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Die
vorliegende Erfindung betrifft Verbesserungen in tragbaren drahtlosen
Geräten oder in Bezug darauf. Die vorliegende Erfindung
findet insbesondere, aber nicht ausschließlich Anwendung
auf die Anpassung von Antennenstrukturen, die in Mobiltelefonen
und anderen tragbaren drahtlosen Geräten verwendet werden.
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Ein
Problem beim Betrieb von tragbaren drahtlosen Handgeräten
mit kleinen Planarantennen, wie zum Beispiel Planarantennen des
Typs umgedrehtes-F (PIFA), besteht darin, dass, wenn ein Benutzer
ein Gerät hält, sich die Impedanz der Antenne
vorherrschend reaktiv ändert. Als Folge wird die Anpassung
der Antenne an Hochfrequenzschaltkreise durch diese reaktiven Änderungen
beeinträchtigt.
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EP 1 564 896 A1 offenbart
das Ändern des Werts einer zwischen einen Leistungsverstärker
und eine Antenne geschalteten Impedanz, um Leistungsregelung in
der Ausgangsstufe eines Leistungsverstärkers zu erzielen.
Im Betrieb wird die tatsächliche Lastimpedanz an der Antenne
gemessen, und der Wert der Impedanz wird so justiert, dass der Leistungsverstärker
nur eine reine Widerstandslast erfährt.
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WO 2006/054246 offenbart
eine zwischen den Ausgang eines Leistungsverstärkers und
eine Antennenstufe geschaltete geregelte Anpassungsstufe. Die geregelte
Anpassungsstufe umfasst einen Phasendetektor zum Detektieren der
Phasendifferenz zwischen einem aus dem Leistungsverstärker
abgeleiteten ersten Signal und einem aus einem Eingang der mit der
Antennenstufe gekoppelten Schaltstufe abgeleiteten zweiten Signal.
Die Phasendifferenz zwischen dem ersten und zweiten Signal wird
verwendet, um die Impedanz der Schaltstufe zu justieren. Typischerweise
umfasst die Schaltstufe eine Reihen-LC-Schaltung mit einer festen Induktivität
und einer justierbaren Kapazität.
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GB 0 804,103 A offenbart
ein automatisches Abstimmsystem mit Servomotoren, die jeweils eine
justierbare Antenneneingangskopplung und einen verschieblichen Kurzschluss
antreiben. Der Widerstand und die Reaktanz einer Übertragungsleitung,
die einen Sender mit einer Antenne verbindet, werden erfasst und
die Ergebnisse werden in die Servomotoren regelnden Antriebsservoverstärkern
verwendet. Es werden Maßnahmen offenbart, die eine anfängliche
schnelle Ansteuerung der Servomotoren mit anschließender
langsamerer Bewegung ermöglichen.
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GB 1 362 154 A offenbart
einen automatischen Tuner zum Transformieren der Impedanz einer
Antenne auf einen für die Leistungsverstärker-Ausgangsstufe
eines Senders erforderlichen Lastwiderstand. Der automatische Tuner
verwendet ein Verfahren zur Steuerung des Abstimmschaltungselements,
wobei Phasen- und Impedanzeingaben erforderlich sind, die den reaktiven
Zustand der gewählten Antenne angeben. Die Phaseneingabe
wird verwendet, um das Schalten von Kondensatoren in einem Antennenimpedanz-Anpassungsnetzwerk
zu steuern, und die Impedanzeingabe wird verwendet, um das Schalten
von Impedanzen in dem Antennenimpedanz-Anpassungsnetzwerk zu steuern.
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WO 2006/038167 A1 offenbart
das Koppeln eines HF-Leistungsverstärkers mit einer Antenne
mittels einer Schaltung zum Detektieren der Impedanz der Antenne.
Die Schaltung detektiert ein Signal, das sich von dem HF-Leistungsverstärker
zu der Antenne ausbreitet, und misst den Spitzenstrom des Signals.
Genauer gesagt umfasst die Schaltung erste Mittel zum Erfassen des
Spitzenwerts der Ausgangsspannung des HF-Leistungsverstärkers,
zweite Mittel zum Erfassen der Spitze des Ausgangsstroms des HF-Leistungsverstärkers und
dritte Mittel zum Ableiten der Phase zwischen der Ausgangsspannung
und dem Ausgangsstrom.
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WO 2004/010595 A1 offenbart
eine Einrichtung zur dynamischen Impedanzanpassung zwischen einem
Leistungsverstärker und einer Antenne. Die Einrichtung
umfasst einen Zirkulator, der ein aus dem Leistungsverstärker
an einem ersten Port empfangenes Signal über einen zweiten
Port zu der Antenne routet. Zusätzlich lenkt der Zirkulator
ein an der Antenne reflektiertes und an dem zweiten Port empfangenes
Signal durch einen dritten Port um. Es ist ein Anpassungsnetzwerk
vorgesehen. Im Betrieb leitet ein Richtungskoppler einen Teil des
sich von dem Leistungsverstärker zu der Antenne ausbreitenden
Signals, woraus der Betrag und die Phase des Signals abgeleitet
werden können, zu einem Signaldetektorum. Der Zirkulator
routet das gesamte an der Antenne reflektierte Signal in den Signaldetektor.
Der Signaldetektor leitet den Betrag und die Phase sowohl des zu
der Antenne laufenden Signals als auch des an der Antenne reflektierten
Signals zu einer Steuerung, die aus dem Signaldetektor empfangene
Informationen evaluiert, um den derzeitigen Impedanzwert der Antenne
zu bestimmen und um gemäß dem bestimmten Impedanzwert
der Antenne das steuerbare Anpassungsnetzwerk zu korrigieren, das
aktive und passive Komponenten enthält.
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, in der Lage zu
sein, sowohl im freien Raum als auch bei Benutzerwechselwirkung
eine annehmbare Anpassung einer HF-Stufe an eine Antennenstruktur zu
gewährleisten.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein tragbares drahtloses
Endgerät bereitgestellt, umfassend ein Antennenschnittstellenmodul
mit einem ersten Port zur Verbindung mit einem HF-Ausgang oder einer
Eingangsstufe und einem zweiten Port, einen Schwellendetektor mit
einem zwischen den zweiten Port und einen Antennenanschluss zur
Verbindung mit einer Antenne gekoppelten Reaktanzschwellendetektor,
wobei das Antennenschnittstellenmodul einen ersten und einen zweiten
Schalter umfasst, eine erste Anpassungsschaltung mit einer zwischen
den ersten Port und einen ersten Pol des ersten Schalters gekoppelten
induktiven Reaktanz, eine zweite Anpassungsschaltung mit einer zwischen
den ersten Port und einen ersten Pol des zweiten Schalters gekoppelten
kapazitiven Reaktanz, wobei zweite Pole des ersten und des zweiten
Schalters mit dem zweiten Port gekoppelt werden, wobei der Schwellendetektor
eine Ausgabe zum Wechseln des Zustands des ersten Schalters von
einem ersten Zustand zu einem zweiten Zustand und des Zustands des
zweiten Schalters von einem zweiten Zustand zu einem ersten Zustand
oder umgekehrt als Reaktion auf das Überschreiten eines
vorbestimmten Schwellenwerts durch den Reaktanzschwellendetektor bereitstellt.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum
Betrieb eines tragbaren drahtlosen Endgeräts, umfassend
ein Antennenschnittstellenmodul mit einem ersten Port zur Verbindung
mit einem HF-Ausgang oder einer Eingangsstufe und einem zweiten
Port, einen Schwellendetektor mit einem zwischen den zweiten Port
und einen Antennenanschluss zur Verbindung mit einer Antenne gekoppelten
Reaktanzschwellendetektor, wobei das Antennenschnittstellenmodul
einen ersten und einen zweiten Schalter umfasst, eine erste Anpassungsschaltung
mit einer zwischen den ersten Port und einen ersten Pol des ersten
Schalters gekoppelten induktiven Reaktanz, eine zweite Anpassungsschaltung
mit einer zwischen den ersten Port und einen ersten Pol des zweiten
Schalters gekoppelten kapazitiven Reaktanz, wobei zweite Pole des
ersten und des zweiten Schalters mit dem zweiten Port gekoppelt
werden, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Überwachen
der Reaktanz des Signals an dem zweiten Port und Wechseln des Zustands
des ersten Schalters von einem ersten Zustand zu einem zweiten Zustand
und des Zustands des zweiten Schalters von einem zweiten Zustand
zu einem ersten Zustand oder umgekehrt als Reaktion auf das Überschreiten
eines vorbestimmten Schwellenwerts durch den Reaktanzschwellendetektor.
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Die
vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass im freien
Raum eine Sender-HF-Stufe unter Verwendung einer Reiheninduktivität
an eine Antenne angepasst werden kann, aber Benutzerwechselwirkung, das
heißt das Halten des drahtlosen Endgeräts durch
einen Benutzer, eine induktive Verschiebung verursacht, die in vielen
Fällen kontraproduktiv ist. In solchen Fällen
kann die Anpassung durch kapazitive Anpassung erzielt werden. Da
die Benutzerwechselwirkung von Person zu Person variiert, ist es
wünschenswert, dass der Wechsel von induktiver Anpassung
zu kapazitiver Anpassung und umgekehrt dynamisch bewirkt wird. Bei
der Implementierung eines gemäß der vorliegenden
Erfindung hergestellten tragbaren drahtlosen Endgeräts
wird die Reaktanz einer Antenne überwacht, und wenn eine Reaktanzänderung
detektiert wird, die in irgendeiner Richtung einen Schwellenwert überschreitet,
bewirkt der Reaktanzschwellendetektor, dass die Anpassung von induktiv
zu kapazitiv wechselt oder umgekehrt.
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Die
vorliegende Erfindung wird nun an Hand von Beispielen mit Bezug
auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
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1 ein
schematisches Blockdiagramm eines gemäß der vorliegenden
Erfindung hergestellten tragbaren drahtlosen Endgeräts,
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2 ein
teilweise blockförmiges Diagramm und ein teilweise schematisches
Schaltbild einer HF-Stufe und eines Antennenschnittstellenmoduls,
so wie sie in dem in 1 gezeigten tragbaren drahtlosen
Endgerät verwendet werden,
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3 ein
schematisches Schaltbild eines Reaktanzschwellendetektors,
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4 ein
Smith-Diagramm, das Konturen von konstantem K1 mit
der Antennenimpedanz ZA zeigt,
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5 ein
Smith-Diagramm, das Konturen von konstantem K2 mit
der Antennenimpedanz ZA, für xs = 1, zeigt,
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6 ein
Smith-Diagramm, das Konturen von konstantem K2 mit
der Antennenimpedanz ZA, für xs = 0,5, zeigt,
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7 im Diagramm a) ein Smith-Diagramm und
im Diagramm b) einen Graph des Spannungs-Stehwellenverhältnisses
als Funktion der Frequenz in MHz im GSM850-TX-Band (das Band von
824–849 MHz), für Impedanzen des Antennenschnittstellenmoduls
(AIM) im freien Raum und Benutzerwechselwirkung ohne adaptives Schalten,
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8 im Diagramm a) ein Smith-Diagramm und
im Diagramm b) einen Graph des Spannungs-Stehwellenverhältnisses
als Funktion der Frequenz in MHz im GSM850-TX-Band für
Impedanzen des Antennenschnittstellenmoduls (AIM) im freien Raum
und mit Benutzerwechselwirkung,
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9 im Diagramm a) ein Smith-Diagramm und
im Diagramm b) einen Graph des Spannungs-Stehwellenverhältnisses
als Funktion der Frequenz in MHz im GSM850-TX-Band für
AIM-Impedanzen des im freien Raum und mit Benutzerwechselwirkung
mit adaptivem Schalten,
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10 im Diagramm a) ein Smith-Diagramm und
im Diagramm b) einen Graph des Spannungs-Stehwellenverhältnisses
als Funktion der Frequenz in MHz im GSM1800-TX-Band (das Band von
1710–1785 MHz), für AIM-Impedanzen im freien Raum
und mit Benutzerwechselwirkung mit adaptivem Schalten,
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11 im Diagramm a) ein Smith-Diagramm und
im Diagramm b) einen Graph des Spannungs-Stehwellenverhältnisses
als Funktion der Frequenz in MHz im GSM-1800-TX-Band für
AIM-Impedanzen im freien Raum und mit Benutzerwechselwirkung und
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12 im Diagramm a) ein Smith-Diagramm und
im Diagramm b) einen Graph des Spannungs-Stehwellenverhältnisses
als Funktion der Frequenz in MHz im GSM-1800-TX-Band für
AIM-Impedanzen im freien Raum und mit Benutzerwechselwirkung mit
adaptivem Schalten.
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In
den Zeichnungen wurden dieselben Bezugszahlen verwendet, um entsprechende
Merkmale zu bezeichnen.
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Der
Einfachheit der Beschreibung halber wird die vorliegende Erfindung
mit Bezug auf ein tragbares drahtloses Endgerät beschrieben,
das gemäß verschiedenen Funkkommunikationsstandards
betrieben werden kann, die in einem relativ niedrigen Frequenzband
zwischen 824 und 960 MHz und in einem relativ hohen Frequenzband
zwischen 1710 und 2170 MHz betrieben werden können.
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Mit
Bezug auf 1 umfasst das tragbare drahtlose
Endgerät 10 eine Funksende- und -empfangsstufe 12,
die durch eine Audiofrequenz- bzw. AF-Stufe 14 und eine
Hochfrequenz- bzw. HF-Stufe 24 gebildet wird. Die AF-Stufe
besitzt einen mit einem Mikrofon 16 gekoppelten Eingang
und einen mit einem Lautsprecher 18 gekoppelten Ausgang.
Die AF-Stufe 24 besitzt Anschlüsse, die mit jeweiligen
Nieder- und Hochfrequenz-HF-Sender-/-Empfängerstufen 20, 22 gekoppelt
sind, die die HF-Stufe 24 bilden. Die Sender-/-Empfängerstufen 20, 22 besitzen
Eingangs-/Ausgangsports, die jeweils mit Ports 26 bis 32 und 34 bis 42 eines
Antennenschnittstellenmoduls (AIM) 44 gekoppelt sind, das
ausführlicher mit Bezug auf 2 beschrieben
werden soll. Das AIM 44 besitzt eine mit einer Niederfrequenzbandantenne 48 verbundene
erste Niederfrequenzband-Antennenkopplung 46 und eine mit
einer Hochfrequenzbandantenne 52 verbundene zweite Hochfrequenzband-Antennenkopplung 50.
Die Antennen 48, 52 umfassen beliebige geeignete
Antennen, wie zum Beispiel Planarantennen des Typs umgedrehtes-F
(PIFA).
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Das
tragbare drahtlose Endgerät 10 umfasst ferner
einen Mikrocontroller 55 zum Steuern des Betriebs des Endgeräts 10 unter
Verwendung von in Nurlesespeicher (ROM) 57 gespeicherter
Steuersoftware. Der Mikrocontroller 55 ist mit der Funksende-
und -empfängsstufe 12 gekoppelt, um diese Stufe
dafür zu konfigurieren, gemäß einem gewünschten
Funkstandard zu arbeiten. Ein Direktzugriffsspeicher (RAM) 59 ist
mit dem Mikrocontroller 55 gekoppelt und dient zum Speichern
von Daten, wie zum Beispiel Datennachrichten. Eine durch ein Tastenfeld 61 repräsentierte
Mensch-/Maschine-Schnittstelle ist auch mit dem Mikrocontroller 55 gekoppelt.
Die Grundfunktionsweise des tragbaren drahtlosen Endgeräts 10 ist
Fachleuten verständlich, ohne zusätzliche Erläuterung
zu erfordern.
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Mit
Bezug auf
2 umfassen die Nieder- bzw.
Hochfrequenz-HF-Stufen
20,
22 mehrere Ausgangs-/Eingangsstufen
25 bis
31 und
33 bis
41.
Die Stufen
25 bis
31 repräsentieren jeweils
GSM850 TX 824–849/GSM900 TX 880–915; GSM900 RX
925–960; GSM850 RX 869–894/UTRA V RX 869–894
und UTRA V TX 824–849, und die Stufen
33 bis
41 repräsentieren
jeweils GSM1800 TX 1710–1785/GSM1900 TX 1850–1910;
GSM1900 RX 1930–1990/UTRA II RX 1930–1990; UTRA
II TX 1850–1910; UTRA I RX 2110–2170 UND UTRA
I TX 1920–1980. UTRA ist die für UMTS Terrestrial
Radio Access verwendete Abkürzung und weist die folgenden
Bänder auf:
| Band | TX
(MHz) | RX
(MHz) |
| I | 1920–1980 | 2110–2170 |
| II | 1850–1910 | 1930–1990 |
| III | 1710–1785 | 1805–1880 |
| IV | 1710–1755 | 2110–2155 |
| V | 824–849 | 869–894 |
| VI | 830–840 | 875–885 |
| VII | 2500–2570 | 2620–2690 |
| VIII | 880–915 | 925–960 |
| IX | 1749,9–1784,9 | 1844,9–1879,9 |
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Die
Senderstufen 25, 31, 33, 37 und 41 werden
typischerweise Leistungsverstärkerstufen umfassen, und
die Empfangsstufen 27, 29, 35 und 39 werden
typischerweise einen rauscharmen Verstärker und HF-Filterstufen
umfassen. Die Ports 26 bis 32 und 34 bis 42 des
AIM 44 sind jeweils mit den Stufen 25 bis 31 und 33 bis 41 gekoppelt.
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Das
AIM 44 umfasst eine erste und eine zweite Bank 54, 56 von
Schaltern SW1/1 bis SW1/4 und SW2/1 bis SW2/4. Die Schalter können
beliebige geeignete Schaltmittel umfassen, wie zum Beispiel pHEMTs (pseudomorphe
Transistoren mit hoher Elektronenmobilität), MEMS-Anordnungen
(Mikroelektromechanische Systeme) oder PIN-Dioden. Jeder der Schalter
SW1/1 bis SW1/4 und SW2/1 bis SW2/4 besitzt einen ersten und einen
zweiten Pol. Die zweiten Pole der Bank 54 sind mit einem gemeinsamen
Knoten oder Port 58 gekoppelt, und die zweiten Pole der
Bank 56 sind mit einem gemeinsamen Knoten oder Port 60 gekoppelt.
Jeder der gemeinsamen Knoten 58, 60 ist jeweils
mittels einer jeweiligen Reihenverbindung eines Gleichstromsperrkondensators 62A, 62B und
einer induktiven Reaktanz 64A, 64B eines Schwellendetektors 66A, 66B mit
der Niederfrequenzbandantenne 48 und der Hochfrequenzbandantenne 50 gekoppelt.
Bei der in 2 gezeigten Ausführungsform
werden die erste und die zweite Bank 54, 56 durch
den Mikrocontroller 55 (1) gesteuert, um
einen bestimmten der Ports 26 bis 42 zur Verbindung
mit einer jeweiligen Antenne 48 oder 52 auszuwählen.
Zusätzlich werden für die Ports 26, 34,
die induktive/kapazitive Antennenanpassung aufweisen, die Schalter
SW1/1 und SW1/2 und die Schalter SW2/1 und SW2/2 zusätzlich
durch Gleichstrom-Steuersignale gesteuert, die durch den Schwellendetektor 66A, 66B erzeugt
werden.
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Der
Port 26 ist mit einem Knoten 67 gekoppelt. Der
erste Pol des Schalters SW1/1 wird mittels einer Antennenanpassungskapazität 68 mit
dem Knoten 67 gekoppelt. Eine Antennenanpassungsinduktivität 72 ist einerseits
mit dem Knoten 67 und andererseits mittels eines Gleichstromsperrkondensators 70 mit
dem ersten Pol des Schalters SW1/2 gekoppelt. Der Port 28 ist
mittels einer Antennenanpassungskapazität 74 mit
dem ersten Pol des Schalters SW1/3 gekoppelt. Die Ports 30 und 32 werden
durch jeweilige Induktivitäten 76, 78 mit
jeweiligen Bandpassfiltern 82, 84 eines Duplexerfilters 80 gekoppelt.
Ein Ausgang des Duplexerfilters 80 wird mittels einer Antennenanpassungsanordnung
mit dem ersten Pol des Schalters SW1/4 gekoppelt. Die Antennenanpassungsanordnung
umfasst eine Induktivität 86 und eine Kapazität 88 zusammen
mit einer mit Masse verbundenen Shunt-Induktivität 90.
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Der
Port 34 ist mit einem Knoten 91 gekoppelt. Der
erste Pol des Schalters SW2/1 wird mittels einer Antennenanpassungskapazität 92 mit
dem Knoten 91 gekoppelt. Eine Antennenanpassungsinduktivität 96 ist einerseits
mit dem Knoten 91 und andererseits mittels eines Gleichstromsperrkondensators 94 mit
dem ersten Pol des Schalters SW2/2 gekoppelt. Die Ports 36 und 38 sind
mit jeweiligen Bandpassfiltern 100, 102 eines Duplexerfilters 98 gekoppelt.
Ein Ausgang des Duplexerfilters 98 wird mittels einer Antennenanpassungskapazität 104 mit
dem ersten Pol des Schalters SW2/3 gekoppelt. Die Ports 40 und 42 sind
mit jeweiligen Bandpassfiltern 108, 110 eines
Duplexerfilters 106 gekoppelt. Ein Ausgang des Duplexerfilters 106 wird
mittels einer Antennenanpassungskapazität 112 mit
dem ersten Pol des Schalters SW2/4 gekoppelt.
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Mit
Bezug auf ein Verständnis der vorliegenden Erfindung ist
aus der vorausgehenden Beschreibung ersichtlich, dass sich GSM850
TX 824–849 und GSM900 TX 880–915 einen Leistungsverstärkerport
in der Stufe 25 teilen. Der Betrieb der Schalter SW1/1
und SW1/2 kann daher als Reaktion auf eine Gleichstrom-Steuerspannung
des Reaktanzschwellendetektors 66A dynamisch gewählt
werden. Der Reaktanzschwellendetektor 66A reagiert auf
die Reaktanzänderung der Antenne, wenn das drahtlose Endgerät
von einem Benutzer gehalten wird, statt sich im freien Raum zu befinden,
und umgekehrt. Dasselbe gilt an dem Leistungsverstärkerport
für GSM1800 TX 1710–1785 und GSM1900 TX 1850–1910
in der Stufe 33 (wo die Schalter SW2/1 und SW2/2 dynamisch
eingestellt werden können). Die Lehren der vorliegenden
Erfindung sind nicht auf die GSM-Sendekanäle beschränkt,
sondern können auf die Anpassung beliebiger oder aller
der anderen Stufen 27 bis 31 und 35 bis 41 an
ihre jeweiligen Antennen angewandt werden.
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3 zeigt
einen Reaktanzschwellendetektor 120, der verwendet werden
kann, um zu bestimmen, ob die Antennenreaktanz eine Schwelle überschritten
hat. Dies kann unter Verwendung eines Reaktanzschwellendetektors
mit einer Induktivität oder einem Kondensator eines bestimmten
Werts erreicht werden.
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Der
Reaktanzschwellendetektor 120 umfasst eine Reaktanz Xs, die eine Induktivität oder ein
Kondensator sein kann. Ein Signal aus einem HF-Frontend wird an
einen Anschluss 122 angelegt und ein Strom i1 fließt
zu der Antennenimpedanz ZA, die durch einen
Antennenwiderstand RA und eine Reaktanz
XA in Reihenanordnung repräsentiert
wird. Die Spannung v1 auf der Antennenseite
der Reaktanz Xs wird einem Eingang eines
ersten Hochimpedanz-Pufferverstärkers 124 zugeführt.
Eine Spannung v2 auf der anderen Seite der
Reaktanz X wird an einen zweiten Eingang des Verstärkers 124 und
an einen Eingang eines zweiten Hochimpedanz-Pufferverstärkers 126 angelegt,
von dem ein zweiter Eingang mit Masse verbunden ist. Die Ausgänge des
Verstärkers 124, 126 werden in jeweiligen
Begrenzern 128, 130 begrenzt, deren Ausgänge
in einem Multiplizierer 132 multipliziert werden. An dem
mit dem Ausgang des Multiplizierers 132 gekoppelten Anschluss 136 ist
eine Gleichstrom-Steuerspannung verfügbar. Außerdem
ist ein aus einem Shunt-Kondensator 134 mit großem
Wert bestehendes Filter mit dem Ausgang des Multiplizierers 132 gekoppelt.
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Die
Funktionsweise des Phasendetektors wird nun beschrieben.
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Die
Reaktanz X wird als ein Messelement verwendet, um das herum die
beiden Spannungen v1 und v2 überwacht
werden. Der erste Verstärker 124 verarbeitet die
Differenzspannung dv = v1 – v2, während der zweite Verstärker 126 wie
gezeichnet an v2 operiert. Dieser Verstärker
kann auch dafür ausgelegt werden, v1 zu
verstärken. Die Verstärker dienen auch als Hochimpedanzpuffer.
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Die
Spannungen v
1 und v
2 sind
Funktionen der Antennenimpedanz Z
A = R
A + jX
A und werden
gegeben durch:
v1 =
i1|ZA|cos(ωt
+ ϕ1) 1) v2 = i1|ZA + XS|cos(ωt – ϕ2) 2)wobei
die Phasen ϕ
1 und ϕ
2 folgendermaßen mit den Impedanzen
zusammenhängen:
ϕ
1 ist die Phase der Antennenimpedanz. ϕ
2 wird zur Reaktanzmessung verwendet.
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Die
Differenzspannung dv wird gegeben durch dY
= i1|xS|cos(ωt ± 90) 5)wobei das
Vorzeichen in den Klammern für eine Induktivität
positiv und für einen Kondensator negativ ist.
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Die
Verstärkung und Begrenzung dieser Spannungen unter Verwendung
der Verstärker 124, 126 und der Begrenzer 128, 130 entfernt
Amplitudeninformationen. Wenn man dann die verstärkten
und begrenzten Versionen von v1 und dv multipliziert,
erhält man Acos(ωt
+ ϕ1)cos(ωt ± 90)
= Bcos(2ωt + ϕ1 ± 90)
+ cos(ϕ1 ∓ 90) 6)wobei A und
B Proportionalitätskonstanten sind.
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Die
Filterung hiervon mit einem Shunt-Kondensator 134 mit großem
Wert wie in 3 gezeigt, lässt nur
den Gleichstromteil zurück, der folgendermaßen
geschrieben werden kann: VDC = ∓Bsin(ϕ1) (7)
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Hierbei
gelten das negative und positive Vorzeichen für kapazitive
bzw. induktive Messung.
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Ähnlich
kann man wählen, v2 und dv zu verarbeiten,
wodurch sich Folgendes ergibt: VDC = ∓Bsin(ϕ2) (8)
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Der
vorherige Teilabschnitt zeigt, dass ein gegebenes VDC einer
bestimmten Phase entspricht. Aus den Gleichungen (3) und (4) entspricht
VDC auch einem Bereich von Antennenwiderstands-
und -reaktanzwerten, die als Konturen auf einem Smith-Diagramm aufgetragen
werden können. Die einfachste Methode hierfür
besteht darin, zuerst Widerstände und Reaktanzen über
Real- und Imaginärteile des Reflexionskoeffizienten auszudrücken:
die x- bzw. y-Achse des Diagramms.
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Wie
im Anhang A, der am Ende der Beschreibung angefügt ist,
abgeleitet wird, hängen der normierte Antennenwiderstand
r
A und die normierte Reaktanz x
A folgendermaßen
mit dem Real- und Imaginärteil des Reflexionskoeffizienten
zusammen:
dabei
ist
- ρAr
- der Realteil des Antennenreflexionskoeffizienten
- ρAi
- der Imaginärteil
des Antennenreflexionskoeffizienten
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Wenn
v
1 und dv durch den Phasendetektor verarbeitet
werden, ist aus Gleichung (3) die Phase – und deshalb V
DC – konstant, wenn x
A/r
A konstant ist. Daher gilt
wobei
aus Gleichung (3) K
1 durch
K1 = cot(ϕ1) (12)gegeben
wird. Eine Vereinfachung von Gleichung (11) ergibt
ρ2 + ρ2Αi +
2K1ρAi – 1
= 0 13) -
Dies
kann folgendermaßen umgeordnet werden:
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Dies
ist die Gleichung eines Kreises in der (ρ
Ar, ρ
Ai)-Ebene mit Mitte bei (0.–K
1) und mit einem Radius gleich
Da K
1 =
tan
–1(ϕ
1)
gilt, kann dies auch folgendermaßen geschrieben werden:
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Gleichung
(14) kann verwendet werden, um Konturen von konstantem K1 auf einem Smith-Diagramm zu zeichnen, das
dazu verwendet wird, alle möglichen Antennenimpedanzen
zu repräsentieren. Aus den Gleichungen (7) und (12) ist
im Fall K1 = ∞VDC null
und die Kontur ist eine Linie der Reaktanz null (eine horizontale Linie
durch die Mitte des Diagramms). Alle anderen Linien beginnen und
enden an den Punkten, die Kurzschlüsse und offene Schaltkreise
repräsentieren, wie in 4 gezeigt.
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Die
Konturen des vorausgehenden Teilabschnitts zeigen, wann die Phase
der Antennenimpedanz konstant ist. Konturen konstanter Phase sind
jedoch, soweit es die vorliegende Erfindung angeht, suboptimal. Der
Grund dafür besteht darin, dass die Phase einer Antenne
ungefähr parallel zu den Konturen konstanter Phase verläuft
und nur kleine Spannungsänderungen detektiert werden können.
Die vorliegende Erfindung betrifft die Verwendung von Konturen konstanter
Reaktanz und Impedanzänderungen über die Konturen
konstanter Reaktanz hinweg auf im Wesentlichen orthogonale Weise.
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Mittel,
durch die eine konstante Reaktanz gemessen werden kann, werden nun
abgeleitet.
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Für
konstante Reaktanz werden v
2 und dv durch
den Reaktanzschwellendetektor verarbeitet. Aus den Gleichungen (4)
und (8) ist V
DC konstant, wenn (x
A + x
s)/r
A konstant ist. Daher ergibt sich
wobei
aus Gleichung (4) K
2 gegeben wird durch
K2 = cot(ϕ2) (17) -
Eine
Vereinfachung von Gleichung (16) ergibt ρ2Ar (1
+ K2xS) – 2K2xSρAr + ρ2Ai (1 + K2xS) + 2K2ρAi + K2xS – 1
= 0 18)
-
-
Einsetzen
von
und
in Gleichung
(19) ergibt
-
Die
Terme auf der rechten Seite dieser Gleichung können folgendermaßen
geschrieben werden:
-
Daher
erhält man
-
-
Wiederum
ist dies die Gleichung eines Kreises in der (ρ
Ar, ρ
Ai)-Ebene. Die Mitte des Kreises liegt bei (K
2x
s/(1 + K
2x
s) – K
2/(1 + K
2x
s)), und der Radius wird gegeben durch
Wieder kann man dies verwenden,
um Konturen von konstantem K
2 zu zeichnen.
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Aus
den Gleichungen (8) und (17) ist V
DC null
für K
2 = ∞, wenn die Mittenkoordinaten
und der Radius folgendermaßen lauten;
-
Wenn
V
DC null ist, vereinfacht sich daher Gleichung
(24) zu
-
Dies
ist direkt einer Linie konstanter normierter Reaktanz –xs auf einem Smith-Diagramm äquivalent (siehe
Anhang A). Dementsprechend kann dies verwendet werden, um eine Reaktanzdetektionsschwelle
zu setzen. Eine Reaktanz unter –xs ergibt
ein negatives VDC, während eine
Reaktanz über –xs ein
positives VDC ergibt.
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Konturen
von konstantem K2 sind in 5 für
xs = 1 aufgetragen. Offensichtlich fällt
die Kontur für K2 = ∞ mit
dem Kreis für konstante Reaktanz xA = –1
zusammen.
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Ähnlich
zeigt 6 Konturen von konstantem K2 für
xs = 0,5.
-
4 und 5 zeigen,
dass eine Reaktanzschwelle durch Wählen einer entsprechenden
Induktivität Xs gewählt
werden kann. Gegebenenfalls können die AIM mehrere verschiedenwertige
Induktivitäten Xs zusammen mit
Auswahlmitteln zum Auswählen einer für eine bestimmte
Anwendung geeigneten Induktivität umfassen.
-
Die
folgende Beschreibung beschreibt, wie eine Reaktanzschwellendetektionsschaltung
in einem Antennenschnittstellenmodul (AIM) mit einer in 2 gezeigten
Architektur verwendet werden kann. In den in 7(a) bis 12(a) gezeigten Smith-Diagrammen bezieht
sich die mit 118 bezeichnete Linie auf den Freiraumzustand
und die anderen Linien beziehen sich auf verschiedene Benutzerwechselwirkungen.
In 7(b) bis 12(b) bezieht
sich die fettgedruckte schwarze Linie 120 auf den Freiraumzustand
und die anderen Linien beziehen sich auf Zustände, die
bemerkt werden, wenn verschiedene Freiwillige das tragbare drahtlose
Gerät halten.
-
7 zeigt die Niederband-Antennenimpedanz,
Linie 120, im freien Raum und in einem Experiment, bei
dem ein gemäß der vorliegenden Erfindung hergestelltes
tragbares drahtloses Endgerät von 63 Freiwilligen für
das GSM850-TX-Band gehalten wurde.
-
8 zeigt die Ergebnisse, bei denen im freien
Raum das GSM850-TX-Band mit der Reiheninduktivität 72 (2)
angepasst wird. Benutzerwechselwirkung bewirkt jedoch eine induktive
Verschiebung dergestalt, dass für viele der Benutzer – 51 von 63 – die
Induktivität gegenproduktiv ist. Die Benutzerwechselwirkungsergebnisse,
die sich im Uhrzeigersinn am weitesten von der Freiraum-Zustandslinie 118 befinden,
geben an, dass Induktivitätsanpassung ineffektiv ist, und
tatsächlich sind viele der Ergebnisse schlechter als ohne jegliche
Anpassung. In solchen Umständen ist es besser, den Kondensator 68 (2)
hineinzuschalten, der mit dem GSM850-TX-Band (im Freiraum) übereinstimmt.
-
Die
Reaktanz, bei der diese Schwelle erreicht wird, wird verwendet,
um die Messinduktivität x
s zu bestimmen,
und wird gegeben durch
dabei ist
- xL
- die Reaktanz der Anpassungsinduktivität
(positiv)
- xC
- die Reaktanz der Anpassungskapazität
(negativ)
-
Für
den obigen Fall beträgt die Anpassungsinduktivität 72 6,2
nH (36,2 Ω bei 837 MHz), und der Kondensator 68 beträgt
8 pF (–23,8 Ω bei 837 MHz). Dies ergibt einen
Wert der Messinduktivität 68 von 0,83 nH (4,4 Ω bei
837 MHz). Gegebenenfalls kann der Wert der Kapazität 62A variiert
werden, um Änderungen der Reiheninduktivität der
Induktivität 64A zu berücksichtigen.
-
Eine
Simulation mit diesem Wert und Justierung des Gleichstromsperrkondensators 70,
um die Induktivität herauszustimmen, ergibt die in 9 gezeigten Ergebnisse. Offensichtlich
ist das VSWR signifikant verbessert – 38 der 63 Ergebnisse,
bei denen das Telefon gehalten wird, verwenden nicht induktive,
sondern kapazitive Anpassung.
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10 zeigt die Hochband-Antennenimpedanz
im freien Raum und beim Halten durch 63 Freiwillige für
das GSM1800-TX-Band.
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Mit
induktiver Anpassung auf der Basis der Freiraumimpedanz wird die
Impedanz am Eingang des AIM wie in 11 gezeigt.
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Die
Anpassungsinduktivität 96 beträgt 3,6
nH (39,5 Ω bei 1747 MHz), während der zur Anpassung
an das GSM 1900-TX-Band verwendete Kondensator 92 11 pF
beträgt (–8,3 Ω bei 1747 MHz). Dies ergibt
einen Wert der Messinduktivität 64B von 1,42 nH
(15,6 Ω bei 1747 MHz).
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Eine
Simulation mit diesem Wert und Justierung des Gleichstromsperrkondensators 94,
um die Induktivität herauszustimmen, ergibt die in 12 gezeigten Ergebnisse. Wie bei dem Niederfrequenzband
ist das VSWR signifikant verbessert. 26 der 63 Ergebnisse,
bei denen das Telefon gehalten wird, verwenden nicht induktive,
sondern kapazitive Anpassung.
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Sowohl
im Nieder- als auch im Hochfrequenzband wäre eine etwas
größerwertigere Messinduktivität optimaler,
da die obige Theorie keine Schaltungsverluste, parasitäre
Effekte usw. berücksichtigt.
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Die
Reaktanzmessungen können auf einen Empfangskanal angewendet
werden, es wird aber bevorzugt, dass Reaktanzmessungen an den Sendekanälen
vorgenommen werden, weil Leistung durch einen Leistungsverstärker
geliefert wird.
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Anhang A – Das Smith-Diagramm
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A.1 – Impedanzkreise
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Ein
Reflexionskoeffizient ρ kann direkt auf einem Smith-Diagramm
aufgetragen werden, da das verwendete Koordinatensystem für
den Real- und Imaginärteil von ρ kartesisch ist.
Um Linien von konstantem Widerstand und konstanter Reaktanz aufzutragen,
muss man jedoch eine Beziehung mit den Komponenten von ρ finden.
Dies ist zum Glück nicht schwierig.
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Die
normierte Impedanz hängt folgendermaßen mit dem
Reflexionskoeffizienten zusammen:
dabei ist
- ρr
- der Realteil des Reflexionskoeffizienten
- ρi
- der Imaginärteil
des Reflexionskoeffizienten
- r
- der durch das Verhältnis
des Antennenwiderstands RA, dividiert durch
die Eingangsimpedanz, zum Beispiel 50 Ω, bestimmte normierte
Widerstand
- x
- die durch das Verhältnis
der Antennenreaktanz RA dividiert durch
die Eingangsimpedanz, zum Beispiel 50 Ω, normierte Reaktanz.
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Dies
kann folgendermaßen vereinfacht werden:
-
Der
Realteil gibt den Widerstand
und der
Imaginärteil gibt die Reaktanz
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(A.3)
kann folgendermaßen vereinfacht werden: (1 + r)ρ2r + r(1 – 2r) + (1 +
r)ρ2i = 1 A.5)
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Dies
kann dann folgendermaßen weiter vereinfacht werden:
-
Dies
ist die Gleichung eines Kreises in der (ρr, ρi)-Ebene mit Mitte bei (r/(1 + r), 0) und
mit einem Radius gleich 1/(1 + r).
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(A.4)
kann folgendermaßen vereinfacht werden:
-
Dies
ist auch die Gleichung eines Kreises in der (ρr. ρi)-Ebene, aber mit Mitte bei (1, 1/x) und
mit einem Radius gleich 1/x.
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A.2 – Admittanzkreise
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Auf ähnliche
Weise kann gezeigt werden, dass Linien konstanter normierter Konduktanz
g gegeben werden durch
und die Linien konstanter
normierter Admittanz b gegeben werden durch
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In
der vorliegenden Beschreibung und in den Ansprüchen soll
das Wort „ein” oder „eine” vor
einem Element nicht die Anwesenheit mehrerer solcher Elemente ausschließen.
Ferner schließt das Wort „umfassend” nicht
die Anwesenheit anderer Elemente oder Schritte als die aufgelisteten
aus.
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Die
Verwendung etwaiger Bezugszeichen in Klammern in den Ansprüchen
soll nicht als Beschränkung des Schutzumfangs der Ansprüche
aufgefasst werden.
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Aus
einer Durchsicht der vorliegenden Offenbarung werden Fachleuten
andere Modifikationen ersichtlich sein. Solche Modifikationen können
andere Merkmale umfassen, die beim Entwurf, bei der Herstellung
und Verwendung tragbarer drahtloser Endgeräte und von Bestandteilen
dafür bereits bekannt sind und die anstelle von oder zusätzlich
zu den hier beschriebenen Merkmalen verwendet werden können.
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ZUSAMMENFASSUNG
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VERBESSERUNGEN IN TRAGBAREN
DRAHTLOSEN GERÄTEN ODER IN BEZUG DARAUF
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Verfahren
zum Kompensieren einer Fehlanpassung aufgrund von Benutzerwechselwirkung
bei der Handhabung eines tragbaren drahtlosen Endgeräts,
bei dem als Reaktion auf das Überschreiten eines Schwellenwerts
durch eine Reaktanzänderung die Antennenanpassung von induktiver
Anpassung zu kapazitiver Anpassung gewechselt wird und umgekehrt,
wenn eine entgegengesetzte Änderung detektiert wird. Ein Antennenschnittstellenmodul
(44) ist zwischen eine HF-Ausgangs- oder -Eingangsstufe
(25 oder 33) und eine Antenne (48 oder 50)
gekoppelt. Das Antennenschnittstellenmodul umfasst einen ersten
und einen zweiten Schalter (SW1/1, SW1/2 oder SW2/1, SW2/2), eine
erste Anpassungsschaltung mit einer zwischen den Leistungsverstärker
und den ersten Schalter gekoppelten induktiven Reaktanz (68 oder 96),
und eine zweite Anpassungsschaltung mit einer kapazitiven Reaktanz
(68 oder 92) wird zwischen die HF-Ausgangs- oder
-Eingangsstufe und den zweiten Schalter (SW1/1 oder SW2/1) gekoppelt.
Ein Reaktanzschwellendetektor (54 oder 56) bestimmt,
ob die Reaktanzänderung einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet,
und bewirkt, dass der erste und der zweite Schalter so betätigt
werden, dass die Anpassung von induktiv zu kapazitiv wechselt oder
umgekehrt.
-
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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-
Zitierte Patentliteratur
-
- - EP 1564896
A1 [0003]
- - WO 2006/054246 [0004]
- - GB 0804103 A [0005]
- - GB 1362154 A [0006]
- - WO 2006/038167 A1 [0007]
- - WO 2004/010595 A1 [0008]
in Gleichung (19) ergibt
