（１７４７ＭＨｚで−８．３Ω）の間、３．６ｎＨ（１７４７ＭＨｚで３９．５Ω）である。これは検出インダクタンス６４Ｂの値１．４２ｎＨ（１７４７ＭＨｚで１５．６Ω）を付与する。

この値をシミュレートし、インダクタンスを調整するための直流阻止キャパシタ９４を調節し、図１２に示される結果を得る。低周波数帯において、ＶＳＷＲは著しく改善されている。電話を保持する６３のうち２６の結果が、誘導性整合よりもキャパシシティブ整合を使用している。

低高周波数帯において、上記考察は回路損失や寄生成分などを考慮しないので僅かに大きな値の検出インダクタがより最適である。

リアクタンス測定は、受信チャンネルに適用される。リアクタンス測定にとって、電力が電力増幅器によって供給されるので、送信チャンネル上で作られることが好ましい。

付録Ａ−スミスチャート

Ａ．１インピーダンス円
反射係数ρは、使用される座標系がρの実成分及び虚成分に関するカーテシアンであるため、スミスチャート上に直接プロットされる。定数抵抗及びリアクタンスのラインをプロットするために、ρ成分の関連性を見出さねばならない。幸運にも、これを行うのは簡単である。

正規化インピーダンスは、以下の反射係数に関連される。
ｚ＝ｒ＋ｊｘ＝（１＋ρ）／（１−ρ）＝（１＋ρ_ｒ＋ｊρ_ｉ）／（１−ρ_ｒ−ｊρ_ｉ）・・・Ａ．１）

ここで、
ρ_ｒ反射係数の実部
ρ_ｊ反射係数の虚部
ｒ入力インピーダンスによって除されたアンテナ抵抗ｒ_Ａの比率で決定された正規化抵抗であり、例えば５０Ω
ｘ入力インピーダンスによって除されたアンテナ抵抗ｒ_Ａの比率で決定された正規化リアクタンスであり、例えば５０Ω

これを簡略化すると、
ｚ＝ｒ＋ｊｘ＝（１−ρ_ｒ ^２＋ρ_ｊ ^２＋ｊ２ρ_ｊ ^２）／（（１−ρ_ｒ）^２＋ρ_ｊ ^２）
・・・Ａ．２）
実部は抵抗を付与し、
ｒ＝（１−ρ_ｒ ^２＋ρ_ｊ ^２）／（（１−ρ_ｒ）^２＋ρ_ｊ ^２）・・・Ａ．３）
虚部はリアクタンスを付与し、
ｘ＝２ρ_ｊ ^２／（（１−ρ_ｒ）^２＋ρ_ｊ ^２）・・・Ａ．４）
（Ａ．３）は簡略化され、
（１＋ｒ）ρ_ｒ ^２＋ｒ（１−２ｒ）＋（１＋ｒ）ρ_ｊ ^２＝１・・・Ａ．５）
これはさらに簡略化され、
（ρ_ｒ−ｒ／（１＋ｒ））^２＋ρ_ｊ ^２＝（１／（１＋ｒ））^２・・・Ａ．６）

これは、中心（ｒ／（１＋ｒ），０）、半径１／（１＋ｒ）に等しい、（ρ_ｒ，ρ_ｊ）平面の円方程式である。

（Ａ．４）は簡略化され、
（ρ_ｒ−１）^２＋（ρ_ｊ−１／ｘ）^２＝（１／ｘ）^２・・・Ａ．７）

これもまた、（ρ_ｒ，ρ_ｊ）平面の円方程式であるが、中心（１，１／ｘ）、半径１／ｘ）である。

一定の正規化コンダクタンスのラインは同様の方法で示されることができ、ｇは、
（ρ_ｒ＋ｇ／（１＋ｇ））^２＋ρ_ｊ ^２＝（１／（１＋ｇ））^２・・・Ａ．８）
及び、一定の正規化されたアドミタンスのライン、ｂは、
（ρ_ｒ＋１）^２＋（ρ_ｊ＋１／ｂ）^２＝（１／ｂ）^２・・・Ａ．９）

本明細書及び特許請求の範囲において、要素に先行する用語”ａ”又は”ａｎ”は、複数の要素の存在を除外しない。さらに、用語”構成される”は、列挙された以外の他の要素又はステップの存在を除外しない。

請求の範囲中の括弧におかれた参照符号に使用は、請求の範囲の射程を限定するものとして構成されたものではない。

本開示の知見から、他の変形は当業者において明白である。そのような変形は、設計、製造及びポータブルワイヤレスターミナルやそれらの構成部品の使用において、すでに知られている他の特徴を含み、すでにここに記述された特徴に代えて、または追加して使用されることができる。

Claims

ＲＦ出力又は入力段（２５又は３３）への接続のための第一ポート（２６又は３４）及び第二ポート（６６Ａ又は６６Ｂ）を有するアンテナインターフェースモジュール（４４）と、前記第二ポートとアンテナ（４８又は５２）への接続のためのアンテナターミナル（４６又は５０）との間に接続されたリアクタンススレッショルド検出器（１２０）を含むスレッショルド検出器と、第一及び第二スイッチ（ＳＷ１／１、ＳＷ１／２又はＳＷ２／１、ＳＷ２／２）を含むアンテナインターフェースモジュールと、前記第一ポート（２６又は３４）と前記第一スイッチ（ＳＷ１／２又はＳＷ２／２）の第一極との間に接続された誘導性リアクタンス（６８又は９６）を含む第一整合回路と、前記第一ポートと前記第二スイッチ（ＳＷ１／１又はＳＷ２／１）の第一極との間に接続された容量性リアクタンス（６８又は９２）を含む第二整合回路と、前記第二ポート（５８又は６０）に接続された前記第一及び第二スイッチの第二極とを備え、前記リアクタンススレッショルド検出器が、前記リアクタンススレッショルド検出器が予め設定されたスレッショルド値を超えることに応答して、前記第一スイッチの状態を第一状態から第二状態に、及び前記第二スイッチの状態を第一状態から第二状態に、又はその逆に変えるための出力を付与する、ポータブルワイヤレスターミナル。
請求項１に記載のポータブルワイヤレスターミナルにおいて、前記リアクタンススレッショルド検出器が、前記アンテナターミナル（４６又は５０）に結合された第一ターミナル及び前記第二極（５８又は６０）に接続された第二ターミナルを有するリアクタンス素子（６４Ａ又は６５Ｂ）と、前記リアクタンス素子を跨ぐ電圧差（ｄｖ）及びリアクタンス測定のための位相（φ_２）を決定するための第二ターミナルにおける第２電圧（ｖ_２）を演算する手段と、を備えることを特徴とするポータブルワイヤレスターミナル。
請求項１に記載のポータブルワイヤレスターミナルにおいて、前記リアクタンススレッショルド検出器（１２０）が、前記アンテナターミナルに結合された第一ターミナル及び前記第二極（５８又は６０）に結合された第二ターミナルを有するリアクタンス素子と、前記第一及び第二ターミナルにおける電圧（ｖ_１、ｖ_２）を受信するため及びこれらの電圧間の差（ｄｖ）を導き出すための入力を有する第一増幅器（１２４）と、前記第二ターミナルにおける前記電圧（ｖ_２）を受信するための入力を有する第二増幅器（１２６）と、前記第一及び第二増幅器の出力における前記電圧から振幅情報を除くための手段（１２８、１３０）と、増幅情報が除かれたから出力を生成するまで前記電圧を乗算するための乗算手段（１３２）と、前記第一及び第二スイッチを操作するための制御電圧を生成するために前記乗算手段の前記出力をフィリタリングする手段（１３４）と、を備えることを特徴とするポータブルワイヤレスターミナル。
請求項２又は請求項３に記載のポータブルワイヤレスターミナルにおいて、前記スレッショルド値が、前記選択されたリアクタンス素子のリアクタンス（ｘ_Ｓ）の関数である、ことを特徴とするポータブルワイヤレスターミナル。
請求項４に記載のポータブルワイヤレスターミナルにおいて、前記リアクタンス素子がインダクタである、ことを特徴とするポータブルワイヤレスターミナル。
請求項１から５の何れか一項に記載のポータブルワイヤレスターミナルにおいて、自由空間において前記誘導性リアクタンスが整合のための選択され、リアクタンス変化の原因となるユーザ相互作用に応答して前記容量性リアクタンスが整合のための選択される、ことを特徴とするポータブルワイヤレスターミナル。
ＲＦ出力又は入力段（２５又は３３）への接続のための第一ポート（２６又は３４）及び第二ポート（６６Ａ又は６６Ｂ）を有するアンテナインターフェースモジュール（４４）と、前記第二ポートとアンテナ（４８又は５２）への接続のためのアンテナターミナル（４６又は５０）との間に接続されたリアクタンススレッショルド検出器（１２０）を含むスレッショルド検出器と、第一及び第二スイッチ（ＳＷ１／１、ＳＷ１／２又はＳＷ２／１、ＳＷ２／２）を含むアンテナインターフェースモジュールと、前記第一ポート（２６又は３４）と前記第一スイッチ（ＳＷ１／２又はＳＷ２／２）の第一極との間に接続された誘導性リアクタンス（６８又は９６）を含む第一整合回路と、前記第一ポートと前記第二スイッチ（ＳＷ１／１又はＳＷ２／１）の第一極との間に接続された容量性リアクタンス（６８又は９２）を含む第二整合回路と、前記第二ポート（５８又は６０）に接続された前記第一及び第二スイッチの第二極とを備えるポータブルワイヤレスターミナルを操作するための方法において、前記第二ポートにおける前記信号の前記リアクタンスをモニタし、前記リアクタンススレッショルド検出器が予め設定されたスレッショルド値を超えることに応答して、前記第一スイッチの状態を第一状態から第二状態に、及び前記第二スイッチの状態を第一状態から第二状態に、又はその逆に変える方法。
請求項７に記載の方法において、前記リアクタンススレッショルド検出器が、前記アンテナターミナル（４６又は５０）に結合された第一ターミナル及び前記第二極（５８又は６０）に接続された第二ターミナルを有するリアクタンス素子（６４Ａ又は６５Ｂ）を備え、前記リアクタンス素子を跨ぐ電圧差（ｄｖ）及び前記リアクタンス素子の前記第二ターミナルにおける電圧（ｖ_２）を導き、前記導き出された電圧差及びリアクタンス測定のための前記位相（φ_２）を決定するための電圧を演算する、ことを特徴とする方法。
請求項７に記載の方法において、前記リアクタンススレッショルド検出器（１２０）が、前記アンテナターミナルに結合された第一ターミナル及び前記第二極（５８又は６０）に結合された第二ターミナルを有するリアクタンス素子を備え、前記リアクタンス素子を跨ぐ電圧差（ｄｖ）及び前記リアクタンス素子の前記第二ターミナルにおける電圧（ｖ_２）を導き出し、導き出された電圧を増幅及び制限し、増幅され及び制限された電圧を共に乗算し、乗算された信号をフィルタリングすることにより直流制御電圧を導き出す、ことを特徴とする方法。
請求項７から請求項９の何れか一項に記載の方法において、自由空間において前記誘導性リアクタンスが整合のための選択され、リアクタンス変化の原因となるユーザ相互作用に応答して前記容量性リアクタンスが整合のための選択される、ことを特徴とする方法。