JP2011171974A - Cyclic type a/d converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、巡回型A/D(アナログデジタル)変換器に関し、より特定的には、A/D変換処理時間を短縮する巡回型A/D変換器に関する。 The present invention relates to a cyclic A / D (analog-digital) converter, and more particularly to a cyclic A / D converter that shortens the A / D conversion processing time.
近年、センサリング技術が進歩しており、車載システムにおいても様々なセンサリング技術が用いられている。このような車載システムでは、多数のセンシング信号を必要とし、さらに当該センシング信号を時分割で処理するため、当該センシング信号におけるA/D変換処理の高速化が不可欠となっている。また、集積回路(IC: Integrated Circuit)が組み込まれたA/D変換器において、入力されたセンシング信号は、当該ICでA/D変換処理される。この場合、A/D変換器に組み込まれるICは、小型かつ低コストを要求される。 In recent years, sensoring technology has progressed, and various sensoring technologies are also used in in-vehicle systems. In such an in-vehicle system, since a large number of sensing signals are required and the sensing signals are processed in a time-sharing manner, it is indispensable to increase the speed of A / D conversion processing for the sensing signals. Further, in an A / D converter incorporating an integrated circuit (IC), an input sensing signal is A / D converted by the IC. In this case, the IC incorporated in the A / D converter is required to be small and low cost.
A/D変換処理の高速化方法としては、A/D変換処理における比較演算の単位を2ビット以上にすることによって、演算サイクルを減少させる方法がある(例えば、特許文献1参照)。しかし、この方法は、2ビット以上の高精度DAC(デジタルアナログコンバータ)回路が必要となるため、A/D変換回路の回路面積が大きくなってしまう。 As a method for speeding up the A / D conversion process, there is a method of reducing the operation cycle by setting the unit of comparison operation in the A / D conversion process to 2 bits or more (for example, see Patent Document 1). However, this method requires a high-accuracy DAC (digital analog converter) circuit of 2 bits or more, and thus increases the circuit area of the A / D conversion circuit.
そこで、巡回型A/D変換器(1bit/stage)を適用する。巡回型A/D変換器(1bit/stage)では、A/D変換処理における比較演算の単位を1ビットとし、同一回路を用いて比較と演算とを実行する。このため、当該巡回型A/D変換器に組み込まれるICでは、高精度DAC回路を必要とせず、回路面積を小さくすることができる。 Therefore, a cyclic A / D converter (1 bit / stage) is applied. In the cyclic A / D converter (1 bit / stage), the unit of the comparison operation in the A / D conversion process is 1 bit, and the comparison and the operation are executed using the same circuit. For this reason, the IC incorporated in the cyclic A / D converter does not require a high-precision DAC circuit, and the circuit area can be reduced.
図5は、従来の巡回型A/D変換器におけるA/D変換処理時間を示す図である。図5において、第1サイクル〜第N(Nはビット数)サイクルにおいて、1ビット単位で最上位ビットから順に比較演算を繰り返している。 FIG. 5 is a diagram showing an A / D conversion processing time in a conventional cyclic A / D converter. In FIG. 5, in the first cycle to the Nth cycle (N is the number of bits), the comparison operation is repeated in order from the most significant bit in 1-bit units.
具体的には、従来の巡回型A/D変換器において、最上位ビットから順に比較演算を繰り返す上で、量子化許容誤差を鑑みて、最上位ビットが必要とする比較演算処理時間t1が決定される。また、各ビットに対応する第1サイクル〜第Nサイクルについて、単一周波数の演算クロックによってNビットの比較演算処理を行う。つまり、従来の巡回型A/D変換器では、比較演算処理時間が最大となる最上位ビットの比較演算処理時間に合わせて、各ビットに対応する演算サイクル(周波数)で演算クロックを発生させている。したがって、従来の巡回型A/D変換器におけるA/D変換処理時間Tは、最上位ビットが必要とする比較演算処理時間t1を用いて、以下の(数1)で表される。
T=t1×N ・・・(数1)
Specifically, in the conventional cyclic A / D converter, when the comparison operation is repeated in order from the most significant bit, the comparison operation processing time t1 required by the most significant bit is determined in view of the quantization tolerance. Is done. Further, for the first cycle to the Nth cycle corresponding to each bit, an N-bit comparison operation process is performed using a single-frequency operation clock. In other words, in the conventional cyclic A / D converter, the operation clock is generated in the operation cycle (frequency) corresponding to each bit in accordance with the comparison operation processing time of the most significant bit that maximizes the comparison operation processing time. Yes. Therefore, the A / D conversion processing time T in the conventional cyclic A / D converter is expressed by the following (Equation 1) using the comparison operation processing time t1 required by the most significant bit.
T = t1 × N (Equation 1)
しかしながら、従来の巡回型A/D変換器では、各ビットの比較演算処理時間は、比較演算処理時間が最大となる最上位ビットの比較演算処理時間と同一であって、各ビットに対応する最適な演算サイクルで演算クロックを発生させていない。このため、従来の巡回型A/D変換器では、A/D変換処理全体の高速化が図れないという問題があった。 However, in the conventional cyclic A / D converter, the comparison operation processing time of each bit is the same as the comparison operation processing time of the most significant bit that maximizes the comparison operation processing time, and is optimal for each bit. The operation clock is not generated in a simple operation cycle. For this reason, the conventional cyclic A / D converter has a problem that the entire A / D conversion process cannot be speeded up.
なお、従来の巡回型A/D変換器において、比較演算処理時間が最大となる最上位ビットの比較演算処理にのみ高速化処理を適用すれば、A/D変換処理全体の高速化が図れる。しかし、この場合、最上位ビットの比較演算処理にのみ用いる高速処理回路が必要となるため、A/D変換器に組み込まれるICは、小型かつ低コストという要求が満たされない。 Note that, in the conventional cyclic A / D converter, if the acceleration processing is applied only to the comparison operation of the most significant bit where the comparison operation processing time is maximum, the entire A / D conversion processing can be accelerated. However, in this case, since a high-speed processing circuit used only for the most significant bit comparison operation processing is required, the IC incorporated in the A / D converter does not satisfy the demand for small size and low cost.
それ故に、本発明は、組み込まれるICの回路面積を小さくしつつ、かつA/D変換処理時間を短縮することによってA/D変換処理の高速化を実現する巡回型A/D変換器を提供することである。 Therefore, the present invention provides a cyclic A / D converter that realizes a high speed A / D conversion process by reducing the circuit area of an integrated IC and shortening the A / D conversion process time. It is to be.
上記目的を達成するために、本発明の巡回型A/D変換器は、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返して、アナログ信号をデジタル信号に変換する巡回型A/D(アナログデジタル)変換器であって、各ビットに対応する演算サイクルが上位ビットから下位ビットに向かって順に小さくなるように、入力されるマスタクロックに基づいて演算クロックを発生する演算クロック発生手段と、演算クロック発生手段によって発生された演算クロックを用いて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返すA/D変換手段とを備える。
かかる構成によれば、A/D変換処理における比較演算の単位を1ビットとし、同一回路を用いて比較と演算とを実行する巡回型A/D変換器(1bit/stage)を適用するため、高精度DAC回路を必要とせず、組み込まれるICの回路面積を小さくすることができる。同時に、本発明の巡回型A/D変換器によれば、各ビットに対応する最適な演算サイクルで演算クロックを発生させるため、A/D変換処理時間を短縮することができ、A/D変換処理の高速化を実現することができる。
In order to achieve the above object, a cyclic A / D converter according to the present invention repeats a comparison operation in order from an upper bit to a lower bit to convert an analog signal into a digital signal. A digital) converter for generating an operation clock based on an input master clock so that an operation cycle corresponding to each bit decreases in order from an upper bit to a lower bit; A / D conversion means for repeating the comparison operation in order from the upper bit to the lower bit using the operation clock generated by the clock generation means.
According to such a configuration, in order to apply a cyclic A / D converter (1 bit / stage) that performs comparison and calculation using the same circuit with a unit of comparison calculation in A / D conversion processing as 1 bit, A high-accuracy DAC circuit is not required, and the circuit area of the integrated IC can be reduced. At the same time, according to the cyclic A / D converter of the present invention, since the operation clock is generated in the optimum operation cycle corresponding to each bit, the A / D conversion processing time can be shortened, and the A / D conversion is performed. Speeding up of processing can be realized.
さらに、好ましい演算クロック発生手段は、A/D変換手段によって比較演算される際の各ビットに対応する許容誤差に応じて、演算サイクルを決定することを特徴とする。
かかる構成によれば、各ビットに対応する許容誤差に応じて、演算サイクルを決定するため、高精度なA/D変換処理を実現することができる。
Further, the preferred operation clock generation means is characterized in that an operation cycle is determined according to an allowable error corresponding to each bit when the comparison operation is performed by the A / D conversion means.
According to such a configuration, since the calculation cycle is determined according to the allowable error corresponding to each bit, a highly accurate A / D conversion process can be realized.
また、本発明の巡回型A/D変換器は、A/D変換手段によって比較演算される最下位ビットの処理時間に基づいて、マスタクロックを決定するマスタクロック決定手段をさらに備える。
かかる構成によれば、最下位ビットの演算に必要な時間に基づいて、マスタクロックを決定するため、各ビットに対応する最適な演算サイクルで演算クロックを発生させることができる。
The cyclic A / D converter according to the present invention further includes master clock determining means for determining a master clock based on the processing time of the least significant bit compared and calculated by the A / D converting means.
According to this configuration, since the master clock is determined based on the time required for the operation of the least significant bit, the operation clock can be generated in the optimal operation cycle corresponding to each bit.
さらに、好ましいマスタクロック決定手段は、最下位ビットに対応する演算サイクルをマスタクロックの周期とすることを特徴とする。
かかる構成によれば、最下位ビットに対応する演算サイクルをマスタクロックの周期とするため、A/D変換処理時間を最適に短縮することができる。
Further, the preferred master clock determining means is characterized in that the operation cycle corresponding to the least significant bit is set as the cycle of the master clock.
According to such a configuration, the arithmetic cycle corresponding to the least significant bit is set as the master clock cycle, so that the A / D conversion processing time can be optimally shortened.
さらに、好ましい各ビットに対応する演算サイクルは、ビットが1つ上位になる毎に、マスタクロックの周期分が加算されることを特徴とする。
かかる構成によれば、各ビットに対応する演算サイクルは、ビットが1つ上位になる毎に、マスタクロックの周期分が加算されるため、A/D変換処理における全演算時間をより短縮することができる。
Furthermore, the operation cycle corresponding to each preferred bit is characterized in that the master clock cycle is added each time the bit is one higher.
According to such a configuration, the operation cycle corresponding to each bit is added by the period of the master clock every time the bit is one higher, so that the total operation time in the A / D conversion process can be further shortened. Can do.
また、上記目的を達成するために、上述した巡回型A/D変換器の各構成が行うそれぞれの処理は、一連の処理手順を与える巡回型A/D変換方法として捉えることができる。この方法は、一連の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムの形式で提供される。このプログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録された形態で、コンピュータに導入されてもよい。 In addition, in order to achieve the above object, each process performed by each configuration of the cyclic A / D converter described above can be regarded as a cyclic A / D conversion method that provides a series of processing procedures. This method is provided in the form of a program for causing a computer to execute a series of processing procedures. This program may be installed in a computer in a form recorded on a computer-readable recording medium.
上述のように、本発明の巡回型A/D変換器によれば、A/D変換処理における比較演算の単位を1ビットとし、同一回路を用いて比較と演算とを実行する巡回型A/D変換器(1bit/stage)を適用するため、高精度DAC回路を必要とせず、組み込まれるICの回路面積を小さくすることができる。同時に、本発明の巡回型A/D変換器によれば、各ビットに対応する最適な演算サイクルで演算クロックを発生させるため、A/D変換処理時間を短縮することができ、A/D変換処理の高速化を実現することができる。 As described above, according to the cyclic A / D converter of the present invention, the unit of the comparison operation in the A / D conversion process is 1 bit, and the cyclic A / D that performs comparison and calculation using the same circuit. Since the D converter (1 bit / stage) is applied, a high-accuracy DAC circuit is not required, and the circuit area of the IC to be incorporated can be reduced. At the same time, according to the cyclic A / D converter of the present invention, since the operation clock is generated in the optimum operation cycle corresponding to each bit, the A / D conversion processing time can be shortened, and the A / D conversion is performed. Speeding up of processing can be realized.
以下、本発明の一実施形態について、図面を参照しながら説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10を示す図である。図1において、巡回型A/D変換器10は、巡回型A/D変換回路100と、演算クロック発生回路200とを備える。巡回型A/D変換回路100は、第1のスイッチ101と、サンプリングホールド(S/H)回路102と、比較器103と、シフト演算器104と、第2のスイッチ105と、乗算器106と、加算器107とを備える。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a cyclic A / D converter 10 according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the cyclic A / D converter 10 includes a cyclic A /
先ず、演算クロック発生回路200は、各ビットに対応する演算サイクルを上位ビットから下位ビットに向かって順に小さくなるように、入力されるマスタクロックに基づいて演算クロックを発生する。演算クロック発生回路200によって発生される演算クロックについて、詳細な説明は後述する。
First, the operation
そして、巡回型A/D変換回路100は、演算クロック発生回路200によって発生された演算クロックを用いて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返し、アナログ信号をデジタル信号に変換する。
Then, the cyclic A /
図2は、巡回型A/D変換回路100が上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返し、アナログ信号をデジタル信号に変換する様子を示す図である。
FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which the cyclic A /
巡回型A/D変換回路100において、入力信号Vinは、第1のスイッチ101を介して、S/H回路102に入力される。
In the cyclic A /
S/H回路102は、入力信号Vinをサンプリング信号V1としてサンプリングし、一定時間保持する。
The S /
比較器103は、サンプリング信号V1と基準電圧V0とを比較し、当該比較結果をシフト演算器104および第2のスイッチ105に出力する。なお、本実施形態では、サンプリング信号V1は、基準電圧V0より大きい。また、基準電圧V0は、A/D変換レンジ内−Vref〜+Vrefの中点である。
The
シフト演算器104は、比較器103から出力された比較結果に基づいて、シフト演算し、当該結果を出力する。なお、ここでは、サンプリング信号V1は、基準電圧V0より大きいため、シフト演算器104は、シフト演算の結果として「1」を出力する。
The
第2のスイッチ105は、比較器103から出力された比較結果に基づいて、A/D変換レンジ内の参照電圧Vrefに関して、+Vrefまたは−Vrefのいずれかを出力するように切り換えられる。なお、ここでは、サンプリング信号V1は、基準電圧V0より大きいため、第2のスイッチ105は、−Vrefを出力するように切り換えられる。
Based on the comparison result output from the
乗算器106は、S/H回路102によってサンプリングされたサンプリング信号V1を2倍する。
The
加算器107は、乗算器106によって2倍されたサンプリング信号V1に、第2のスイッチ105から出力された−Vrefを加算して、当該加算結果を次のサンプリング信号V2として出力する。
The
そして、サンプリング信号V2は、第1のスイッチ101を介して、S/H回路102に入力される。なお、入力信号Vinが第1のスイッチ101を介してS/H回路102に入力された後、加算器107から出力される加算結果が第1のスイッチ101を介してS/H回路102に入力されるように、第1のスイッチ101は切り換えられる。
The sampling signal V2 is input to the S /
次に、比較器103は、サンプリング信号V2と基準電圧V0とを比較し、当該比較結果をシフト演算器104および第2のスイッチ105に出力する。なお、本実施形態では、サンプリング信号V2は、基準電圧V0より小さい。
Next, the
シフト演算器104は、比較器103から出力された比較結果に基づいて、シフト演算し、当該結果を出力する。なお、ここでは、サンプリング信号V2は、基準電圧V0より小さいため、シフト演算器104は、シフト演算の結果として「0」を出力する。
The
第2のスイッチ105は、比較器103から出力された比較結果に基づいて、A/D変換レンジ内の参照電圧Vrefに関して、+Vrefまたは−Vrefのいずれかを出力するように切り換えられる。なお、ここでは、サンプリング信号V2は、基準電圧V0より小さいため、第2のスイッチ105は、+Vrefを出力するように切り換えられる。
Based on the comparison result output from the
乗算器106は、S/H回路102から出力されたサンプリング信号V2を2倍する。
The
加算器107は、乗算器106によって2倍されたサンプリング信号V2に、第2のスイッチ105から出力された+Vrefを加算して、当該加算結果を次のサンプリング信号V3として出力する。
The
そして、サンプリング信号V3は、第1のスイッチ101を介して、S/H回路102に入力される。なお、第1のスイッチ101および第2のスイッチ105は、制御部(図示せず)による制御によって切り換えられるものである。
The sampling signal V3 is input to the S /
このように、サンプリング信号V3および次のサンプリング信号V4についても同様の比較演算が繰り返され、巡回型A/D変換回路100は、入力信号Vinを出力信号Vout「1001」にA/D変換している。 Thus, the same comparison operation is repeated for the sampling signal V3 and the next sampling signal V4, and the cyclic A / D conversion circuit 100 A / D converts the input signal Vin into the output signal Vout “1001”. Yes.
図3は、巡回型A/D変換器10におけるA/D変換処理について、最上位ビットでの許容誤差を示す図である。図3において、NビットのA/D変換処理が開始されると、量子化許容誤差Verrは、A/D変換レンジ内の参照電圧Vrefを用いて、以下の(数2)で表される。
Verr=2Vref/2(N+1) ・・・(数2)
FIG. 3 is a diagram showing an allowable error at the most significant bit in the A / D conversion process in the cyclic A / D converter 10. In FIG. 3, when the N-bit A / D conversion process is started, the quantization allowable error Verr is expressed by the following (Equation 2) using the reference voltage Vref in the A / D conversion range.
Verr = 2Vref / 2 (N + 1) ( Expression 2)
また、A/D変換回路が有する時定数τを用いると、許容誤差に到達するまでの時間tとの関係は、以下の(数3)で表される。
2Vref/2(N+1) =<< 2Vref×e(−t/τ) ・・・(数3)
When the time constant τ of the A / D conversion circuit is used, the relationship with the time t until reaching the allowable error is expressed by the following (Equation 3).
2Vref / 2 (N + 1) = << 2Vref × e (−t / τ) (Equation 3)
さらに、(数3)より、以下の(数4)および(数5)が導き出される。
t >>= (N+1)τln(2) ・・・(数4)
t ≒ 0.7(N+1)τ ・・・(数5)
なお、ln(2)≒0.7とする。
Furthermore, the following (Equation 4) and (Equation 5) are derived from (Equation 3).
t >> = (N + 1) τln (2) (Expression 4)
t ≈ 0.7 (N + 1) τ (Expression 5)
Note that ln (2) ≈0.7.
上述したように、巡回型A/D変換回路100では、乗算器106によってサンプリング信号を2倍しながら、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返している。つまり、1サイクル毎にサンプリング信号の振幅が2倍されるため、1サイクル毎に許容誤差も2倍ずつ増加する。したがって、許容誤差に到達するまでの時間tは、0.7(N)τ、0.7(N−1)τ、0.7(N−2)τ、・・・と減少する。
As described above, the cyclic A /
ここで、演算クロック発生回路200は、巡回型A/D変換回路100における演算サイクルに合わせて、マスタクロックに基づいて演算クロックを生成している。以下に、演算クロック発生回路200によって発生される演算クロックについて、詳しく説明する。
Here, the operation
図4は、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10におけるA/D変換処理時間を示す図である。図1および図2を用いて説明したように、巡回型A/D変換器10は、第1サイクル〜第N(Nはビット数)サイクルにおいて、1ビット単位で上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返している。また、ここでは、巡回型A/D変換器10は、A/D変換処理について、図3に示した最上位ビットでの許容誤差を有するものとする。 FIG. 4 is a diagram showing an A / D conversion processing time in the cyclic A / D converter 10 according to an embodiment of the present invention. As described with reference to FIG. 1 and FIG. 2, the cyclic A / D converter 10 moves from the upper bit to the lower bit in 1-bit units from the first cycle to the Nth cycle (N is the number of bits). The comparison operation is repeated in order. Here, it is assumed that the cyclic A / D converter 10 has an allowable error at the most significant bit shown in FIG. 3 for the A / D conversion processing.
図4において、従来の巡回型A/D変換器では、上述した(数5)より、第1サイクル(最上位ビット)の演算時間を0.7(N+1)τとし、当該第1サイクル(最上位ビット)の演算時間に合わせて、マスタクロックを決定していた。つまり、従来の巡回型A/D変換器では、各ビットに対応する第1サイクル(最上位ビット)から第Nサイクル(最下位ビット)まで単一周波数の演算クロックを用いて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返していた。このため、従来の巡回型A/D変換器におけるA/D変換処理時間T=0.7(N+1)τ×Nであった。 In FIG. 4, in the conventional cyclic A / D converter, the calculation time of the first cycle (most significant bit) is set to 0.7 (N + 1) τ from (Equation 5) described above, and the first cycle (maximum The master clock was determined in accordance with the calculation time of the upper bits). In other words, the conventional cyclic A / D converter uses a single-frequency operation clock from the first cycle (most significant bit) to the Nth cycle (lowest bit) corresponding to each bit, from the upper bit to the lower bit. The comparison operation was repeated in order toward the bit. For this reason, the A / D conversion processing time T in the conventional cyclic A / D converter is T = 0.7 (N + 1) τ × N.
一方、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10では、単一周波数の演算クロックを用いるのではなく、各ビットに対応する演算クロックを用いて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返す。 On the other hand, the cyclic A / D converter 10 according to an embodiment of the present invention does not use a single-frequency operation clock, but uses an operation clock corresponding to each bit to move from an upper bit to a lower bit. Repeat the comparison operation in order.
ここで、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10における演算クロック発生回路200は、演算クロックに比べて高速であるマスタクロックに基づいて、各ビットに対応する演算クロックを発生させる演算サイクルを決定する。
Here, the arithmetic
なお、マスタクロックは、演算クロックに比べて十分高速であって、予め設定されていても構わないし、または第N演算サイクル(最下位ビット)の演算時間を算出することによって設定されても構わない。以下に、マスタクロックと、各ビットに対応する演算クロックとの関係について、詳しく説明する。 The master clock is sufficiently faster than the operation clock and may be set in advance or may be set by calculating the operation time of the Nth operation cycle (least significant bit). . Hereinafter, the relationship between the master clock and the operation clock corresponding to each bit will be described in detail.
図4において、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10では、上述した(数5)より、第Nサイクル(最下位ビット)の演算時間を0.7×2τとしている。つまり、最下位ビットにおける量子化許容誤差を考慮すれば、第Nサイクル(最下位ビット)の演算に必要な時間は、0.7×2τである。マスタクロックは、0.7τに設定されており、第Nサイクル(最下位ビット)の演算に必要な時間は、論理的には、0.7τで構わない。本実施形態では、A/D変換処理における非線形誤差を補正して、要求される精度(線形性)を確保するために、余裕度を考慮して、第Nサイクル(最下位ビット)の演算時間を0.7×2τとしている。 In FIG. 4, in the cyclic A / D converter 10 according to an embodiment of the present invention, the calculation time of the Nth cycle (least significant bit) is 0.7 × 2τ from (Equation 5) described above. That is, when the quantization tolerance in the least significant bit is taken into consideration, the time required for the operation in the Nth cycle (the least significant bit) is 0.7 × 2τ. The master clock is set to 0.7τ, and the time required for the calculation in the Nth cycle (least significant bit) may be 0.7τ logically. In the present embodiment, in order to correct the non-linear error in the A / D conversion process and ensure the required accuracy (linearity), the calculation time of the Nth cycle (least significant bit) is considered in consideration of the margin. Is set to 0.7 × 2τ.
このように、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10における演算クロック発生回路200は、0.7τを周期とするマスタクロックに基づいて、各ビットに対応する演算クロックを発生させる演算サイクルを決定している。具体的には、図4に示すように、演算クロック発生回路200は、第Nサイクル(最下位ビット)の演算時間を0.7×2τ、第(N−1)サイクルの演算時間を0.7×3τ、第(N−2)サイクルの演算時間を0.7×4τ、・・・、第3サイクルの演算時間を0.7×(N−1)τ、第2サイクルの演算時間を0.7×(N)τ、第1サイクルの演算時間を0.7×(N+1)τと決定し、各ビットに対応する演算クロックを発生させている。
As described above, the arithmetic
そして、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10における巡回型A/D変換回路100は、演算クロック発生回路200によって発生される演算クロックを用いて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返す。このため、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10におけるA/D変換処理時間T=0.7(N+1)τ×(1+N)/2となる。
Then, the cyclic A /
つまり、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10は、各サイクル(ビット)の演算に必要な時間に合わせて演算クロックを発生させ、当該発生させた演算クロックによって各サイクルの演算時間を最適化している。 That is, the cyclic A / D converter 10 according to an embodiment of the present invention generates an operation clock in accordance with the time required for the operation of each cycle (bit), and the cycle of each cycle is generated by the generated operation clock. The calculation time is optimized.
したがって、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10は、各ビットに対応する最適な演算サイクルで演算クロックを発生させて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返すため、単一周波数の演算クロックを用いて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返していた従来の巡回型A/D変換器に比べて、第1サイクル〜第Nサイクルの全演算時間Tを短縮することができる。 Therefore, the cyclic A / D converter 10 according to the embodiment of the present invention generates an operation clock in an optimal operation cycle corresponding to each bit, and repeats the comparison operation in order from the upper bit to the lower bit. Therefore, compared with the conventional cyclic A / D converter in which the comparison operation is repeated in order from the upper bit to the lower bit using a single frequency operation clock, all operations in the first cycle to the Nth cycle are performed. Time T can be shortened.
以上のように、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10によれば、A/D変換処理における比較演算の単位を1ビットとし、同一回路を用いて比較と演算とを実行する巡回型A/D変換器(1bit/stage)を適用するため、高精度DAC回路を必要とせず、組み込まれるICの回路面積を小さくすることができる。同時に、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10によれば、各ビットに対応する最適な演算サイクル(第1〜第Nサイクル)で演算クロックを発生させるため、A/D変換処理時間を短縮することができ、A/D変換処理の高速化を実現することができる。 As described above, according to the cyclic A / D converter 10 according to the embodiment of the present invention, the unit of the comparison operation in the A / D conversion process is 1 bit, and the comparison and the operation are performed using the same circuit. Since the cyclic A / D converter (1 bit / stage) to be executed is applied, a high-accuracy DAC circuit is not required, and the circuit area of the integrated IC can be reduced. At the same time, according to the cyclic A / D converter 10 according to the embodiment of the present invention, the operation clock is generated in the optimum operation cycle (first to Nth cycles) corresponding to each bit. Conversion processing time can be shortened, and high speed A / D conversion processing can be realized.
また、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10によれば、図3に示した各ビットに対応する許容誤差に応じて、各ビットに対応する演算サイクル(第1〜第Nサイクル)を決定するため、高精度なA/D変換処理を実現することができる。 In addition, according to the cyclic A / D converter 10 according to the embodiment of the present invention, the operation cycle (first to first) corresponding to each bit is determined according to the allowable error corresponding to each bit illustrated in FIG. N cycles) can be determined, so that highly accurate A / D conversion processing can be realized.
また、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10によれば、第Nサイクル(最下位ビット)の演算に必要な時間に基づいて、マスタクロックの周期(0.7τ)を決定するため、各ビットに対応する最適な演算サイクル(第1〜第Nサイクル)で演算クロックを発生させることができる。 Further, according to the cyclic A / D converter 10 according to the embodiment of the present invention, the period (0.7τ) of the master clock is set based on the time required for the operation of the Nth cycle (least significant bit). Therefore, the operation clock can be generated in the optimum operation cycle (first to Nth cycles) corresponding to each bit.
また、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10によれば、第Nサイクル(最下位ビット)に対応する演算サイクルをマスタクロックの周期とするため、A/D変換処理時間を最適に短縮することができる。 Further, according to the cyclic A / D converter 10 according to the embodiment of the present invention, since the operation cycle corresponding to the Nth cycle (least significant bit) is the period of the master clock, the A / D conversion processing time Can be shortened optimally.
また、本発明の一実施形態に係る巡回型A/D変換器10によれば、各ビットに対応する演算サイクルは、ビットが1つ上位になる毎に、マスタクロックの周期分(0.7τ)が加算されるため、第1サイクル〜第Nサイクルの全演算時間Tをより短縮することができる。 Further, according to the cyclic A / D converter 10 according to the embodiment of the present invention, the operation cycle corresponding to each bit is equal to the master clock period (0.7τ) every time the bit is one higher. ) Is added, the total calculation time T of the first to Nth cycles can be further shortened.
なお、本実施形態に係る巡回型A/D変換器10では、図1に示した巡回型A/D変換回路100を用いたが、これに限定されるものでなく、その他の回路構成である巡回型A/D変換回路を用いても構わない。
In the cyclic A / D converter 10 according to the present embodiment, the cyclic A /
また、A/D変換回路が有する時定数τは、A/D変換回路の回路構成に依存するものである。換言すれば、巡回型A/D変換器に用いるA/D変換回路に応じて、予め時定数τは決定される。このため、A/D変換処理におけるビット数Nの値も予め設定されている場合、マスタクロックおよび各ビットに対応する演算クロックは、予め算出することができる。これにより、演算クロック発生回路は、予め算出された各ビットに対応する演算クロックを発生させても構わない。 The time constant τ of the A / D conversion circuit depends on the circuit configuration of the A / D conversion circuit. In other words, the time constant τ is determined in advance according to the A / D conversion circuit used in the cyclic A / D converter. Therefore, when the value of the number of bits N in the A / D conversion process is also set in advance, the master clock and the operation clock corresponding to each bit can be calculated in advance. Thereby, the arithmetic clock generation circuit may generate an arithmetic clock corresponding to each bit calculated in advance.
多数のセンシング信号を必要とするセンサリング技術等において、組み込まれるICの回路面積を小さくしつつ、かつA/D変換処理の高速化等に有用である。 In sensoring technology that requires a large number of sensing signals, it is useful for reducing the circuit area of an integrated IC and increasing the speed of A / D conversion processing.
10 巡回型A/D変換器
100 巡回型A/D変換回路
200 演算クロック発生回路
101 第1のスイッチ
102 サンプリングホールド(S/H)回路
103 比較器
104 シフト演算器
105 第2のスイッチ
106 乗算器
107 加算器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Cyclic A /
Claims (6)
各ビットに対応する演算サイクルが上位ビットから下位ビットに向かって順に小さくなるように、入力されるマスタクロックに基づいて演算クロックを発生する演算クロック発生手段と、
前記演算クロック発生手段によって発生された演算クロックを用いて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返すA/D変換手段とを備える、巡回型A/D変換器。 A cyclic A / D (analog-digital) converter that converts an analog signal into a digital signal by repeating comparison operations in order from the upper bit to the lower bit;
Arithmetic clock generating means for generating an arithmetic clock based on an input master clock so that the arithmetic cycle corresponding to each bit decreases in order from the upper bit to the lower bit;
A cyclic A / D converter comprising: an A / D converter that repeats a comparison operation in order from an upper bit to a lower bit using the operation clock generated by the operation clock generation unit.
各ビットに対応する演算サイクルが上位ビットから下位ビットに向かって順に小さくなるように、入力されるマスタクロックに基づいて演算クロックを発生する演算クロック発生ステップと、
前記演算クロック発生ステップによって発生された演算クロックを用いて、上位ビットから下位ビットに向かって順に比較演算を繰り返すA/D変換ステップとを、前記巡回型A/D変換装置に実行させるためのプログラム。 A computer for causing a cyclic A / D converter to execute a cyclic A / D (analog-digital) conversion method for converting an analog signal into a digital signal by repeating comparison operations in order from the upper bit to the lower bit. A readable program,
An operation clock generation step for generating an operation clock based on an input master clock so that the operation cycle corresponding to each bit decreases in order from the upper bit to the lower bit;
A program for causing the cyclic A / D converter to execute an A / D conversion step that repeats a comparison operation in order from an upper bit to a lower bit using the operation clock generated by the operation clock generation step .
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