JP2011142417A - A/d converter and a/d conversion method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はA/D変換器及びA/D変換方法に関するものである。 The present invention relates to an A / D converter and an A / D conversion method.
A/D変換器とは、変換する電位範囲を定義(説明は最低電圧を0Vとした電位範囲とする)した上で、その範囲を2のn乗個の範囲に分解して、入力されるアナログ電圧の電位をデジタル値として読み替えるものである。現存するA/D変換の方式は多種存在するが、それぞれ一長一短であり、使用用途によって方式は選ばれている。 An A / D converter defines a potential range to be converted (the description is a potential range where the minimum voltage is 0 V), and the range is divided into 2 n power ranges and input. The potential of the analog voltage is read as a digital value. There are various types of existing A / D conversion methods, but each has advantages and disadvantages, and the method is selected according to the intended use.
その一つとして、並列型A/D変換器があり、その基本的な原理としては、変換電位範囲を2のn乗個に分解するために、2のn乗個の抵抗を用いて最高電圧を分圧することにより閾値を生成し、2のn乗個の領域を作り出すようになっている。そのために、比較器が2のn乗−1個必要となり、並列に処理できて高速な分だけ回路規模が巨大になっている(特許文献1参照)。 One of them is a parallel type A / D converter, and its basic principle is that the highest voltage is generated using 2 n resistors in order to decompose the conversion potential range into 2 n resistors. The threshold value is generated by dividing the voltage to generate 2 n regions. For this reason, 2 n −1 comparators are required, and the circuit scale becomes huge by the high speed that can be processed in parallel (see Patent Document 1).
また、他の一つとして、逐次比較型A/D変換器があり、その基本的な原理としては、同分解能を持つD/A変換器を内包させて基準電位を生成することにより、2のn乗個に電位範囲を分解している。そのために、比較器は1つだけで良いが、D/A変換器の出力をアナログ入力電圧に近づけるためには、入力電圧をサンプルホールド回路にて固定し、D/A変換器が生成する基準電位を数回切り替えていく必要がある。よって、nビットのA/D変換には、nクロック分の周回動作が必要になり、デジタル出力が確定するまでに時間を要することになる(特許文献2参照)。 Another example is a successive approximation A / D converter. The basic principle of the A / D converter is that a reference potential is generated by including a D / A converter having the same resolution. The potential range is decomposed into n-th power. For this reason, only one comparator is required. However, in order to bring the output of the D / A converter close to the analog input voltage, the input voltage is fixed by the sample hold circuit and the reference generated by the D / A converter is generated. It is necessary to switch the potential several times. Therefore, n-bit A / D conversion requires a circular operation for n clocks, and it takes time until the digital output is determined (see Patent Document 2).
上述したように、並列型A/D変換器は、変換処理が高速で動作原理が簡単であるが、nビットのA/D変換のためには、n−1個の比較器と、2のn乗本の比較器出力に応じて、nビット2進数出力に変換するエンコーダ回路が必要であり、回路規模の小型化が難しいという課題がある。 As described above, the parallel A / D converter has a high speed conversion process and a simple operation principle. However, for n-bit A / D conversion, n-1 comparators and 2 An encoder circuit that converts the output to an n-bit binary number according to the n-th power comparator output is required, and there is a problem that it is difficult to reduce the circuit scale.
また、逐次比較型A/D変換器は、D/A変換器にて基準電位を生成するために、並列型に比べると比較器は1つで済み回路が小型になるものの、nビットのA/D変換にnクロック分の周回動作が必要であり、変換に時間がかかるという課題がある。 Further, since the successive approximation A / D converter generates a reference potential by the D / A converter, only one comparator is required as compared with the parallel type, but the circuit is small. The / D conversion requires a circular operation for n clocks, and there is a problem that the conversion takes time.
本発明の目的は、現存するA/D変換器よりも回路構成が簡易で高速にA/D変換でき、かつ回路規模の削減が可能なA/D変換器及びA/D変換方法を提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an A / D converter and an A / D conversion method that have a simpler circuit configuration than an existing A / D converter, can perform A / D conversion at high speed, and can reduce the circuit scale. That is.
本発明によるA/D変換器は、
nビット(nは2以上の整数)のA/D変換器であって、
アナログ入力電圧とn個の基準電位とをそれぞれ比較して各ビット出力を導出するn個の比較器からなる比較部と、
前記n個の基準電位のそれぞれの基本となるn個の基本電位を生成する基本電位発生部と、
前記比較器の各出力状態に応じてより下位のビットに相当する比較器の前記基準電位を可変させるために、前記比較器の各出力をより下位のビットに相当する比較器の基準電位側へフィードバックするフィードバック部と、
を含むことを特徴とする。
The A / D converter according to the present invention is:
n-bit (n is an integer of 2 or more) A / D converter,
A comparator comprising n comparators for comparing each of the analog input voltage and n reference potentials to derive each bit output;
A basic potential generator for generating n basic potentials that are the basis of each of the n reference potentials;
In order to vary the reference potential of the comparator corresponding to the lower bit according to each output state of the comparator, each output of the comparator is shifted to the reference potential side of the comparator corresponding to the lower bit. A feedback section for feedback,
It is characterized by including.
本発明によるA/D変換方法は、
アナログ入力電圧をnビット(nは2以上の整数)のデジタル信号に変換するA/D変換方法であって、
前記アナログ入力電圧とn個の基準電位とをそれぞれn個の比較器により比較して各ビット出力を導出するステップと、
前記n個の基準電位のそれぞれの基本となるn個の基本電位を生成するステップと、
前記比較器の各出力状態に応じてより下位のビットに相当する比較器の前記基準電位を可変させるために、前記比較器の各出力をより下位のビットに相当する比較器の基準電位側へフィードバックするステップと、
を含むことを特徴とする。
The A / D conversion method according to the present invention includes:
An A / D conversion method for converting an analog input voltage into an n-bit (n is an integer of 2 or more) digital signal,
Comparing the analog input voltage and n reference potentials with n comparators, respectively, to derive each bit output;
Generating n basic potentials that are the basis of each of the n reference potentials;
In order to vary the reference potential of the comparator corresponding to the lower bit according to each output state of the comparator, each output of the comparator is shifted to the reference potential side of the comparator corresponding to the lower bit. Feedback step,
It is characterized by including.
本発明によれば、基本的な並列型A/D変換器よりも比較器の数を大きく削減でき、また、エンコーダ回路も不要であるために、回路規模を削減できるという効果がある。更に、逐次比較型A/D変換器のように周回動作を必要としないので、高速なA/D変換が可能であるという効果がある。更にはまた、回路が比較器と抵抗だけで構成できるので、比較的簡単に回路を作成することができるという効果がある。 According to the present invention, the number of comparators can be greatly reduced as compared with a basic parallel A / D converter, and an encoder circuit is not required, so that the circuit scale can be reduced. In addition, unlike the successive approximation type A / D converter, since no revolving operation is required, there is an effect that high-speed A / D conversion is possible. Furthermore, since the circuit can be configured only by the comparator and the resistor, there is an effect that the circuit can be created relatively easily.
以下に、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。図1は本発明の一実施の形態の回路図であり、例えば、4ビットの分解能を持つA/D変換器の回路図を示している。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. For example, a circuit diagram of an A / D converter having a resolution of 4 bits is shown.
図1に示すこの回路は、分解可能最大電圧をVt として、0VからVt までの電位範囲を2の4乗個の範囲に分解し、アナログ入力電圧Vinを2進数の形でデジタル出力する回路である。 This circuit shown in FIG. 1 is a circuit that decomposes the potential range from 0 V to Vt into the fourth power range with the maximum resolvable voltage as Vt, and digitally outputs the analog input voltage Vin in binary form. is there.
この図1に示す回路は、基本的には、3つのブロックに分けることができる。すなわち、4ビットの分解能を有するA/D変換器を構成するために、基本電位発生部101と、比較部102と、フィードバック部103とに分けることができる。
The circuit shown in FIG. 1 can basically be divided into three blocks. That is, in order to configure an A / D converter having a 4-bit resolution, the basic potential generation unit 101, the comparison unit 102, and the
なお、図において、ブロック1〜4は、それぞれ出力されるデジタル信号D1〜D4であるMSB(Most Significant Bit:最上位ビット)〜LSB(Least Significant Bit:最下位ビット)の各ビットに対応する回路を示しているものとする。
In the figure,
基本電位発生部101は、比較部102を構成する比較器114,124,134,144の各基準電位Vref1〜Vref4の基本となる電位を生成するためのものである。
The basic potential generation unit 101 is for generating potentials that are the basis of the reference potentials Vref1 to Vref4 of the
比較部102は、アナログ入力電圧Vin100の電位をこれら基準電圧Vref1〜Vref4とそれぞれ比較する比較器114,124,134,144を並列に接続したものである。
The comparator 102 is configured by connecting
フィードバック部103は、比較器114,124,134,144の各出力の状態によって、各ビットからみて、LSB側の下位ビットにあたる全ての比較器の基準電位を可変させるためのものである。
The
基本電位発生部101は、変換可能最大電圧をVt としたときに、この電圧Vt を、それぞれ一対の分圧抵抗112a及び112b、122a及び122b、132a及び132b、142a及び142bの各バランスにより分圧して、Vt /2の電位を生成する。この場合における全ての分圧抵抗の抵抗値は等しくRとする。これら各一対の分圧抵抗によりそれぞれ生成された電位は、電流調整抵抗113,123,133,143をそれぞれ通して対応する比較器114,124,134,144の各反転入力に入力されている。
The basic potential generator 101 divides the voltage Vt by the balance of the pair of voltage dividing
ここで、電流調整抵抗113,123,133,143の各抵抗値Ra1,Ra2,Ra3,Ra4は、一般的にRam(m=1,2,3,4)と表記すると、下記の式(1)に準ずる値に設定されているものとする。
比較部102においては、LSB(最下位ビット)であるD4に相当するブロック4を例にとると、比較器144によってアナログ入力電圧Vin100と基準電位Vref4とが比較される。この基準電位Vref4は、基本電位発生部101から流れてくる電流145aとフィードバック部103から流れてくる電流145bとによって生成される電位である。この比較器144は、アナログ入力電圧Vin100が基準電位Vref4よりも大きい場合にはVt を、低ければ接地電圧0Vを出力するものである。
In the comparison unit 102, taking the block 4 corresponding to D4 which is LSB (least significant bit) as an example, the
また、下位から第2ビットであるD3に相当するブロック3を例にとると、比較器134によってアナログ入力電圧Vin100と基準電位Vref3とが比較される。この基準電位Vref3は、LSBのブロック4で述べたと同様に、基本電位発生部101から流れてくる電流とフィードバック部103から流れてくる電流とによって生成される電位である。この比較器134は、アナログ入力電圧Vin100が基準電位Vref3よりも大きい場合にはVt を、低ければ接地電圧0Vを出力するものである。
Taking block 3 corresponding to D3 as the second bit from the lower order as an example, the
また、下位から第3ビットであるD2に相当するブロック2を例にとると、比較器124によってアナログ入力電圧Vin100と基準電位Vref2とが比較される。この基準電位Vref2は、同様に、基本電位発生部101から流れてくる電流とフィードバック部103から流れてくる電流とによって生成される電位である。この比較器124は、アナログ入力電圧Vin100が基準電位Vref2よりも大きい場合にはVt を、低ければ接地電圧0Vを出力するものである。
Taking the
更に、MSB(最上位ビット)であるD1に相当するブロック1を例にとると、比較器114によってアナログ入力電圧Vin100と基準電位Vref1とが比較される。この基準電位Vref1は、同様に、基本電位発生部101から流れてくる電流とフィードバック部103から流れてくる電流とによって生成される電位である。この比較器114は、アナログ入力電圧Vin100が基準電位Vref1よりも大きい場合にはVt を、低ければ接地電圧0Vを出力するものである。
Further, taking
フィードバック部103においては、LSBを例にとると、より上位のビット全ての出力(比較器出力)D1,D2,D3を、抵抗(R1 )147a,抵抗(R2 )147b,抵抗(R3 )147cをそれぞれ介して、自身のビットD4に相当するブロック4の比較器144の反転入力に接続してフィードバックしている。
In the
次のビットD3のブロック3では、より上位のビット全ての出力(比較器出力)D1,D2を、抵抗(R1 )137a,抵抗(R2 )137bをそれぞれ介して、自身のビットD3に相当するブロック3の比較器134の反転入力に接続してフィードバックしている。
In block 3 of the next bit D3, all higher-order bit outputs (comparator outputs) D1 and D2 are equivalent to their own bit D3 via resistors (R1) 137a and resistors (R2) 137b, respectively. 3 is connected to the inverting input of the
次のビットD2のブロック2では、より上位のビットの出力(比較器出力)D1を、抵抗(R1 )127aを介して、自身のビットD2に相当するブロック2の比較器124の反転入力に接続してフィードバックしている。MSBであるビットD1のブロック1では、このビットよりも上位のビットがないので、自身のビットD1に相当するブロック1の比較器114の反転入力に対するフィードバックは存在しない。
In
すなわち、このフィードバック部103では、mビット目(m=1,2,3,4)の比較器の出力をフィードバック抵抗Rm を通して、より下位ビットのすべての比較器の反転入力に接続しているのである。
That is, in this
ここで、上記の各フィードバック抵抗の抵抗値Rm は、下記の式(2)に準じた値に設定される必要がある。
Rm =2m-2 R (m=1,2,3,4) ……(2)
Here, the resistance value Rm of each of the feedback resistors must be set to a value according to the following equation (2).
Rm = 2 m-2 R (m = 1, 2, 3, 4) (2)
上述した回路構成において、式(1),(2)を満足する抵抗値を選定した時に、アナログ入力電圧Vinを供給した場合における各部位の信号の挙動を、図2に示している。図2において、LSBである4ビット目D4のブロック4を参照して説明する。 In the circuit configuration described above, FIG. 2 shows the signal behavior of each part when the analog input voltage Vin is supplied when the resistance value satisfying the expressions (1) and (2) is selected. 2, description will be made with reference to block 4 of the fourth bit D4 that is LSB.
基準電位Vref は、基本電位発生部101によって、Vt /2の電圧を基本として生成されるが、比較部102の各比較出力状態によって、フィードバック部103からの電流帰還が生じて、電位がVt /2周辺を変動することになる。例えば、LSBであるブロック4の比較器144の基準電位Vref4は、上位ビットの比較器134,124,114の3つの比較出力に接続されており、各比較器はVt もしくは0Vの2つの電位を出力するので、フィードバック部103から流れる電流145bが変動し、Vref4は上位ビットの状態によって、2の3乗個(8個)の電位に変動することになる。
The reference potential Vref is generated based on the voltage Vt / 2 by the basic potential generation unit 101, but current feedback from the
他のブロック(ブロック3,2,1)にも同じ原理が働くために、4ビットの回路の場合に設定できる基準電位の数は、8+4+2+1=15個となる。すなわち、回路の閾値が15個となり、閾値を15個持てれば、変換電位範囲を16個に分割でき、4ビットの分解能を持つA/D変換回路が実現できることになるのである。
Since the same principle works for the other blocks (
これらの基準電位Vref1〜Vref4は、フィードバック抵抗Rm と電流調整抵抗Ramの抵抗値により設定されるものであり、A/D変換のために均一な分割間隔をとるには、これら電流調整抵抗及びフィードバック抵抗の各抵抗値Ram及びRm は、上述した式(1)及び(2)でそれぞれ表される値にする必要がある。なお、この場合において、式(1)ではm=3〜nの整数、式(2)ではm=1〜nの整数となる。 These reference potentials Vref1 to Vref4 are set by the resistance values of the feedback resistor Rm and the current adjustment resistor Ram. In order to obtain a uniform division interval for A / D conversion, these current adjustment resistors and feedbacks are used. Each resistance value Ram and Rm of the resistor needs to be a value represented by the above-described equations (1) and (2), respectively. In this case, m = 3 to n in Equation (1) and m = 1 to n in Equation (2).
上記の実施の形態では、説明を簡単化するために、4ビットの分解能を有するA/D変換器について説明したが、一般的には、図3に示すように、nビット(nは2以上の整数)の分解能を有するA/D変換器が構成できることは明白である。 In the above embodiment, the A / D converter having a resolution of 4 bits has been described in order to simplify the description. However, generally, as shown in FIG. 3, n bits (n is 2 or more). It is clear that an A / D converter having a resolution of (integer) can be constructed.
また、先の実施の形態である図1や図3の回路において、接地していた箇所を、図4に示すように、変換可能最低電圧Vb に置き換えて、比較器の各出力をVt とVb の2値出力とすることにより、任意に指定した電圧範囲(Vb 〜Vt )を希望の分解能でA/D変換することができる。 Also, in the circuits of FIGS. 1 and 3 which are the previous embodiments, the grounded portion is replaced with the lowest convertible voltage Vb as shown in FIG. 4, and each output of the comparator is changed to Vt and Vb. By using the binary output, it is possible to A / D convert the arbitrarily specified voltage range (Vb to Vt) with a desired resolution.
ただし、この場合において、比較器の各出力がVt とVb の2値信号となって、このままでは“1”もしくは“0”のデジタル出力として使用するのに支障がある。よって、1”もしくは“0”のデジタル信号として使用するためには、差動増幅などを用いたレベルシフト回路104により所望の電圧に変換するレベルシフトが必要となることは明白である。
However, in this case, each output of the comparator becomes a binary signal of Vt and Vb, and there is a problem in using it as a digital output of “1” or “0”. Therefore, in order to use as a digital signal of “1” or “0”, it is apparent that a level shift that converts to a desired voltage by the
なお、本発明のA/D変換回路は、例えば、充電池の残量監視など、すでに変換する電圧範囲が既知の場合に、当該分解能で必要な電圧範囲のみを限定して監視できる。よって、当該分解能の有効活用が可能となる。 Note that the A / D conversion circuit of the present invention can monitor only the voltage range necessary for the resolution when the voltage range to be converted is already known, for example, when the remaining battery level is monitored. Therefore, the resolution can be effectively used.
本発明によるA/D変換回路は、アナログ要素をデジタル回路に取り込むことによってデジタル処理を行うなど、デジタル信号処理が必要な電子機器全般に利用可能であり、例えば、カメラなどの映像機器類、電話機などの音声機器類、アナログ変調を用いて通信する通信機器など広く応用が可能となる。 The A / D conversion circuit according to the present invention can be used for all electronic devices that require digital signal processing, such as performing digital processing by taking analog elements into the digital circuit. For example, video devices such as cameras, telephones, etc. It can be widely applied to audio equipment such as communication equipment that communicates using analog modulation.
100 アナログ入力Vin
101 基本電圧発生部
102 比較部
103 フィードバック部
104 レベルシフト回路
112,122,132,142 基本電位発生用の分圧抵抗
113,123,133,143 電流調整抵抗
114,124,134,144 比較器
127,137,147 フィードバック抵抗
D1〜D4 デジタル出力
100 Analog input Vin
DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 Basic voltage generation part 102
Claims (5)
アナログ入力電圧とn個の基準電位とをそれぞれ比較して各ビット出力を導出するn個の比較器からなる比較部と、
前記n個の基準電位のそれぞれの基本となるn個の基本電位を生成する基本電位発生部と、
前記比較器の各出力状態に応じてより下位のビットに相当する比較器の前記基準電位を可変させるために、前記比較器の各出力をより下位のビットに相当する比較器の基準電位側へフィードバックするフィードバック部と、
を含むことを特徴とするA/D変換器。 n-bit (n is an integer of 2 or more) A / D converter,
A comparator comprising n comparators for comparing each of the analog input voltage and n reference potentials to derive each bit output;
A basic potential generator for generating n basic potentials that are the basis of each of the n reference potentials;
In order to vary the reference potential of the comparator corresponding to the lower bit according to each output state of the comparator, each output of the comparator is shifted to the reference potential side of the comparator corresponding to the lower bit. A feedback section for feedback,
A / D converter characterized by including.
Rm =2m-2 R (m=1〜nの整数)
に設定されていることを特徴とする請求項1記載のA/D変換器。 The feedback unit includes a resistor that feeds back each output of the comparator to a reference potential side of a comparator corresponding to a lower-order bit, and the output of the m-th comparator passes through a feedback resistor Rm. It is connected to the reference potential side of the lower bit comparator, and each resistance value Rm of the resistor is
Rm = 2 m-2 R (m = integer from 1 to n)
The A / D converter according to claim 1, wherein the A / D converter is set as follows.
に設定されていることを特徴とする請求項1または2記載のA/D変換器。 The basic potential generator includes a current adjustment resistor for supplying each of the n basic potentials to a reference potential side of the comparator, and a resistance value Ram of the current adjustment resistor is:
The A / D converter according to claim 1, wherein the A / D converter is set as follows.
前記アナログ入力電圧とn個の基準電位とをそれぞれn個の比較器により比較して各ビット出力を導出するステップと、
前記n個の基準電位のそれぞれの基本となるn個の基本電位を生成する基本電位発生ステップと、
前記比較器の各出力状態に応じてより下位のビットに相当する比較器の前記基準電位を可変させるために、前記比較器の各出力をより下位のビットに相当する比較器の基準電位側へフィードバックするフィードバックステップと、
を含むことを特徴とするA/D変換方法。 An A / D conversion method for converting an analog input voltage into an n-bit (n is an integer of 2 or more) digital signal,
Comparing the analog input voltage and n reference potentials with n comparators, respectively, to derive each bit output;
A basic potential generating step for generating n basic potentials to be the basis of each of the n reference potentials;
In order to vary the reference potential of the comparator corresponding to the lower bit according to each output state of the comparator, each output of the comparator is shifted to the reference potential side of the comparator corresponding to the lower bit. A feedback step for feedback,
A / D conversion method characterized by including.
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