JP2011257416A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な構成で応答時間の改善を図った電力変換装置を提供する。
【解決手段】順変換部と平滑部と逆変換部とを備えた電力変換回路と、逆変換部を制御する制御部と、入力されたアナログ信号の電圧変化を周波数変化に変換する電圧周波数変換部４とを備え、電圧周波数変換部４からの出力が制御部に入力され、電圧周波数変換部４からの出力によって出力周波数が制御される電力変換装置において、電圧周波数変換部４の前段に、外部からの第一のアナログ信号Ｖｉｎを変換して電圧周波数変換部４へ第二のアナログ信号Ｖ１を出力する信号処理回路３を備えた構成とした。この信号処理回路３は、第一のアナログ信号Ｖｉｎの上限電圧が入力されると、第二のアナログ信号Ｖ１として下限電圧を出力し、第一のアナログ信号Ｖｉｎの下限電圧が入力されると第二のアナログ信号Ｖ１として上限電圧を出力するものとした。
【選択図】図１

Description

本発明は電力変換装置に関し、特にアナログ入力値の検出回路方式に関する技術である。

電力変換装置の出力周波数を可変制御する電力変換装置が知られており、特許文献１に開示がある。

特開昭61-293175号公報

従来、図３に示すように基準電位をＧＮＤ１とするアナログ入力端子ＩＮに入力された可変電圧信号Ｖｉｎは、可変電圧信号Ｖｉｎを入力電圧とし、任意に設定された電圧周波数変換関数Ｆ（Ｖ）によって定まる周波数のパルス信号Ｆ１を出力する電圧周波数変換部４を介し、その後、電気的絶縁部５によって基準電位をＧＮＤ２としパルス信号Ｆ１と同じ周波数のパルス信号Ｆ２に変換し、次段のパルス計測部６に入力し、パルス計測部６では、入力されたパルス信号Ｆ２のパルス1周期時間Ｔ１を計測しアナログ量演算部７に出力する。アナログ量演算部７は、パルス１周期時間Ｔ１からパルス周波数を算出し、その算出されたパルス周波数をＦ（Ｖ）の逆関数によってアナログ量ＡＮを算出するアナログ入力値検出方法が知られている。この時、電気的絶縁部５は無くても構わない。

可変電圧信号Ｖｉｎとアナログ量ＡＮの関係は、図４の様にある可変電圧信号Ｖｉｎが電圧Ｖｉｎｒｅｆと定まると、一義的にアナログ量ＡＮがＡＮｒｅｆとなる関係である。

また、アナログ量ＡＮを算出する際、Ｆ（Ｖ）の逆関数に任意の特性関数を乗じ、任意の特性を持たせることもできる。

尚、前述したパルス計測部６とアナログ量演算部７では、前述のパルス１周期時間Ｔ１を計測してパルス周波数を得る他に、所定時間内のパルス数を計測してパルス周波数を得る手段や、パルス信号のオン／オフ比率が既知の場合はその比率を計測してパルス周波数を得る手段等もある。また、パルス計測部６とアナログ量演算部７は破線部８の様にまとめて、マイコン内蔵のタイマ機能と演算機能で実現することができる。

ここで、電圧周波数変換部４において電圧周波数変換を行うにあたって、変換特性Ｆ（Ｖ）は図５に示す様な特性を提供する回路を構築できるＩＣが一般に知られている。

この時、特性Ｆ（Ｖ）は、一般に（式２）で決まる特性が得られ、かつ、ＦｒｅｆとＶｒｅｆが任意に設定可能であり、該ＩＣメーカから該ＩＣの使用方法や応用回路例などの開示資料がある。

この様にして得られたアナログ量ＡＮは、可変電圧信号Ｖｉｎに応じて変化するので、このアナログ量ＡＮを用いれば、可変電圧信号Ｖｉｎによる電力変換装置の出力を可変制御できる。

ここで、特性Ｆ（Ｖ）を提供する回路を構築できるＩＣに供給される電源範囲は正電圧である。この為、特性Ｆ（Ｖ）の入力であるＶの入力電圧範囲も正電圧に制限され、かつ、該ＩＣの電源電圧範囲から決まる値で上限値が制限される。

従って、電圧周波数変換部４に入力される可変電圧信号Ｖｉｎの電圧範囲も同様に制限されることになり、可変電圧信号Ｖｉｎに負電圧を利用できない問題がある。

特に、図３の様な形態において、回路初段部であるアナログ入力端子ＩＮが基準電位をＧＮＤ１とする電源系統と、最終的に用いるアナログ量ＡＮが基準電位をＧＮＤ２とする電源系統を絶縁する必要があるシステムにおいて、小形で安価なシステムを構成したい場合、基準電位をＧＮＤ１とする電源系統に負電源を設ける等によって、可変電圧信号Ｖｉｎで負電圧を利用できる様にする手段もあるが、複数の電源を設けることが小形化、安価と云う目的に対して障害となっている。

また、例えば、電圧周波数変換部４の出力であるパルス信号Ｆ１の周波数が０．１Ｈｚとなる様な可変電圧信号Ｖｉｎであった場合、パルス信号Ｆ１を電気的絶縁したパルス信号Ｆ２も０．１Ｈｚとなる。

パルス計測部６にパルス信号Ｆ２が入力されると、パルス計測部６はパルス信号Ｆ２のパルス１周期時間Ｔ１を計測することになるが、パルス信号Ｆ２の周波数が０．１Ｈｚなので、計測結果となるＴ１はその逆数で決まる為１０秒となる。これは、Ｔ１を得る為に１０秒を要することを意味しており、Ｔ１を入力とするアナログ量演算部の出力であるアナログ量ＡＮが算出されるまでの時間も同様に１０秒を要することになる。

さて、ここでは、パルス信号Ｆ２の周波数が０．１Ｈｚの場合を取り上げたが、原理的にパルス信号Ｆ２がどの周波数を取っても、その１周期の時間（Ｔ１）だけ検出に時間が掛かる。

従って、図３のパルス計測部６を用いてＴ１を計測し、アナログ量演算部７によってアナログ量ＡＮとして可変電圧信号Ｖｉｎを求めるシステムでは、可変電圧信号Ｖｉｎが低い程、パルス計測部６に入力されるパルス信号Ｆ２の周波数が低く、可変電圧信号Ｖｉｎの入力電圧を求めるのに時間が掛かることになり、電力変換装置の出力を可変する制御応答が遅くなる等の問題がある。

また、特性Ｆ（Ｖ）が（式２）の様に定まっているので、パルス信号Ｆ２の周波数が０Ｈｚを取ることもあり、この時パルス信号Ｆ２の周波数の逆数で決まるＴ１が計測不能となってしまう為、任意の時間だけ待ってもパルス信号Ｆ２のパルス１周期時間Ｔ１が計測できなかった場合は計測を止めて、可変電圧信号Ｖｉｎが０Ｖだと強制判定する手段を講じる必要が生じ、この任意の時間だけ待つ時間も制御応答が遅くなる等の要因となる。

本発明は、これらの課題に鑑みてなされたものであり、簡素な構成で応答時間の改善を図った電力変換装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するための本発明の第一の具体的態様は、交流電力を直流電力に変換する順変換部と、この順変換部の出力を平滑する平滑部と、この平滑部の出力を交流電力に変換する逆変換部と、この逆変換部を制御する制御部と、入力されたアナログ信号の電圧変化を周波数変化に変換する電圧周波数変換部とを備え、前記電圧周波数変換部からの出力が前記制御部に入力され、前記電圧周波数変換部からの出力によって出力周波数が制御される電力変換装置において、
前記電圧周波数変換部の前段に、外部からの第一のアナログ信号を変換して前記電圧周波数変換部へ第二のアナログ信号を出力する信号処理回路を有し、
前記信号処理回路は、前記第一のアナログ信号の上限電圧が入力されると、前記第二のアナログ信号として下限電圧を出力し、前記第一のアナログ信号の下限電圧が入力されると前記第二のアナログ信号として上限電圧を出力することを特徴としている。

また、上記の態様を有するものにあっては、さらに、前記第一のアナログ信号の上限電圧が入力されると、前記出力周波数をゼロとすることを特徴としている。

また、本発明の第二の具体的態様は、交流電力を直流電力に変換する順変換部と、この順変換部の出力を平滑する平滑部と、この平滑部の出力を交流電力に変換する逆変換部と、この逆変換部を制御する制御部と、入力されたアナログ信号の電圧変化を周波数変化に変換する電圧周波数変換部とを備え、前記電圧周波数変換部からの出力が前記制御部に入力され、前記電圧周波数変換部からの出力によって出力周波数が制御される電力変換装置において、
前記電圧周波数変換部の前段に信号処理回路を有し、
この信号処理回路は、この信号処理回路に入力されるアナログ信号の入力部が第１の抵抗器を介してオペアンプの負入力端子及び第２の抵抗器に接続され、第２の抵抗器の他端は前記オペアンプの出力に接続され、
直流電圧源と基準電位とは第３の抵抗器と第４の抵抗器で分圧され、この分圧された分圧電位は前記オペアンプの正入力端子から入力され、
前記信号処理回路からの出力が電圧周波数変換部にて処理された後の出力信号が、下記の特性を有することを特徴としている。

本発明によれば、簡素な構成で応答時間の改善を図った電力変換装置を提供することができる。

本実施形態の代表的な構成図 本実施形態により得られる電圧周波数変換特性図 従来技術による代表的な構成図 従来技術により得られる入力出力特性図 一般的な電圧周波数変換用ＩＣの変換特性図 本実施形態の変形例 本実施形態の代表的な回路例

本実施形態は、電力変換装置等のように、装置外部からのアナログ電圧入力による制御信号の取り込みを行う装置に関し、機能拡張、応答向上を提供する技術である。

なお、以下の実施形態ではアナログ電圧入力値の検出方法について述べているが、外部装置からのアナログ入力がアナログ電流入力値によるものであっても応用が可能である。その際は、例えば、図１におけるアナログ入力端子ＩＮと変換回路３の間に電流を電圧に変換する為の抵抗器やオペアンプ等による変換回路を別途挿入し、図１の可変電圧信号Ｖｉｎと等価となる変換を行った後に、本発明の実施形態に示される制御を適用することが可能である。

以下では、図面を用いて上記の課題を解決するための本発明の実施形態を説明する。

図１は、図３に対してアナログ入力端子ＩＮと電圧周波数変換部４の間に、信号処理回路として、可変電圧信号Ｖｉｎ（第一のアナログ信号）を電圧信号Ｖ１（第二のアナログ信号）に変換する変換回路部３を設けている。

この変換回路部３は、オペアンプＯＰ１、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４で構成される。変換回路部３の変換特性は（式３）となる。

変換回路部３を導入することによって得られる可変電圧信号Ｖｉｎとパルス信号Ｆ１の周波数Ｆ（Ｖｉｎ）の関係を、（式２）、（式３）から導出すると（式４）となる。

この周波数Ｆ（Ｖｉｎ）は、パルス信号Ｆ１の周波数となり、電気的絶縁部５を介しパルス信号Ｆ２の周波数となる。

従来同様にして、パルス信号Ｆ２をパルス計測部６で計測すると、パルス信号Ｆ２の周波数Ｆ（Ｖｉｎ）のパルス１周期時間Ｔ１が得られる。アナログ量演算部７で、このＴ１の逆数を取りＦ（Ｖｉｎ）を算出し、アナログ入力端子ＩＮの点からパルス計測部６の入力点までの特性関数（式４）の逆関数を用いることによって、可変電圧信号Ｖｉｎとアナログ量ＡＮの関係が一義的に求まる。

この時、可変電圧信号Ｖｉｎとパルス信号Ｆ１の周波数Ｆ（Ｖｉｎ）の関係は図２の様になる。

Ｆ（Ｖｉｎ）は、図５のＩＣが提供する特性から０以上の値となる。このことから、図２中の可変電圧信号ＶｉｎがＶａ｛Ｆ（Ｖａ）＝０となる点｝の時、可変電圧信号Ｖｉｎの上限電圧となり、（式５）となる。

可変電圧信号Ｖｉｎが０の点でパルス信号の周波数Ｆ（０）は（式６）となる。

可変電圧信号Ｖｉｎの下限電圧をＶｂとすると、Ｖｂの点でのパルス信号の周波数Ｆ（Ｖｂ）は（式７）となる。

この時、可変電圧信号Ｖｉｎの下限電圧Ｖｂは、図１中の変換回路部３の出力電圧信号Ｖ１の出力上限によって制限される。前述した様に、電圧信号Ｖ１は電圧周波数変換部４の入力電圧の為、図５の特性Ｆ（Ｖ）を提供可能とするＩＣによって電圧信号Ｖ１の上限値が決まる。該ＩＣはＩＣメーカや回路電源電圧Ｖｃｃ１等の設定によって変わってくるので、ここでは電圧信号Ｖ１の上限値をＶｃｃ１−Ｖｌｉｍと置く。ただし、一般に、Ｖｃｃ１−Ｖｌｉｍは該ＩＣの電源電圧Ｖｃｃ１未満に指定されるので、Ｖｌｉｍ＞０を満足するものとする。

このＶｃｃ１−Ｖｌｉｍを（式３）に代入し、その時のＶｉｎ、すなわちＶｂは（式８）となる。

ここで、Ｖｂ＜０となる様に抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の抵抗値、正の電源電圧Ｖｃｃ１、Ｖｌｉｍの値を選定すれば、可変電圧信号Ｖｉｎの下限電圧Ｖｂが負の電圧を取ることが可能となる。

尚、可変電圧信号Ｖｉｎが下限電圧Ｖｂを取る時のパルス信号の周波数Ｆ（Ｖｂ）は、（式７）、（式８）から求まる（式９）となる。

図１の構成の様に、基準電位をＧＮＤ１とする回路部に供給する電源を単一の正電圧電源で構成しても、可変電圧信号Ｖｉｎを正負の電圧範囲で扱える様になり、図２の特性Ｆ（Ｖｉｎ）を得ることができるようになる。

また、可変電圧信号Ｖｉｎの電圧が低くなる程、アナログ量ＡＮを検出する為の時間が長くなり、電力変換装置の出力を可変する制御応答が遅くなる等の問題が解決できる。

ただし、本実施形態の場合、可変電圧信号Ｖｉｎの電圧が高くなる程、アナログ量ＡＮを検出する為の時間が長くなり、制御応答が遅くなる等の問題が生じるが、可変電圧信号Ｖｉｎの実使用範囲上限を（式５）から求まる値より十分に低く取り、制御応答遅れ等が生じない範囲で本実施形態の制御を利用すれば良い。

更に、図１と図３を比較して分かる通り、従来の方式に対して、オペアンプＯＰ１を１回路、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４と合計４素子の追加で構成することができる為、小形で安価なシステムを提供できる。

具体的には、図１の形態、あるいは図１から電気的絶縁部５を省略した図６の形態が適している。図１の形態と図６の形態は、電力変換装置全体の絶縁形態に依存して適切な形態を選択して実施する。

図１の実施形態のより具体的な回路図を図７に示す。

基準電位がＧＮＤ１の可変電圧信号Ｖｉｎは変換回路部３に入力され、変換回路部３は可変電圧信号Ｖｉｎに応じた電圧信号Ｖ１を出力し、電圧信号Ｖ１は電圧周波数変換部４に入力され、電圧周波数変換部４は電圧信号Ｖ１に応じた周波数のパルス信号Ｆ１を出力し、パルス信号Ｆ１は電気的絶縁部５に入力され、電気的絶縁部５は基準電位がＧＮＤ２のパルス信号Ｆ１と同じ周波数のパルス信号Ｆ２を出力し、パルス信号Ｆ２はマイコン内蔵機能部８に入力される。

マイコン内蔵機能であるパルス計測部６、アナログ量演算部８では、まず、パルス計測部６でパルス信号Ｆ２のパルス１周期時間Ｔ１を計測し、計測したＴ１からアナログ量ＡＮを算出している実施例である。

ここで、図７中の電圧周波数変換部４に用いているＩＣは、Ｖｉｎｐｕｔ端子に入力された電圧をＦｏ端子にパルス信号として出力する。このＩＣのＶｉｎｐｕｔ端子に入力された電圧をＦｏ端子に任意の周波数のパルス信号に変換して出力する時の電圧周波数変換特性係数が、（式１０）で定義されている為、電圧周波数変換部４の特性Ｆ（Ｖ）は（式１１）となる。

また、同ＩＣのＶｉｎｐｕｔ端子の入力上限電圧は（Ｖｃｃ１−２）と定義されている為、電圧信号Ｖ１の上限電圧は（式１２）となる。

図７中の基準電位がＧＮＤ１の電源Ｖｃｃ１を１２Ｖ、基準電位がＧＮＤ２の電源Ｖｃｃ２を５Ｖ、抵抗器Ｒ１を２２ｋΩ、抵抗器Ｒ２を１０ｋΩ、抵抗器Ｒ３を２２ｋΩ、抵抗器Ｒ４を１０ｋΩとし、これら定数と（式１１）の関係を（式４）に代入すると、可変電圧信号Ｖｉｎとパルス信号Ｆ１の周波数Ｆ（Ｖｉｎ）の関係は（式１３）となる。

ここで、抵抗器ＲＳを１０ｋΩ、抵抗器ＲＢを１００ｋΩ、抵抗器Ｒｏを１０ｋΩ、コンデンサＣｏを０．００１μＦとし、（式１３）に代入すると、パルス信号Ｆ１の周波数Ｆ（Ｖｉｎ）は（式１４）となる。

（式１４）からＦ（Ｖｉｎ）が０となる点の可変電圧信号Ｖｉｎの上限電圧Ｖａは、１２Ｖになり、可変電圧信号Ｖｉｎが０の点でパルス信号Ｆ１の周波数Ｆ（０）は約２７．３ｋＨｚとなり、可変電圧信号Ｖｉｎの下限電圧Ｖｂは（式８）に各定数と（式１２）を代入して求まり−１０Ｖ、この時のパルス信号Ｆ１の周波数Ｆ（Ｖｂ）は５０ｋＨｚとなる図２の特性が得られる。

ここで、可変電圧信号Ｖｉｎが１０Ｖを取る時のパルス信号Ｆ１の周波数Ｆ（１０）は約４．６ｋＨｚである。パルス信号Ｆ１の周波数が伝達されたパルス信号Ｆ２をパルス計測部６で計測したパルス１周期時間Ｔ１は、Ｆ（１０）の逆数で求まり、０．２２ミリ秒となる。従って、アナログ量ＡＮを得るまでに要する時間が０．２２ミリ秒となり、一般的な電力変換装置の出力を可変制御する上で十分に短い時間の為、制御応答の遅れ等の問題を生じないと云える。

故に、本実施例においては、ここで得られた特性を利用し、可変電圧信号Ｖｉｎの実使用範囲を−１０Ｖから＋１０Ｖの範囲と定めて適用することによって、基準電位をＧＮＤ１とする回路部位に供給する電源が正電圧の単一電源であっても、可変電圧信号Ｖｉｎが負電圧でも取り扱え、かつ、十分な制御応答を得ることができる。

１…Ｖｉｎ入力部、２…Ｖｉｎの基準電位部、３…ＶｉｎをＶ１に変換する変換回路部、４…電圧周波数変換部、５…電気的絶縁部、６…パルス計測部、７…アナログ量演算部、８…パルス計測部６・アナログ量演算部７の機能を持つマイコン内蔵機能の一部、９…（ＩＣと同義）電圧周波数変換機能を有する一般のＩＣ（ＶＦコンバータ）、１０…フォトカプラ、ＡＮ…アナログ量、ＡＮｒｅｆ…任意かつ既知のアナログ量ＡＮ、ＣＢ…コンデンサ、Ｃｉ…コンデンサ、Ｃｏ…ＩＣ（ＶＦコンバータ）の特性を決めるコンデンサ及び静電容量値、Ｆ１…パルス信号、Ｆ２…パルス信号、Ｆｏ…ＩＣ（ＶＦコンバータ）のパルス信号出力端子、Ｆ（Ｖ）…電圧周波数関数、Ｆｒｅｆ…電圧周波数変換部の任意の基準周波数値、ＧＮＤ１…基準電位１、ＧＮＤ２…基準電位２、ＩＣ…（９と同義）電圧周波数変換機能を有する一般のＩＣ（ＶＦコンバータ）、ＩＮ…アナログ入力端子、ＯＰ１…オペアンプ、Ｒ１…第１の抵抗器及び抵抗値、Ｒ２…第２の抵抗器及び抵抗値、Ｒ３…第３の抵抗器及び抵抗値、Ｒ４…第４の抵抗器及び抵抗値、Ｒ５…抵抗器、Ｒ６…抵抗器、ＲＢ…ＩＣ（ＶＦコンバータ）の特性を決める抵抗器及び抵抗値、Ｒｉ…抵抗器、Ｒｏ…ＩＣ（ＶＦコンバータ）の特性を決める抵抗器及び抵抗値、ＲＳ…ＩＣ（ＶＦコンバータ）の特性を決める抵抗器及び抵抗値、Ｔ１…パルスの１周期時間、Ｖ…Ｆ（Ｖ）の引数、電圧周波数変換部４に入力されるアナログ電圧値、Ｖ１…変換回路部３の出力、電圧周波数変換部４に入力されるアナログ電圧値、Ｖａ…Ｖｉｎの有効範囲上限値、Ｖｂ…Ｖｉｎの有効範囲下限値、Ｖｃｃ１…基準電位をＧＮＤ１とする直流電圧源及び電圧値、Ｖｃｃ２…基準電位をＧＮＤ２とする直流電圧源及び電圧値、Ｖｉｎ…可変電圧信号、Ｖｉｎｐｕｔ…ＩＣ（ＶＦコンバータ）の電圧入力端子、Ｖｉｎｒｅｆ…任意かつ既知の可変電圧信号Ｖｉｎの値、Ｖｌｉｍ…ＩＣ（ＶＦコンバータ）によって決まるＶｉｎの許容入力上限値、Ｖｒｅｆ…電圧周波数変換部４の任意の基準電圧値。

Claims (3)

1. 交流電力を直流電力に変換する順変換部と、この順変換部の出力を平滑する平滑部と、
   この平滑部の出力を交流電力に変換する逆変換部と、この逆変換部を制御する制御部と、
   入力されたアナログ信号の電圧変化を周波数変化に変換する電圧周波数変換部とを備え、
   前記電圧周波数変換部からの出力が前記制御部に入力され、前記電圧周波数変換部からの出力によって出力周波数が制御される電力変換装置において、
   前記電圧周波数変換部の前段に、外部からの第一のアナログ信号を変換して前記電圧周波数変換部へ第二のアナログ信号を出力する信号処理回路を有し、
   前記信号処理回路は、前記第一のアナログ信号の上限電圧が入力されると、前記第二のアナログ信号として下限電圧を出力し、前記第一のアナログ信号の下限電圧が入力されると前記第二のアナログ信号として上限電圧を出力する電力変換装置。
2. 前記第一のアナログ信号の上限電圧が入力されると、前記出力周波数をゼロとすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 交流電力を直流電力に変換する順変換部と、この順変換部の出力を平滑する平滑部と、この平滑部の出力を交流電力に変換する逆変換部と、この逆変換部を制御する制御部と、入力されたアナログ信号の電圧変化を周波数変化に変換する電圧周波数変換部とを備え、前記電圧周波数変換部からの出力が前記制御部に入力され、前記電圧周波数変換部からの出力によって出力周波数が制御される電力変換装置において、
   前記電圧周波数変換部の前段に信号処理回路を有し、
   この信号処理回路は、この信号処理回路に入力されるアナログ信号の入力部が第１の抵抗器を介してオペアンプの負入力端子及び第２の抵抗器に接続され、第２の抵抗器の他端は前記オペアンプの出力に接続され、
   直流電圧源と基準電位とは第３の抵抗器と第４の抵抗器で分圧され、この分圧された分圧電位は前記オペアンプの正入力端子から入力され、
   前記信号処理回路からの出力が電圧周波数変換部にて処理された後の出力信号が、下記の特性を有することを特徴とする電力変換装置。
   

   

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