JP2011155351A - 半導体装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路シミュレーションをすることなくスリープ状態からアクティブ状態への遷移時における、ラッシュカレントの発生を抑える半導体装置を提供する。
【解決手段】半導体装置は、複数のブロックに分割された内部回路と、各々の内部回路と電源線またはグランド線との間にそれぞれ接続されたスイッチ回路と、各々の内部回路と対応する各々のスイッチ回路との接続点に接続された制御信号生成回路とを備える。初段のスイッチ回路は、外部から入力されるスリープ信号によりオン/オフが制御され、2段目以降のスイッチ回路は、それぞれ、前段の制御信号生成回路が前段のスイッチ回路のオン/オフにより対応する接続点の電位の変化を検出して生成する制御信号により、初段のスイッチ回路と同じ状態にオン/オフが制御されることにより、上記課題を解決する。
【選択図】図1
【解決手段】半導体装置は、複数のブロックに分割された内部回路と、各々の内部回路と電源線またはグランド線との間にそれぞれ接続されたスイッチ回路と、各々の内部回路と対応する各々のスイッチ回路との接続点に接続された制御信号生成回路とを備える。初段のスイッチ回路は、外部から入力されるスリープ信号によりオン/オフが制御され、2段目以降のスイッチ回路は、それぞれ、前段の制御信号生成回路が前段のスイッチ回路のオン/オフにより対応する接続点の電位の変化を検出して生成する制御信号により、初段のスイッチ回路と同じ状態にオン/オフが制御されることにより、上記課題を解決する。
【選択図】図1
Description
本発明は、複数の内部回路を有し、パワーゲーティング手法を適用して、スリープ信号によりスリープ状態とアクティブ状態を切り替える半導体装置に関するものである。
半導体のプロセス技術が進んで、回路規模が大きくなってくると集積度が上がる。そうすると、電力密度が増加してチップの温度が上昇するため、回路の低消費電力化が必要になってくる。特に、90nmプロセス以降では、ダイナミックパワーに加えて、リーク電流によるリークパワーの影響が大きくなってくる。
このリーク電流を抑える手法の1つとして、従来、ロジック回路への電源供給を遮断してしまうことでリーク電流を抑える、パワーゲーティング手法が用いられてきた。例えば、図4に示すように、ロジック回路のVDD(電源電位)またはVSS(グランド電位)側にスイッチトランジスタ(スリープトランジスタ)を設け、このスイッチトランジスタをオフにすることで、ロジック回路への電源供給を遮断する回路がある。
図4に示す回路では、SLP信号が“L”となると、各スイッチトランジスタがオフになり、各ロジック回路への電源供給が遮断される。
このスイッチトランジスタは、ロジックトランジスタに対して、高い閾値電圧を持ったMOSを使用することで、リーク電流を大きく削減することができた。
図4に示す回路では、SLP信号が“L”となると、各スイッチトランジスタがオフになり、各ロジック回路への電源供給が遮断される。
このスイッチトランジスタは、ロジックトランジスタに対して、高い閾値電圧を持ったMOSを使用することで、リーク電流を大きく削減することができた。
ところが、ロジック回路への電源供給が遮断された状態(スリープ状態)から、ロジック回路へ電源が供給された状態(アクティブ状態)へ遷移するときに、多数のロジック回路のスイッチトランジスタが同時にオンになる。このため、スリープ状態ではほぼVDDに等しかった、図4のvss1〜vss4に示す仮想グランドの電位が、同時にVDDからVSSへと変化して大電流のラッシュカレントが流れる。このラッシュカレントにより、グランド電位が揺さぶられてノイズが発生し、周辺回路が当該ノイズの影響を受けてしまうという問題があった。
ここで、本発明に関連性のある先行技術文献として、特許文献1がある。
特許文献1には、機能ブロックと電源との間に並列に設けられた複数の電源スイッチを有するパワーゲーティング回路を搭載した半導体集積回路のコンピュータを用いた設計方法であって、パワーゲーティング回路の動作モデルを提供するステップと、突入電流に関する制約を設定するステップと、動作モデルを用いた回路シミュレーションを実行するステップと、回路シミュレーションの結果に基づいて、複数の電源スイッチのそれぞれをONさせるONタイミングを示すタイミングデータを生成するステップとを有し、前記回路シミュレーションにおいて、前記動作モデルは前記制約が満たされるように複数の電源スイッチを順番にONさせる半導体集積回路の設計方法が開示されている。
特許文献1には、機能ブロックと電源との間に並列に設けられた複数の電源スイッチを有するパワーゲーティング回路を搭載した半導体集積回路のコンピュータを用いた設計方法であって、パワーゲーティング回路の動作モデルを提供するステップと、突入電流に関する制約を設定するステップと、動作モデルを用いた回路シミュレーションを実行するステップと、回路シミュレーションの結果に基づいて、複数の電源スイッチのそれぞれをONさせるONタイミングを示すタイミングデータを生成するステップとを有し、前記回路シミュレーションにおいて、前記動作モデルは前記制約が満たされるように複数の電源スイッチを順番にONさせる半導体集積回路の設計方法が開示されている。
しかしながら、特許文献1に記載の方法では、回路シミュレーションを行って複数の電源スイッチのそれぞれをONさせるONタイミングに応じた回路を設計することが必要である。また、ロジックの大小により遅延時間が変化するため、回路シミュレーションによって必ずしも最適なONタイミングを有する回路が生成されるとは限らないという問題があった。
本発明の目的は、回路シミュレーションをすることなくスリープ状態からアクティブ状態への遷移時における、ラッシュカレントの発生を抑えることができる半導体装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明は、複数のブロックに分割された内部回路と、各々の前記内部回路と電源線またはグランド線との間にそれぞれ接続されたスイッチ回路と、各々の前記内部回路と対応する各々の前記スイッチ回路との接続点に接続された制御信号生成回路とを備え、初段のスイッチ回路は、外部から入力されるスリープ信号によりオン/オフが制御され、2段目以降のスイッチ回路は、それぞれ、前段の制御信号生成回路が前段のスイッチ回路のオン/オフにより対応する接続点の電位の変化を検出して生成する制御信号により、前記初段のスイッチ回路と同じ状態にオン/オフが制御されることを特徴とする半導体装置を提供する。
また、前記制御信号生成回路はMOSインバータであり、その出力端子にキャパシタが接続されているのが好ましい。
本発明によれば、回路シミュレーションを必要とすることなく、スリープ状態からアクティブ状態への遷移時に各内部回路に流れる電流を時系列的に分散することができる。これにより、ラッシュカレントの発生を抑えることができる。
さらに、インバータの出力端子に、さらにキャパシタを組み合わせることで、各内部回路がアクティブ状態であるときに、キャパシタが電源電位を安定させるデカップリングキャパシタとして動作し、これにより、回路動作の安定化を図ることができる。
さらに、インバータの出力端子に、さらにキャパシタを組み合わせることで、各内部回路がアクティブ状態であるときに、キャパシタが電源電位を安定させるデカップリングキャパシタとして動作し、これにより、回路動作の安定化を図ることができる。
本発明に係る半導体装置を、添付の図面に示す好適実施形態に基づいて以下に詳細に説明する。
図1は、本発明の半導体装置の構成を表す一実施形態として、VSS側にスリープトランジスタ(スイッチトランジスタ)を設けた場合のブロック図である。
図1に示す半導体装置10は、ロジック回路12,14,16,18、スリープトランジスタ20,22,24,26、およびインバータ28,30,32とで構成される。
図1に示す半導体装置10は、ロジック回路12,14,16,18、スリープトランジスタ20,22,24,26、およびインバータ28,30,32とで構成される。
ここで、ロジック回路12,14,16,18と、各々対応するスリープトランジスタ20,22,24,26との接続点(図1中、vss1,vss2,vss3,vss4)を仮想グランドとする。仮想グランドvss1,vss2,vss3,vss4は、スリープトランジスタ20,22,24,26がオンのときはほぼVSS(グランド電位)となる。また、スリープトランジスタ20,22,24,26がオフのときはほぼVDD(電源電位)となる。
ロジック回路12,14,16,18(以下、各ロジック回路ともいう。)は、半導体装置10の内部回路を概念的に表したものであり、例えば、それぞれ独立した電源供給ブロックで分割された論理回路である。
各ロジック回路では、図示しない入力信号に応じて、論理演算が行われ、結果が出力される。
なお、煩雑になるため、図1のVDD(電源)ライン、およびロジック回路12,14,16,18への入出力ラインは省略している。
各ロジック回路では、図示しない入力信号に応じて、論理演算が行われ、結果が出力される。
なお、煩雑になるため、図1のVDD(電源)ライン、およびロジック回路12,14,16,18への入出力ラインは省略している。
スリープトランジスタ20,22,24,26(以下、各スリープトランジスタともいう。)のドレインは、ロジック回路12,14,16,18の仮想グランドvss1,vss2,vss3,vss4に、それぞれ接続され、ソースはそれぞれグランド(gnd)に接続される。また、初段のロジック回路12に接続されているスリープトランジスタ20のゲートには、スリープ信号(SLP)が接続される。さらに、後段のロジック回路14,16,18のスリープトランジスタ22,24,26のゲートには、それぞれ前段のスリープトランジスタのドレインから、後述するインバータの出力信号(SLP1,SLP2,SLP3)が入力される。
各スリープトランジスタは、ゲートの電圧レベルが“H”のときにオンとなり導通され、“L”のときオフとなり遮断される。つまり、スリープトランジスタ20,22,24,26は、スイッチ回路として動作する。
各スリープトランジスタは、ゲートの電圧レベルが“H”のときにオンとなり導通され、“L”のときオフとなり遮断される。つまり、スリープトランジスタ20,22,24,26は、スイッチ回路として動作する。
インバータ28,30,32は、制御信号生成回路を構成する。インバータ28,30,32は、CMOSインバータ回路であり、インバータ28の入力は初段のロジック回路12の仮想グランドvss1、つまり、スリープトランジスタ20のドレインに接続され、仮想グランドvss1の電位が入力される。以下、2段目以降も同様に、インバータ30には、仮想グランドvss2の電位が入力され、インバータ32には、仮想グランドvss3の電位が入力される。
インバータ28,30,32では、それぞれ、入力された仮想グランドvss1,vss2,vss3の電位が反転され、それぞれスリープ信号SLP1,SLP2,SLP3として出力される。
インバータ28,30,32では、それぞれ、入力された仮想グランドvss1,vss2,vss3の電位が反転され、それぞれスリープ信号SLP1,SLP2,SLP3として出力される。
次に、半導体装置10の動作を説明する。
図1に示すロジック回路12,14,16,18は、スリープトランジスタ20,22,24,26によって、電源供給のオン/オフが制御される。
ロジック回路12,14,16,18に電源が供給されている状態で、スリープ信号SLP(負論理)が“H”から“L”になった場合、スリープトランジスタ20,22,24,26はオフとなり、半導体装置10全体として消費電力が低減される。
このとき、ロジック回路12,14,16,18の仮想グランドvss1,vss2,vss3,vss4の電位は、“L”(VSS(グランド電位))から“H”(VDD(電源電位))へと遷移する。つまり、ロジック回路12,14,16,18への電源の供給が停止された状態となる。
ここで、各スリープトランジスタは、ロジック回路を構成するロジックトランジスタに比べ、高い閾値電圧をもったMOSトランジスタを用いることにより、リーク電流を大きく削減することができる。
ロジック回路12,14,16,18に電源が供給されている状態で、スリープ信号SLP(負論理)が“H”から“L”になった場合、スリープトランジスタ20,22,24,26はオフとなり、半導体装置10全体として消費電力が低減される。
このとき、ロジック回路12,14,16,18の仮想グランドvss1,vss2,vss3,vss4の電位は、“L”(VSS(グランド電位))から“H”(VDD(電源電位))へと遷移する。つまり、ロジック回路12,14,16,18への電源の供給が停止された状態となる。
ここで、各スリープトランジスタは、ロジック回路を構成するロジックトランジスタに比べ、高い閾値電圧をもったMOSトランジスタを用いることにより、リーク電流を大きく削減することができる。
次に、ロジック回路12,14,16,18への電源の供給が停止された状態で、スリープ信号SLPが“L”から“H”になった場合、スリープトランジスタ20,22,24,26は順次オンとなり、ロジック回路12,14,16,18に電源が供給される。
このとき、ロジック回路12,14,16,18の仮想グランドvss1,vss2,vss3,vss4の電位は、“H”(VDD(電源電位))から“L”(VSS(グランド電位))へと遷移する。つまり、vss1〜vss4の電位はほぼVSS(グランド電位)と等しくなり、電源の供給が再開される。
このとき、ロジック回路12,14,16,18の仮想グランドvss1,vss2,vss3,vss4の電位は、“H”(VDD(電源電位))から“L”(VSS(グランド電位))へと遷移する。つまり、vss1〜vss4の電位はほぼVSS(グランド電位)と等しくなり、電源の供給が再開される。
続いて、図2のタイミングチャートを参照して、各ロジック回路がアクティブ状態からスリープ状態へ遷移する場合の動作を、さらに詳しく説明する。
図2に示すタイミングチャートは、スリープ信号SLPが“L”から“H”に変化した場合、つまり、スリープ状態である各ロジック回路が、アクティブ状態に切り替えられる場合の例である。
図2に示すタイミングチャートは、スリープ信号SLPが“L”から“H”に変化した場合、つまり、スリープ状態である各ロジック回路が、アクティブ状態に切り替えられる場合の例である。
図2に示すように、スリープ信号SLPが“L”から“H”に切り替わると、つまり、スリープ状態からアクティブ状態にするための信号が入力されると、スリープトランジスタ20はONとなる。すると、ロジック回路12の仮想グランドvss1の電位(VDD(電源電位))はディスチャージされ、VSS(グランド電位)となる。すなわち、ディスチャージ時間t1(遅延時間)の後、仮想グランドvss1の電位は、“H”から“L”へと遷移する。つまり、ロジック回路12に再び電源が供給され、スリープ状態からアクティブ状態へと復帰する。
仮想グランドvss1の電位が“H”から“L”へと遷移すると、インバータ28の入力も“H”から“L”へと遷移し、インバータ28の出力信号SLP1は、“L”から“H”へと遷移する。つまり、スリープ信号SLP1が“L”から“H”に切り替わる。すると、スリープトランジスタ22はONとなり、仮想グランドvss2の電位(“H”,VDD(電源電位))はディスチャージ時間t2(遅延時間)の後、“L”(VSS(グランド電位))となる。つまり、ロジック回路14に再び電源が供給され、スリープ状態からアクティブ状態へと復帰する。
以下、ロジック回路16,18も同様に、それぞれディスチャージ時間t3、t4経過後に電源が供給され、順次スリープ状態からアクティブ状態へと復帰する。
以下、ロジック回路16,18も同様に、それぞれディスチャージ時間t3、t4経過後に電源が供給され、順次スリープ状態からアクティブ状態へと復帰する。
このように、各ロジック回路のディスチャージ時間t1〜t4を利用することで、単純な回路によって確実に、ロジック回路12がONとなった後に、ロジック回路14がONとなるといったように、各ロジック回路を順番にONとすることができる。つまり、各ロジック回路がONとなる時間を時系列的に分散することで、スリープ状態からアクティブ状態への遷移時における各ロジック回路に流れる電流(ラッシュカレント)を時系列的に分散し、グランド電位が揺さぶられることを防止し、周辺回路に対するノイズの発生を抑えることができる。また、スリープ信号SLPは、1つのスリープトランジスタ20を駆動するだけであるので、図示していないスリープ信号発生回路の駆動能力を抑えることができる。
なお、上記の実施形態では、2段目以降のスリープトランジスタを制御する制御信号を生成する制御信号生成回路としてCMOSインバータ回路を用いたが、図3に示すような、CMOSインバータの出力端子とグランド間に、キャパシタが接続された回路を用いてもよい。この場合、各ロジック回路がアクティブ状態であるとき(図1中、SLP1,SLP2,SLP3が“H”)、すなわち、CMOSインバータのPMOSがオンであるときには、MOSキャパシタが電源とグランド間に接続された状態となる。
これにより、キャパシタが電源電位を安定させるデカップリングキャパシタとして動作することで、各ロジック回路の動作をより安定させることができる。また、キャパシタを付加することによって、スリープ状態からの復帰時間を調整することができる。
また、上記の実施形態では、グランド側(VSS側)にスリープトランジスタを設けたが、電源側(VDD側)に設けてもよい。なお、上記の実施形態では、ロジック回路が4つの場合で説明したが、ロジック回路が2つ以上あれば、本発明に係る半導体装置を適用することができる。
また、MOSトランジスタに限らず、同様の機能を果たす各種のスイッチ回路が利用できる。同様に、MOSインバータに限らず、利用するスイッチ回路が必要とする制御信号に応じて各種の制御信号生成回路が利用できる。
また、MOSトランジスタに限らず、同様の機能を果たす各種のスイッチ回路が利用できる。同様に、MOSインバータに限らず、利用するスイッチ回路が必要とする制御信号に応じて各種の制御信号生成回路が利用できる。
以上、本発明の半導体装置について詳細に説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、各種の改良や変更を行ってもよい。
10 半導体装置
12,14,16,18 ロジック回路
20,22,24,26 スリープトランジスタ
28,30,32 インバータ
12,14,16,18 ロジック回路
20,22,24,26 スリープトランジスタ
28,30,32 インバータ
Claims (2)
- 複数のブロックに分割された内部回路と、
各々の前記内部回路と電源線またはグランド線との間にそれぞれ接続されたスイッチ回路と、
各々の前記内部回路と対応する各々の前記スイッチ回路との接続点に接続された制御信号生成回路とを備え、
初段のスイッチ回路は、外部から入力されるスリープ信号によりオン/オフが制御され、2段目以降のスイッチ回路は、それぞれ、前段の制御信号生成回路が前段のスイッチ回路のオン/オフにより対応する接続点の電位の変化を検出して生成する制御信号により、前記初段のスイッチ回路と同じ状態にオン/オフが制御されることを特徴とする半導体装置。 - 前記制御信号生成回路はMOSインバータであり、その出力端子にキャパシタが接続されていることを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010014106A JP2011155351A (ja) | 2010-01-26 | 2010-01-26 | 半導体装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2010014106A JP2011155351A (ja) | 2010-01-26 | 2010-01-26 | 半導体装置 |
Publications (1)
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Family Applications (1)
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JP2010014106A Withdrawn JP2011155351A (ja) | 2010-01-26 | 2010-01-26 | 半導体装置 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012199639A (ja) * | 2011-03-18 | 2012-10-18 | Fujitsu Ltd | 集積回路装置 |
JP2014241590A (ja) * | 2013-05-17 | 2014-12-25 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | 半導体装置 |
-
2010
- 2010-01-26 JP JP2010014106A patent/JP2011155351A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
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