JPS63236413A - Analog-digital converter - Google Patents
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- JPS63236413A JPS63236413A JP7078987A JP7078987A JPS63236413A JP S63236413 A JPS63236413 A JP S63236413A JP 7078987 A JP7078987 A JP 7078987A JP 7078987 A JP7078987 A JP 7078987A JP S63236413 A JPS63236413 A JP S63236413A
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Abstract
Description
[概要]
本発明は上位ビットのディジタル出力結果により連動ス
イッチを制御し、2の重み付けされた定電流源から受動
素子に流れる電流をアナログ演算し、アナログ電圧比較
器に印加する基準電圧を各ビットごとに並列に決定する
アナログ・ディジタル変換器である。
[産業上の利用分野]
本発明はアナログ・ディジタル(以下AD)変換器に係
り、特にアナログ的に加算を利用することにより高速か
つ回路の小規模化を図ることを可能とするアナログ・デ
ィジタル変換器の構成に関する。
[従来の技術]
現在最も汎用に使用されている逐次比較AD変換器(第
2図)は、AD変換量をnビットとすると、1個のアナ
ログ電圧比較器(以下コンパレータ; Cmp、2.
1)、1個のnビット・シリアル・パラレル変換器 (
S erial P arallelConvert
er、2.2)、1個のn−1ビツトのディジタル・ア
ナログ変換器(D 1g1tal A nalogCo
nverter、2.3)並びに前記nビット・シリア
ル・パラレル変換器(2,2)と前記n−1ピツトのデ
ィジタル・アナログ変換器(2,3)の動作のタイミン
グを制御する1個のクロック発生器(C1ock G
enerator、2.4)、前記ディジタル・アナ
ログ変換器(2,3)に印加する基準電圧(V=−+、
2.5)がら構成される。この構成による前記逐次比較
型AD変換器(第2図)のnビットAD変換時間、前記
コンパレータ(2,1)及び前記シリアル・パラレル変
換器(2,2)の動作遅延時間、前記ディジタル・アナ
ログ変換器(2,3)の制定時間をそれぞれT nbl
L、 T Cap、T sea、 T Dncとすると
以下の関係式が成立する。
Tllb口≧
n ・(Taap+Ts*a+TDac) −Toac
(1)つまり、AD変換時間はほぼ変換ビット数に
比例する。
さらに、前記逐次並列型AD変換器の対象としている入
力信号V+□がnビットAD変換時間内に量子化電圧(
基準電圧Vr@r/2’)の2分の1、即ち1/2LS
B以上の変化をする場合には、入力信号V + nをサ
ンプル・ホールドする回路が必要となる。
一方、現在最も高速である並列比較型AD変換器(第3
図、この場合nビット量子化)は、2′個の直列に接続
した抵抗素子(RO〜R2’、3.2)、2°−1個の
コンパレータ(Cm p O〜Cm p ;l−1,3
,1)、 1個の2’−ITOnxンコーダ(E
ncoder、 3. 3 )、1個の基準電−R(V
「−t。
3.4)で構成される。前記並列比較型AD変換器(第
3図)のnビットAD変換時間To、1は、前記コンパ
レータ(3,1)及び前記エンコーダの動作時間(3,
3)をそれぞれT cap、 T ECDとするとき以
下の関係式が成立する。
T nb+t:T o−e+ T ECD
(2)nビットAD変換時間は、殆どその変
換ビット数に依存しないが、前記並列比較型AD変換器
(第3図)の回路規模は20の次元で増加するので、集
積化できるのは10ビット程度の量子化が限界である。
[本発明が解決しようとする問題点]
本発明はこのような従来の欠点を除去し、nビット量子
化を実行する場合、AD変換時間の増大はnの次元以下
、また回路規模の増加はほぼnの次元に留まる。
[問題点を解決するための手段]
本発明は、nビットの量子化を対象とするAD変換器の
場合の回路規模の増加はnにほぼ比例する。またAD変
換時間の増大はnにほぼ比例するかまたはそれ以下にと
どまるAD変換器である。
第1図は、本発明のアナログディジタル変換器の構成ブ
ロック図である。本発明は、n1llのコンパレータ(
CP@〜CP−+、(1))、n種類の2の重み付けさ
れた n・(n+1)個の定電流源(I/2〜I/2−
1(4))、n−1個の連動スイッチ(S W + =
S W −−+、(3))、受動素子としてn個の抵
抗素子(Rs=Rロー1、(2))から構成される。[Summary] The present invention controls interlocking switches using the digital output results of the upper bits, performs analog calculations on the current flowing from the two weighted constant current sources to the passive elements, and calculates the reference voltage applied to the analog voltage comparator for each bit. It is an analog-to-digital converter that determines each signal in parallel. [Industrial Application Field] The present invention relates to an analog-to-digital (hereinafter referred to as AD) converter, and in particular to an analog-to-digital conversion that makes it possible to achieve high speed and miniaturization of the circuit by using addition in an analog manner. Regarding the structure of the vessel. [Prior Art] The successive approximation AD converter (FIG. 2), which is currently most commonly used, has one analog voltage comparator (hereinafter referred to as comparator; Cmp, 2.
1), 1 n-bit serial-to-parallel converter (
Serial ParallelConvert
er, 2.2), one n-1 bit digital-to-analog converter (D1g1talAnalogCo
nverter, 2.3) and one clock generator that controls the timing of the operations of the n-bit serial-to-parallel converter (2, 2) and the n-1 pit digital-to-analog converter (2, 3). vessel (C1ock G
enerator, 2.4), a reference voltage (V=-+,
2.5) With this configuration, the n-bit AD conversion time of the successive approximation type AD converter (FIG. 2), the operation delay time of the comparator (2, 1) and the serial/parallel converter (2, 2), and the digital/analog The establishment time of the converters (2, 3) is T nbl respectively.
When L, T Cap, T sea, and T Dnc, the following relational expression holds true. Tllbmouth≧n ・(Taap+Ts*a+TDac) -Toac
(1) In other words, the AD conversion time is approximately proportional to the number of conversion bits. Furthermore, the input signal V+□ targeted by the successive parallel AD converter is quantized voltage (
1/2 of the reference voltage Vr@r/2'), that is, 1/2LS
When changing by more than B, a circuit for sampling and holding the input signal V + n is required. On the other hand, the parallel comparison type AD converter (the third
(in this case n-bit quantization) consists of 2' series-connected resistive elements (RO~R2', 3.2), 2°-1 comparators (Cm p O~Cm p ;l-1 ,3
, 1), one 2'-ITOnx encoder (E
ncoder, 3. 3), one reference voltage R(V
The n-bit AD conversion time To, 1 of the parallel comparison type AD converter (Fig. 3) is the operating time of the comparator (3, 1) and the encoder (3.4). 3,
3) as T cap and T ECD, respectively, the following relational expression holds true. T nb+t: T o-e+ T ECD
(2) The n-bit AD conversion time almost does not depend on the number of conversion bits, but since the circuit scale of the parallel comparison type AD converter (Fig. 3) increases by 20 dimensions, the number of units that can be integrated is 10. The limit is quantization on the order of bits. [Problems to be Solved by the Present Invention] The present invention eliminates such conventional drawbacks, and when performing n-bit quantization, the increase in AD conversion time is less than or equal to n dimension, and the increase in circuit scale is It remains approximately n-dimensional. [Means for Solving the Problems] According to the present invention, in the case of an AD converter that targets n-bit quantization, the increase in circuit scale is approximately proportional to n. Further, in an AD converter, the increase in AD conversion time is approximately proportional to n or remains less than that. FIG. 1 is a block diagram of the configuration of an analog-to-digital converter according to the present invention. The present invention provides an n1ll comparator (
CP@~CP-+, (1)), n types of 2 weighted n・(n+1) constant current sources (I/2~I/2-
1(4)), n-1 interlocking switches (S W + =
S W −−+, (3)), and n resistance elements (Rs=Rrow 1, (2)) as passive elements.
本発明は、上位ビットから順に下位ビットまでAD変換
を実行し、その際、任意のビットのディジタル出力はそ
のビットより上位の全てのビットのディジタル出力と入
力電圧によって決定される。
つまり任意のビットのコンパレータ(1)に印加される
基準電圧は、そのビットより上位の全てのビットのディ
ジタル出力により駆動される連動スイッチ(3)により
2の重み付けされた定電流源(4)から抵抗素子(2)
に流れる電流を制御することにより決定される。また各
基準電圧は、並列に演算されるので、AD変換時間は非
常に短い。
[実施例]
本発明は、nビットの量子化を対象とするAD変換器の
場合の回路規模の増加はnにほぼ比例する。またAD変
換時間の増大はnにほぼ比例するかまたはそれ以下にと
どまるAD変換器である。
本発明の構成は、n個のコンパレータ(CPs−CPn
−+、(1))、n種類の2の重み付けされたn−(n
+1)個の定電流源(工/2〜I/2n、 (4))
、n−1個の連動スイッチ(S W + 〜S W n
−+、(3))、受動素子としてn個の抵抗素子(R・
〜R・−1、(2))から構成される。本発明を本発明
の構成の概要図である第1図を参照して説明する。
この場合の素子の特徴、変数の値を次のように定める。
′ まず抵抗(2)については
1)全ての抵抗の値はR。
コンパレータ(1)については、
2)(入力インピーダンス)〉〉R1
3)正相入力端子電圧≧逆相入力端子電圧の時、ディジ
タル出力=1.
4)それ以外の時は、ディジタル出力=0゜また連動ス
イッチ(3)の場合、
5)ディジタル人力冨1の時、右に閉じ、6)ディジタ
ル入力200時、左に閉じる。
以下本発明を第1図に従って説明する。 まず入力
電圧Van≧I/2・Rのとき、 コンパレータCP
−−+(1)のディジタル出力(bitn−+)は1と
なる。そのとき、5Wn−+は右側に閉じ、CP−−a
の基準電圧V11−2を決定する。即ち、V n−*=
I/2+I/4= 0.75・Iとなる。 次にC
P o−2はvInとV内−2を比較する。逆にV+−
<I/2・RのときCP−+のディジタル出力(b i
tn−+)は0となり、5W11−1は左に閉じ、V
n −e =I / 4 ・Rとする。
従って、基準電圧V。−2は次式で表現される。
但し、 vIIl ≧−工 ・Rの時、 b i tl
l−+= 1、V:n<−1・Rの時、b i t−+
;O(4)同様にしてCP n−3の基準電圧Vn−s
、■@は次式で表現される。
但し、 v10≧Vn−2の時、 bit−z=1、v
、、< v *−2ノ時、 b i t 11−2
= 0. (6)vIIlくvIの時、 bit+=
o。 (8)となる。bit@を考慮して、vI
Ilを表現すると、以上の動作は、逐次比較型AD変換
器の動作と同様に下位ビットの基準電圧はど入力電圧に
近づいていく。そのとき、 (3)〜(9)式の変換に
要する時間、つまりnビットAD変換時間7 nbll
は、コンパレータ及び連動スイッチの動作遅延時間をそ
れぞれTc1Ip、Tsl、Iとすれば、Tn1t≦n
・(To++p+ Tsw) −Tsu (10
)となる。
通常AD変換器は連続したアナログ信号を次々と量子化
するので、このような用途に対して本AD変換器は非常
に有効に動作する。即ち、AD変換を何回も繰り返し実
行するときの動作速度はコンパレータのディジタル出力
の変化する位置に依存する。例えばLSBのディジタル
出力のみが変化する時のAD変換速度は、最も速く、一
方MSBのディジタル出力が変化するとき、最も遅い。
それゆえ音声信号等の連続的に信号が変化するような場
合のAD変換に適している。
[発明の効果]
本発明は、全てのビットにおいて並列にアナログ動作を
実行し、各アナログ電圧比較器(1)に印加する基準電
圧を瞬時に決定するため、nビット量子化を実行する場
合のAD変換時間の増大はnの次元以下にとどまり、ま
た回路規模の増加はほぼnの次元に比例するため、AD
変換の量子化の限界は、10ビット以上である。The present invention sequentially performs AD conversion from the upper bit to the lower bit, and in this case, the digital output of any bit is determined by the digital outputs of all bits higher than that bit and the input voltage. In other words, the reference voltage applied to the comparator (1) of any bit is derived from a constant current source (4) weighted by 2 by an interlocking switch (3) driven by the digital output of all bits higher than that bit. Resistance element (2)
determined by controlling the current flowing through the Furthermore, since each reference voltage is calculated in parallel, the AD conversion time is very short. [Embodiment] According to the present invention, in the case of an AD converter that targets n-bit quantization, the increase in circuit scale is approximately proportional to n. Further, in an AD converter, the increase in AD conversion time is approximately proportional to n or remains less than that. The configuration of the present invention includes n comparators (CPs-CPn
-+, (1)), n types of 2 weighted n-(n
+1) constant current sources (E/2 to I/2n, (4))
, n-1 interlocking switches (S W + ~S W n
−+, (3)), n resistance elements (R・
~R・-1, (2)). The present invention will be described with reference to FIG. 1, which is a schematic diagram of the configuration of the present invention. The characteristics of the element and the values of variables in this case are determined as follows. ' First, regarding resistance (2), 1) The value of all resistances is R. Regarding comparator (1), 2) (input impedance)〉〉R1 3) When positive phase input terminal voltage ≧ negative phase input terminal voltage, digital output = 1. 4) At other times, digital output = 0° and in the case of interlocking switch (3), 5) When digital power level is 1, close to the right, 6) When digital input is 200, close to the left. The present invention will be explained below with reference to FIG. First, when the input voltage Van≧I/2・R, the comparator CP
The digital output (bitn-+) of --+(1) becomes 1. At that time, 5Wn-+ closes to the right and CP--a
The reference voltage V11-2 is determined. That is, V n-*=
I/2+I/4=0.75・I. Next, C
P o-2 compares vIn and V in-2. On the contrary, V+-
When <I/2・R, the digital output of CP-+ (b i
tn-+) becomes 0, 5W11-1 closes to the left, and V
Let n −e = I / 4 ·R. Therefore, the reference voltage V. -2 is expressed by the following equation. However, when vIIl ≧ - engineering ・R, b itl
l-+= 1, V: When n<-1・R, bit t-+
;O(4) Similarly, the reference voltage Vn-s of CP n-3
, ■@ is expressed by the following formula. However, when v10≧Vn-2, bit-z=1, v
,, when < v *-2, bit 11-2
= 0. (6) When vII and vI, bit+=
o. (8) becomes. Considering bit@, vI
Expressing Il, in the above operation, the reference voltage of the lower bit approaches the input voltage, similar to the operation of a successive approximation type AD converter. At that time, the time required to convert equations (3) to (9), that is, the n-bit AD conversion time 7 nbll
If the operation delay times of the comparator and interlocking switch are Tc1Ip, Tsl, and I, respectively, then Tn1t≦n
・(To++p+ Tsw) -Tsu (10
). Since an AD converter normally quantizes continuous analog signals one after another, the present AD converter operates very effectively for such applications. That is, the operating speed when AD conversion is repeatedly executed many times depends on the position at which the digital output of the comparator changes. For example, the AD conversion speed is the fastest when only the LSB digital output changes, and the slowest when the MSB digital output changes. Therefore, it is suitable for AD conversion when a signal such as an audio signal changes continuously. [Effects of the Invention] The present invention performs analog operations in parallel on all bits and instantaneously determines the reference voltage to be applied to each analog voltage comparator (1). The increase in AD conversion time remains below the n dimension, and the increase in circuit scale is approximately proportional to the n dimension.
The quantization limit of the transform is 10 bits or more.
第1図は本発明の構成の概要図。
第2図は逐次比較型AD変換器の構成の概要図。
第3図は並列比較型AD変換器の構成の概要図。
(1)は電圧比較器、
(2)は抵抗、
(3)は連動スイッチ、
(4)は定電流源、
vInは入力電圧、
(2,1)はアナログ電圧比較器、
(2,2)はシリアル−パラレル変換器、(2,3)は
DA変換器、
(2,4)はクロック発生器、
(2,5)は基準電圧、1.口は入力電圧、(3,1)
はアナログ電圧比較器、
(3,2)は抵抗、
(3,3)はエンコーダ、
(3,4)は基準電圧、
v、nは入力電圧。
特gf批負大 田中 衝
箋1巳
箪2日FIG. 1 is a schematic diagram of the configuration of the present invention. FIG. 2 is a schematic diagram of the configuration of a successive approximation type AD converter. FIG. 3 is a schematic diagram of the configuration of a parallel comparison type AD converter. (1) is a voltage comparator, (2) is a resistor, (3) is an interlocking switch, (4) is a constant current source, vIn is an input voltage, (2,1) is an analog voltage comparator, (2,2) is a serial-parallel converter, (2, 3) is a DA converter, (2, 4) is a clock generator, (2, 5) is a reference voltage, 1. The mouth is the input voltage, (3,1)
is an analog voltage comparator, (3,2) is a resistor, (3,3) is an encoder, (3,4) is a reference voltage, and v and n are input voltages. Special GF Criticism Large Tanaka Shock paper 1 Mikan 2 days
Claims (1)
力電圧と他方の入力側に印加された基準電圧を比較し、
ディジタル出力信号を発生すると同時に、前記ディジタ
ル出力信号の出力線に1対1に接続された各連動スイッ
チ(3)を制御するアナログ電圧比較器(1)と、 前記各アナログ電圧比較器(1)の前記各ディジタル出
力により制御され、前記各アナログ電圧比較器(1)よ
り下位において、同じ値を持つ各定電流源(4)から各
受動素子(2)に流れる電流を同時に閉開する連動スイ
ッチ(3)と、前記連動スイッチ(3)に接続され、必
要とされる基準電圧を一意に発生できるように2の重み
付けされた電流を発生する定電流源(4)と、一方が前
記アナログ電圧比較器(1)の前記他方の入力及び複数
の前記連動スイッチ(3)に少なくとも接続され、対応
する前記ビットより上位のビットのおける全ての前記デ
ィジタル出力結果よって決定される基準電圧を発生させ
る受動素子(2)とを有し、全てのビットにおいて並列
にアナログ動作を実行し、前記各アナログ電圧比較器(
1)に印加する基準電圧を瞬時に決定することを特徴と
するアナログ・ディジタル変換器。[Claims] For each arbitrary bit, an input voltage applied to one input side is compared with a reference voltage applied to the other input side,
an analog voltage comparator (1) that generates a digital output signal and simultaneously controls each interlocking switch (3) connected one-to-one to the output line of the digital output signal; and each of the analog voltage comparators (1). An interlocking switch that is controlled by each of the digital outputs of the analog voltage comparator (1) and simultaneously closes and opens the current flowing from each constant current source (4) having the same value to each passive element (2) at a lower level than each of the analog voltage comparators (1). (3), a constant current source (4) connected to the interlocking switch (3) and generating a current weighted by 2 so as to uniquely generate the required reference voltage; a passive device connected at least to the other input of the comparator (1) and the plurality of interlocking switches (3) and generating a reference voltage determined by all the digital output results of the bits higher than the corresponding bit; element (2), performs analog operations in parallel on all bits, and each analog voltage comparator (
1) An analog-to-digital converter that instantly determines a reference voltage to be applied to the converter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7078987A JPS63236413A (en) | 1987-03-25 | 1987-03-25 | Analog-digital converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7078987A JPS63236413A (en) | 1987-03-25 | 1987-03-25 | Analog-digital converter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63236413A true JPS63236413A (en) | 1988-10-03 |
Family
ID=13441649
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7078987A Pending JPS63236413A (en) | 1987-03-25 | 1987-03-25 | Analog-digital converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63236413A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1987
- 1987-03-25 JP JP7078987A patent/JPS63236413A/en active Pending
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