JP2011130611A - ブラシレスｄｃモータの駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ブラシレスＤＣモータを、非相補的なＰＷＭスイッチング出力を用いて高効率に駆動し、アナログ電流検出回路を用いず、高精度に電流制御する駆動制御装置を実現する。
【解決手段】ＰＷＭ比決定器５で、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動に必要な目標電流のみを入力して、各相に流す電流に係る最も効率の良い駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比を求め、この駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比に基づいてＰＷＭ信号発生器４で各相のＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号に基づき、駆動回路３を構成するハーフブリッジ回路７においてオープン状態を含む状態でモータの各相に駆動電流を与える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータの駆動制御装置に関するものである。

近年、産業機械や家電製品など多くの技術分野でブラシレスＤＣモータが使用されるようになった。ロボティクス分野では、無人搬送台車やレスキューロボットなどの自立移動ロボットの原動機として、小型大出力、長寿命、防爆の性質を持つブラシレスＤＣモータが使用されている。

一般に、ブラシレスＤＣモータの高精度な駆動制御には、アナログ電流検出回路を用いた、パルス幅変調（ＰＷＭ)スイッチング出力による電流フィードバック制御手段が使用されている（例えば、特許文献１参照）。このアナログ電流検出回路は、駆動制御回路を複雑とする上、大電流のスイッチング環境下で動作するため、高精度な電流制御を行う場合には、十分な雑音対策を施す必要がある。

しかし、移動ロボットに代表される多くの機器の制御系おいては、モータの回転速度及び回転角度の制御を行い、ロボット等の速度や位置を制御することが目的であり、特に高精度なモータ電流の制御は要求されない。従って、フィードバック電流制御を、目的電流値からＰＷＭデューティー比を計算によって求めてモータに与えるフィードフォワード電流制御で置き換えても問題ないことが多い。

この考え方を用いた、ブラシ付きＤＣモータのフィードフォワード電流制御法が、本発明者らにより、すでに報告されている（特許文献２、非特許文献１参照）。

図７にブラシレスＤＣモータの駆動制御装置の従来例を示す。このブラシレスＤＣモータ３１の駆動制御装置３２は、主に、ブラシレスＤＣモータの駆動制御器３３と、ブラシレスＤＣモータ３１に接続されている駆動回路３５とから成る。ブラシレスＤＣモータの駆動制御器３３は、モータ駆動回路のスイッチ素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号発生器３４と、ＦＢ（フィードバック）コントローラ４０とを備えている。そして、ブラシレスＤＣモータ３１には、角度センサ３６と、角速度センサ３７と、各相毎に設けられたアナログ電流検出回路３８とが付設されている。

ブラシレスＤＣモータの駆動制御器３３のＦＢコントローラ４０は、各相の目標電流決定部３９に接続されている。目標電流決定部３９は、ブラシレスＤＣモータ３１の組み込まれる機器（例えば、ロボット）本体の動作に必要なトルク（機器動作に必要なトルク）或いはモーターの目標回転数の値を入力し、また、角度センサ３６と角速度センサ３７の測定値を入力する構成として、ブラシレスＤＣモータ３１が、機器本体の動作に必要なトルクを発生するための瞬時の目標電流の値を決定する。

ＦＢコントローラ４０は、目標電流決定部３９で決定された目標電流と各相のアナログ電流検出回路３８により検出された電流とに基づいて、モータの各相に加えるべき目標等価電圧を決定し、これに基づきＰＷＭデューティー比を決定する手段である。ＰＷＭ信号発生器３４は、上記目標等価電圧に基づいて、モータ駆動回路３５の各々のスイッチ素子を制御する信号を生成する。

駆動回路３５は、各相毎のハーフブリッジ回路４１から成り、ＰＷＭ信号に基づいてスイッチングにより電源電圧と接地電圧を相補的に印加して、ブラシレスＤＣモータ３１に駆動電流を与え駆動制御を行っている。

特開平０７−１１１７９２号公報 特許第２６０５０６７号公報

飯田重喜、油田信一、ＤＣモータのソフトウェアサーボ系におけるフィードフォワード電流制御、電気学会論文誌Ｄ Ｖｏｌ．１０９−Ｄ、Ｎｏ．４、ｐｐ２８９−２９６、１９８９

上記のとおり、従来、多くのブラシレスＤＣモータの駆動制御においては、モータの端子をＰＷＭ信号により相補的に電源電圧又は接地電圧と接続することで、モータに与えるＰＷＭの各周期中の平均電圧を制御しモータを駆動制御している。

この相補的なＰＷＭ駆動方法では、モータ各相に与えるＰＷＭ比と、ＰＷＭの１周期中に加えられる平均電圧又は平均電流の関係が比較的簡単な計算式で得られる。従って、例えば、モータの各相に与える電圧又は電流をモータ回転部の軸角度に応じた正弦波とすることによりモータをスムースに制御する正弦波駆動制御方式のＤＣモータ駆動装置には多く利用されている。

一方、このような駆動制御では、ＰＷＭの各周期中に目標平均電流と逆方向に過渡電流が流れて、電気エネルギーの損失が発生することがある。特に小型でインダクタンスの小さなモータでは、この損失が顕著に生じる。また、このような駆動制御では、モータの回生エネルギーが全て熱として消費されるため損失が無視できない。

ところで、例えば、搭載可能な電力量が限られる自立移動ロボットでは特に、消費電力を減らし、原動機を高効率に駆動することが重要である。

また、上記のとおり、従来のブラシレスＤＣモータの駆動制御においては、各相の電流値を制御するために電流検出回路を用い、各相に流れる電流値を測定して、それをフィードバック信号として用いる方式が多く利用されている。しかし、この方式は、駆動制御回路の構成を複雑とする問題があり、アナログ電流検出回路を用いない駆動制御手段が利用できれば、制御系のハードウェア設計が容易となる。

本発明は、ブラシレスＤＣモータの駆動制御において、簡単な回路構成によって上記電気エネルギーの損失を低減し、効率を高めることを目的とし、ブラシレスＤＣモータを、その駆動回路において非相補的なＰＷＭスイッチングを用いて高効率に駆動し、また、アナログ電流検出回路を用いず、高精度にフィードフォワード電流制御するブラシレスＤＣモータの駆動制御装置を実現することを課題とする。

本発明は上記課題を解決するために、駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比決定器（以下、本明細書及び本発明において、単に「ＰＷＭ比決定器」という。）と、ＰＷＭ信号発生器と、駆動回路とを備えたブラシレスＤＣモータの駆動制御装置であって、前記ＰＷＭ比決定器は、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動に必要な各相の目標電流値を入力して、各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求めるものであり、前記ＰＷＭ信号発生器は、ＰＷＭ比決定器によって求められた各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を入力して、各相の前記駆動回路のスイッチ素子を制御する信号を発生するものであり、前記駆動回路は、各相毎に電源と接地間に直列に設けられた２つのスイッチ素子と、該２つのスイッチ素子にそれぞれ並列に設けられたダイオードを備えたハーフブリッジ回路から構成されており、前記各相のＰＷＭ信号を入力して、モータの対応する端子に駆動電流を流すものであり、駆動時には、前記２つのスイッチ素子が共にオフとなるオープン状態を含む構成であることを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動制御装置を提供する。

前記ブラシレスＤＣモータの駆動制御装置は、その各相に流れる電流を検出する回路を有さず、前記ＰＷＭ比決定器が前記各相に流れる電流をフィードバック信号として利用することなく、フィードフォワード方式でモータ各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を決めることにより各相の電流を制御することが好ましい。

前記ＰＷＭ比決定器は、マイクロコンピュータが使用され、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動に必要な各相の目標電流値を入力すると、該マイクロコンピュータに搭載されたプログラムにより、各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求める構成であることが好ましい。

前記ＰＷＭ比決定器は、マイクロコンピュータが使用され、該マイクロコンピュータのプログラムには、予めモータ定数（モータの抵抗、インダクタンスなどの値）、電源電圧及びＰＷＭ基本周期が予め設定されており、該マイクロコンピュータに搭載されたプログラムにより、各相の駆動制御モード算出手段及びＰＷＭデューティー比算出手段を備え、前記駆動制御モード算出手段とＰＷＭデューティー比算出手段は、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、各相の目標電流値、モータ定数、電源電圧及びＰＷＭ基本周期から、各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を算出して求める構成であることが好ましい。

前記ＰＷＭ比決定器は、マイクロコンピュータが使用され、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動のための目標電流値を入力すると、該マイクロコンピュータのメモリに搭載されたテーブルを用いて各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求める構成であり、前記テーブルは、モータの軸角度及び回転角速度と、モータ各相の駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比と、該駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比に対応してモータの各相に流れる電流の関係を示すものであることが好ましい。

前記ＰＷＭ比決定器は、マイクロコンピュータが使用され、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動のための目標電流値を入力すると、該マイクロコンピュータのプログラムに準備された近似関数式に従って、各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求める構成であり、前記近似関数式は、駆動中のモータの軸角度、回転角速度及び各相の目標電流値に対して、駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を与えるように予め作られているものとしても良い。

前記目標電流決定部は、各相に流れる駆動電流が正弦波となるように各相の目標電流値を算出する機能を有することが好ましい。

前記ブラシレスＤＣモータの温度の変化を検出する温度検出器を設け、該温度検出器で検出された温度を、軸角度及び回転角速度と、モータの駆動に必要な目標電流に加えて、前記マイクロコンピュータに入力し、該検出された温度に対応し、予め設定したモータ定数を逐次更新する構成としても良い。

前記ブラシレスＤＣモータは、三相ブラシレスＤＣモータ又は多相ブラシレスＤＣであることが好ましい。

本発明に係るブラシレスＤＣモータの駆動制御装置によれば、次のような効果が生じる。
（１）ブラシレスＤＣモータを、非相補的なＰＷＭスイッチング出力を用いることで、電気エネルギーの損失を低減して高効率に駆動することができる。このように、原動機（ブラシレスＤＣモータ）を高効率に駆動することができるから、搭載可能な電力量が限られる自立移動ロボット等比較的小型のバッテリー駆動の装置に、特に有用である。
（２）アナログ電流検出回路を用いないで高精度にフィードフォワード電流制御することができ、駆動制御装置のハードウェアが簡単となり、またその設計が容易となる。

本発明に係るブラシレスＤＣモータの駆動制御装置の実施例の全体構成を示す図である。 （ａ）本発明に係るブラシレスＤＣモータの駆動制御装置の駆動回路を示す図であり、（ｂ）は本発明におけるブラシレスＤＣモータと駆動制御装置の駆動回路の等価回路を説明する図である。 （ａ）〜（ｃ）は、本発明の１周期における各相のモータ端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの時間経過における変動を示す図であり、（ｄ）は、各タイミングにおける各相に流れる電流の波形を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）は、従来例の１周期における各相のモータ端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの時間経過における変動を示す図であり、（ｄ）は、各タイミングにおける各相に流れる電流の波形を示す図である。 本発明のＰＷＭ比決定器の構成、機能を説明するデータフロー図である。 本発明の駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比の算出に用いるテーブルの例を示す図である。 ブラシレスＤＣモータの駆動制御装置の従来例の全体構成を示す図である。

本発明に係るブラシレスＤＣモータの駆動制御装置を実施するための形態を実施例に基づき図面を参照して、以下説明する。

（全体構成）
図１は、本発明に係るブラシレスＤＣモータの駆動制御装置２の全体構成を示す図である。駆動制御装置２は、主に、ブラシレスＤＣモータ１に接続されている駆動回路３と、ブラシレスＤＣモータ駆動制御器１２とから成り、ブラシレスＤＣモータ駆動制御器１２は、駆動回路３の各相毎のスイッチ素子を制御するための駆動制御信号を生成するＰＷＭ信号発生器４と、ＰＷＭ比決定器５（駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比決定器）と、を備えている。

駆動制御器１２は目標電流決定部１１に接続されている。この目標電流決定部１１は、ブラシレスＤＣモータ１に求められる出力トルク（目標トルク）或いは目標回転速度と、各時刻のモータの軸角度及びモータ回転角速度から、その瞬間のモータの各相に与えるべき目標電流を決定するものである。

本発明に係るブラシレスＤＣモータの駆動制御装置２で駆動制御されるブラシレスＤＣモータ１には、軸角度及び回転角速度を計測する検出器６が取り付けられている。検出器６の構成は、具体的には、例えば、エンコーダをモータに取り付け、エンコーダによる検知された回転軸の回転角変位から軸角度を検知する軸角度センサ１３、さらに回転角変位からカウンタで単位時間あたり回転角速度を得る回転角速度センサ１４である。

駆動回路３は、図２（ａ）に詳細に示すが、ブラシレスＤＣモータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応して設けられたハーフブリッジ回路７から構成されている。各相のハーフブリッジ回路７は、互いに並列に設けられた第１スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１及び第１ダイオードＤｕ１、Ｄｖ１、Ｄｖ１の第１の組と、互いに並列に設けられた第２スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１及び第２ダイオードＤｕ２、Ｄｖ２、Ｄｖ２の第２の組が、電源電圧Ｖｃｃと接地電圧間に直列に設けられている。

第１の組と第２の組の途中にそれぞれ接続された結線８、９、１０は、それぞれブラシレスＤＣモータ１のU相、V相、W相の端子に接続されている。

従来例の多くは、図７に示すように、この各相の結線にアナログ電流検出回路３８が設けられているが、本発明に係るブラシレスＤＣモータ１の駆動制御装置２では、このようなアナログ電流検出回路は設けられていない。なお、本願発明のブラシレスＤＣモータ１、駆動回路３、ハーフブリッジ回路７、目標電流決定部１１、軸角度センサ１３、回転角速度度センサ１４、は、それぞれ図７に示す従来例のブラシレスＤＣモータ３１、駆動回路３５、ハーフブリッジ回路４１、目標電流決定部３９、軸角度センサ３６、回転角速度度センサ３７と同じ機能を備えている。

ＰＷＭ比決定器５は、本発明では、例えばマイクロコンピュータを使用し、このマイクロコンピュータに、目標電流、軸角度及び回転角速度が入力される構成となっており、目標電流、軸角度及び回転角速度に基づいて電流制御の周期毎に、各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求め、これらをＰＷＭ信号発生器４に与える構成とされている。

なお、ＰＷＭ比決定器５は、本発明ではマイクロコンピュータが使用され、そのマイクロコンピュータに搭載されるプログラムによって、マイクロコンピュータがＰＷＭ比決定器５としての一連のデータ処理動作（機能）を行う。図５は、詳細は後記するが、この一連のデータ処理動作（機能）の流れの一例を説明するデータフロー図である。

ここで、目標電流は、その時刻におけるＰＷＭ周期の間で平均としてモータの各相に流すべき電流であり、例えば、ブラシレスＤＣモータ１の組み込まれる機器（例えば、ロボット）本体における、動作に必要な目標トルク（機器動作に必要なトルク）が与えられる場合にはその値から、例えば、ブラシレスＤＣモータ１を正弦波電流により駆動する場合はその正弦波の振幅が算出され、その値とその時点のブラシレスＤＣモータ１の軸角度等から、算出される。

また、ブラシレスＤＣモータ１の組み込まれる機器本体から目標とする回転数が与えられる場合は、例えば、その目標回転数から求められる目標回転角速度と、ブラシレスＤＣモータ１に取り付けられた回転角速度センサ１４より与えられるブラシレスＤＣモータ１の現在の回転角速度の差等を用いてブラシレスＤＣモータ１が発生すべき目標トルクを算出した上で、前記と同様にその時刻のブラシレスＤＣモータ１の各相に与えるべき目標電流が求められる。

なお、この目標電流決定部１１は、図１に想像線（２点鎖線）で示すように、ＰＷＭ比決定器５と共に１つのマイクロコンピュータ１５に組み込んでおくことができ、それにより駆動制御装置全体を簡単化することができる。

この目標電流、モータの軸角度、モータの回転角速度、モータ定数、電源電圧及びＰＷＭ基本周期から、ＰＷＭ決定器として働くマイクロコンピュータに準備するプログラムにより、モータの各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比が求められる。なお、モータに固有なパラメータ（モータの抵抗、インダクタンス等の値）、電源電圧、及びＰＷＭ基本周期は、予めマイクロコンピュータ内のプログラムに設定しておく。

ブラシレスＤＣモータ１を駆動する際の３相への電流の付与の態様には、共通流入駆動モード、共通流出駆動モード及びブレーキモードがある。後記する図２（ｂ）に示す等価回路において、電流ｉｕとｉｗの流れる方向に対してｉｖのみ異なる（符号が異なる）とすると、各モードの概要は次のとおりである。

（１）共通流入駆動モード
各相の電流がｉｕ、ｉｗ＜０、ｉｖ＞０となるモードである。Ｓｖ２、Ｓｕ１、Ｓｗ１は常閉とし、Ｓｖ１、Ｓｕ２、Ｓｗ２をＰＷＭ信号に基づき開閉する。
（２）共通流出駆動モード
各相の電流がｉｕ、ｉｗ＞０、ｉｖ＜０となるモードである。Ｓｖ１、Ｓｕ２、Ｓｗ２は常閉とし、Ｓｖ２、Ｓｕ１、Ｓｗ１をＰＷＭ信号に基づき開閉する。
（３）ブレーキモード
逆起電力（モータの回転に比例してコイル中の界磁が変化することにより発生する誘起電力）のみを用いて電流を流すモードである。Ｓｖ１、Ｓｕ１、Ｓｗ１は常閉とし、Ｓｖ２、Ｓｕ２、Ｓｗ２をＰＷＭ信号に基づき開閉する。若しくは、Ｓｖ２、Ｓｕ２、Ｓｗ２は常閉とし、Ｓｖ１、Ｓｕ１、Ｓｗ１をＰＷＭ信号に基づき開閉する。

また、上記（１）〜（３）の各モードは、さらに、電流の符号が異なる、次の３つのモードに分けられ、合計９つのモードの組み合わせとなる。次の３つのモードのそれぞれの概要は次の通りである。
（i）電流ｉｕとｉｗの流れる方向に対してｉｖのみ異なる（符号が異なる）
（ii）電流ｉｖとｉｗの流れる方向に対してｉｕのみ異なる（符号が異なる）
（iii）電流ｉｕとｉｖの流れる方向に対してｉｗのみ異なる（符号が異なる）

ＰＷＭ信号発生器４は、ＰＷＭ比決定器５で得られたＰＷＭデューティー比から、所定のＰＷＭ信号を生成し、駆動回路３に送る。このＰＷＭ信号に基づき、駆動回路３（ハーフブリッジ回路７）において下記に説明するようなスイッチング動作により、ブラシレスＤＣモータ１の各相に電圧を印加してブラシレスＤＣモータ１を駆動する制御を行っている。

図２（ｂ）は、ブラシレスＤＣモータ１と駆動回路３の等価回路を示す。ブラシレスＤＣモータ１は、各相について、インダクタＬ、抵抗器Ｒ、逆起電力源Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗの直列回路が等価的に接続されており、電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れる。Ｖｃｃは、各相の電源電圧であり、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは各相の端子電圧である。ここでの逆起電力とは、モータの回転によって、モータの回転角速度に比例してコイル中の界磁が変化することにより発生する誘起電力である。

図３（ａ）〜（ｃ）は、１ＰＷＭ基本周期における各相のモータ端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの時間経過における変動を示す図であり、説明の都合上、Ｖ相を接地電圧に固定し（Ｓｖ２を常時ＯＮとする）、Ｕ相及びＷ相にＰＷＭ信号を与えて駆動している。また、逆起電力は、Ｗ相からＶ相、Ｗ相からＵ相、Ｕ相からＶ相に向かって電流を流すように発生している状態として説明する。

図２（ｂ）に示す１ＰＷＭ基本周期における各相の動作を、図３（ａ）〜（ｃ）のタイミング（ア）〜（エ）さらに（オ）毎に説明する。

なお、比較、参考のために従来の制御装置で通常採用していたハーフブリッジ型の駆動回路による相補的な動作、即ち、電源電圧と接地電圧を相補的にＰＷＭスイッチングにより印加して、ブラシレスＤＣモータに、図３で示した本発明の動作によって流れるＰＷＭ基本周期中の平均電流と同値の平均電流が流れるように駆動電流を与えて駆動制御する動作の場合についても、図４（ａ）〜（ｃ）のタイミング（ア）〜（エ）さらに（オ）毎に併記する。

（ア）
本発明：
Ｓｕ１：ＯＦＦ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＦＦ
Ｓｕ２：ＯＦＦ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは流れない。
従来例：
Ｓｕ１：ＯＦＦ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＦＦ
Ｓｕ２：ＯＮ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＮ
逆起電力によってスイッチ素子を通して、モータ内部で主にＶ相からＷ相に向かって電流が流れる。

（イ）
本発明：
Ｓｕ１：ＯＦＦ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＮ
Ｓｕ２：ＯＦＦ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
電源電圧と逆起電力源によって、スイッチ素子を通してＷ相からＶ相に電流が流れ、Ｕ相には流れない。
従来例：
Ｓｕ１：ＯＦＦ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＮ
Ｓｕ２：ＯＮ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
電源電圧と逆起電力源によって、スイッチ素子を通してＷ相、Ｖ相からＵ相に電流が流れる。

（ウ）
本発明：
Ｓｕ１：ＯＮ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＮ
Ｓｕ２：ＯＦＦ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
電源電圧と逆起電力源によって、スイッチ素子を通してＵ相からＶ相、Ｗ相に電流が流れる。なお、Ｕ相端子とＷ相端子は等電位となる。
従来例：
Ｓｕ１：ＯＮ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＮ
Ｓｕ２：ＯＦＦ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
電源電圧によって、スイッチ素子を通してＵ相からＶ相、Ｗ相に電流が流れる。

（エ）
本発明：
Ｓｕ１：ＯＦＦ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＮ
Ｓｕ２：ＯＦＦ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
電源電圧と逆起電力源によって、スイッチ素子を通してＷ相からＶ相に電流が流れ、Ｕ相には流れない。インダクタンスの作用でＳｕ２のスイッチ素子と並列に接続されたダイオードを通して、接地電圧からＵ相を通してＶ相に向かって電流が流れる。
従来例：
Ｓｕ１：ＯＦＦ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＮ
Ｓｕ２：ＯＮ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
電源電圧と逆起電力源によって、スイッチ素子を通してＷ相、Ｖ相からＵ相には電流が流れる。

（オ）
本発明：
Ｓｕ１：ＯＦＦ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＦＦ
Ｓｕ２：ＯＦＦ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
インダクタンスの作用でＳｕ２のスイッチ素子と並列に接続されたダイオードを通して、接地電圧からＵ相を通してＶ相に向かって電流が流れる。また、インダクタンスの作用でＳｗ２のスイッチ素子と並列に接続されたダイオードを通して、接地電圧からＷ相を通してＶ相に向かって電流が流れる。
従来例：
Ｓｕ１：ＯＦＦ Ｓｖ１：ＯＦＦ Ｓｗ１：ＯＦＦ
Ｓｕ２：ＯＮ Ｓｖ２：ＯＮ Ｓｗ２：ＯＦＦ
逆起電力によって、スイッチ素子を通して主にＶ相からＷ相に向かって電流が流れる。

なお、各タイミングにおいて各相に流れる電流は、インダクタの作用により、前のタイミングにおいて各相に流れる電流に対して連続的に変化するため、過渡的に逆向きの電流が流れる場合がある。

以上の動作の結果、各タイミングにおける各相に流れる電流の波形は図３（ｄ）に示すようになる。なお、従来例については図４（ｄ）に示す。

本発明では動作例である図３（ｄ）に電流の波形を示すように、Ｕ相及びＶ相には一方向にのみ電流が流れる。これに対して、従来例では、例えば図４（ｃ）の（イ）のタイミングで、Ｕ相及びＶ相に逆方向の電流が流れ、更に、この逆方向の電流を相殺するために、図４（ｃ）の（ウ）の区間のＵ相及びＶ相に流れる電流が増大する。従って、本発明は、従来例と比較して、過渡電流の二乗積分値が低減されており、これに比例して発生する発熱によるエネルギー損失が低減される。

（本発明の特徴的構成）
以上において、本発明に係る駆動制御装置２の全体的な構成について説明したが、上記構成を前提として、さらに本発明に係る駆動制御装置２のきわめて特徴的な構成を説明する。

その第１は、従来例の制御装置では、各相をＰＷＭスイッチングにより相補的に電源電圧か接地電圧に接続して、駆動する構成を採用していたが、本発明に係る駆動制御装置２では、そのように相補的には動作させず、各相を電源電圧又は接地電圧とする他に、その相がいずれにも接続されない開放状態となる時間を有する構成となっており、非相補的にＰＷＭスイッチングにより印加駆動する構成である。その第２は、従来例の制御装置では、モータの各相毎に電流を検出する電流センサを設けていたが、本発明に係る駆動制御装置２では、このような電流センサは不要とする構成としている。

第１の特徴的構成：
上記作用の説明で併記した従来例では、ハーフブリッジ回路４１を構成する２つのスイッチ素子について、常にいずれか一方がＯＮ、他方はＯＦＦにする構成としている。このような構成とすることで、各相にＰＷＭスイッチングにより相補的に電源電圧か接地電圧を、印加して駆動しているが、この構成によると目標とする平均電流（与えたい平均電流）の方向と逆方向の過渡電流が生じて電流脈動が発生し、電流の２乗積分値に比例して熱が発生し、電気エネルギーの損失が生じる。

そこで、本発明では、各相に電源電圧と接地電圧を相補的にＰＷＭで印加する駆動をせずに、各相の電源電圧側のスイッチ素子をＯＮしてモータ端子に印加してから該スイッチ素子をＯＦＦした際に、接地電圧側のスイッチ素子もＯＦＦしておく、要するにハーフブリッジ回路７をオープン状態にする。そのようにすることにより、これに接続されたモータ端子の電流は、スイッチ素子に並列して設けたダイオード（フリーホイリングダイオード）を通して絶対値が減少するように流れ、逆方向の過渡電流が流れない。

例えば従来例の動作例では、図４の（ｄ）に示したように、Ｕ相に流れる電流は正負に脈動する。これに対し同値の平均電流を流す本発明の動作例では、図３の（ｄ）における（ア）（イ）（エ）（オ）のタイミングにおいて、Ｕ相に接続されたハーフブリッジ回路のスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｕ２がどちらもＯＦＦしているため、絶対値が減少するようにのみ電流が流れ、電流の向きは、常に（ウ）のタイミングで流れる向きと同じになり、電流の脈動が減少する。これにより、電流の脈動による損失を抑制でき、エネルギー損失を抑制できる。

本発明の駆動制御装置２は、そのＰＷＭ比決定器５及びＰＷＭ信号発生器４が、各相について電源電圧と接地電圧を相補的にＰＷＭスイッチングによりモータに印加して駆動するようなことなく、電源電圧側と接地電圧側の２つのスイッチ素子両方がＯＦＦの動作をするタイミングを設けるように駆動回路３のスイッチングを制御するＰＷＭ信号を生成する構成とした。

第２の特徴的構成：
モータにおける各相の逆起電力は、モータの逆起電力係数及びモータの軸角度と回転角速度から計算で求まる。従って、モータの逆起電力係数関数が既知の場合、モータの軸角度と回転角速度を測定することで、ブラシレスＤＣモータ１の各相の逆起電力が求まる。

この逆起電力と、モータ定数（モータの抵抗、インダクタンス等の値）、電源電圧、ＰＷＭ基本周期を用いて、ブラシレスＤＣモータ１と駆動回路３の等価回路（図２（ｂ）参照）を、回路解析することで、電流について解析すると、非相補的なスイッチングの場合であっても、与えるＰＷＭデューティー比に対してモータに流れる電流波形が計算により求まる。また、その電流波形の時間関数をＰＷＭ周期間で積分することで、モータ各相に流れる電流のＰＷＭ周期平均値が求まる。

上記回路解析は、具体的には、図２（ｂ）の等価回路から回路中の電流を表す回路方程式（連立微分方程式）をたてて、この連立微分方程式を解き、電流の時間関数を求める。この回路解析は、市販の回路シミュレーションソフトウェア等を用いて行うこともできる。

この計算（ＰＷＭデューティー比に対して、モータ各相に流れる電流をＰＷＭ周期平均した値の計算）の逆計算をすることで、各相の目標電流が与えられた時のこれに対応する各相に必要なデューティー比が求まる。これにより、アナログ電流検出回路を用いない、ブラシレスＤＣモータ１の電流制御が実現できる。

この原理に基づき、本発明に係る駆動制御装置２では、具体的には、図１において、電流制御周期ごとに、ＰＷＭ比決定器５で、モータの軸角度及び回転角速度と、目標電流から、ブラシレスＤＣモータ１の各相の端子に与えるべき駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比を求め、これをＰＷＭ信号発生器４に与える。すなわち、本発明に係る駆動制御装置２は、ブラシレスＤＣモータ１の各相に対応してアナログ電流検出回路及びその電流フィードバック回路を設ける必要がなく、ブラシレスＤＣモータ１の電流制御が可能となる。

図１に示すＰＷＭ比決定器５は、マイクロコンピュータを用いて、モータの軸角度及び回転角速度から、駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比を求め、ＰＷＭ信号発生器４に与える構成とする。マイクロコンピュータは、ＣＰＵとメモリを備えているが、このメモリに駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求めるプログラムが搭載されており、このプログラムに従って、ＣＰＵが、モータの軸角度及び回転角速度と、目標電流から、ＰＷＭデューティー比を求める演算動作を行う。

前記のとおり、本発明では、ＰＷＭ比決定器５として、マイクロコンピュータが使用され、マイクロコンピュータに搭載されるプログラム（「ＰＷＭデューティー比決定用プログラム」という）によって、ＰＷＭ比決定器５としての動作が行われる（機能が発揮される）。図５は、ＰＷＭデューティー比決定用プログラムによって、マイクロコンピュータを中心に行われるデータ処理の流れの一例を説明するデータフロー図である。

このＰＷＭデューティー比決定用プログラムは、その特徴として、駆動制御モード計算手順及びＰＷＭデューティー比計算手順を含み、これらの手順や、計算式に基づき、駆動制御モードの算出及びＰＷＭデューティー比が算出される。

即ち、このＰＷＭデューティー比決定用プログラムは、マイクロコンピュータ５を、駆動制御モードの算出及びＰＷＭデューティー比算出の各手順をそれぞれ行う手段を有する（発揮させる）ように、動作（機能）させるものである。これらの手順を、図５を参照して以下説明する。

（駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比の算出）
マイクロコンピュータ５は、モータの軸角度、回転角速度及び目標電流と、予め、解析されたモータ定数（モータの抵抗、インダクタンス等の値）、電源電圧及びＰＷＭ基本周期と、駆動制御モード、ＰＷＭデューティー比及びモータ各相の電流の関係を表す式又はテーブルより、駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を算出し、ＰＷＭ信号発生器４に出力する。

モータの駆動制御モードとＰＷＭデューティー比と実際にモータに流れる電流は複雑な非線形の関係があり、その関係を厳密に式で与えることは困難である。しかし、モータの軸角度、回転角速度、モータの駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比が与えられれば、モータに流れるＰＷＭ1周期間の平均電流は一意に決定され、その値は、回路のシミュレーションで求めることができる。

従って、あらかじめ各相の各々の軸角度、回転角速度毎に各モータ駆動制御モードおよび各相各々のＰＷＭデューティー比に対する電流を求めて、これをテーブルとして準備しておくことができる。従って、モータを制御するための各相に与える適切なモータ駆動制御モード、ＰＷＭデューティー比、その時刻の軸角度及び回転速度に対するテーブルを用いて求められる各相の電流からそのテーブルを逆引きし補間することにより計算することができる。

以下、上記のモータの駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比の算出手段の１つの具体例を説明する。ここでは、段落００４７で説明しているスイッチングパターンと同様の、モータの1相を常に電源電圧若しくは接地電圧に固定する駆動の場合の例を示す。

（テーブルの準備）
図６は、ブラシレスＤＣモータの軸角度、回転角速度、モータに与えるＰＷＭデューティー比の組に対して、ブラシレスＤＣモータに流れる電流を示す、四次元テーブルを模式的に表したものである。

テーブル群の行のインデックス値が回転角速度、テーブル群の列のインデックス値が軸角度、各テーブルの行及び列のインデックス値がモータの２相に与えるＰＷＭデューティー比を表すとする。また、各テーブル要素の値はＰＷＭを与えた２相に流れる電流および、消費電力Ｐを表す。

このテーブルは、スイッチ素子Ｓｖ２が接地電圧に固定されている状態に対して、共通流出駆動モードについて求めたものであるが、他のスイッチ素子Ｓｕ２又はＳｗ２が接地電圧に固定されるべき場合については、角速度をその±１２０に置き換え、またこのテーブルの各相を入れ替えて読み替えればよい。

このテーブルは、段落００４３の共通流出駆動モード、共通流入駆動モード、ブレーキモードごとに、計３つ用意し、各テーブルの全要素はあらかじめ、対応する回転角速度、軸角度、モータの２相に与えるＰＷＭデューティー比を、段落００６４で示した回路解析結果の式に代入することで、ＰＷＭ周期中の平均電流及び消費電力を求めて設定しておく。

図６はｖ相が段落００４４の（ｉ）で示した電流ｉｕとｉｗの流れる方向に対してｉｖのみ異なる場合の、共通流出駆動モードにおけるテーブルの例である。段落００４４の（ii）の場合には、ｕをｗに、ｗをｖに、ｖをｕにそれぞれ読み替え、軸角度を１２０度加えて読むことで、同じテーブルを利用することができる。また、段落００４４の（iii）の場合には、ｕをｖに、ｗをｕに、ｖをｗにそれぞれ読み替え、軸角度を２４０度加えて読むことで、同じテーブルを利用することができる。なお、テーブル中の「…」記載の欄は省略している意味である。

（補間による精度の確保を伴うテーブル逆引き）
モータ制御時における各相の駆動制御モード及び各相に与えるＰＷＭデューティー比の決定は、以下の通り行う。まず、各相の目標電流について上記のテーブルを利用するための軸角度の±１２０度の変換及び各相の読み替えを行う。

例えば、共通流出駆動モードで目標電流の符号が段落００４４の（ｉ）の関係を満たす場合であれば、検出器６から取得したモータの軸角度及び回転角速度の近傍の４テーブルを参照し、それぞれのテーブルにおいて、探索アルゴリズムを用いて、目標電流Ｉｕｒｅｆ、Ｉｗｒｅｆに最も近いＩｕ、Ｉｗをもつ要素とその近傍の計４要素より補間により目標電流Ｉｕｒｅｆ、Ｉｗｒｅｆを実現する、スイッチ素子Ｓｕ１に与えるＰＷＭデューティー比、スイッチ素子Ｓｗ１に与えるべきＰＷＭデューティー比及びその時のＰＷＭ１周期間の消費電力Ｐを求められる。

テーブルにおいては、軸角度、回転角速度も離散的に与えられるので、これらについても現時刻の軸角度及び回転角速度の近傍の上下の値を表している４つのテーブルを用いて、その各々に対して、上記手順により各相に与えるべきＰＷＭデューティー比及び消費電力を求め、この４つのテーブルに対するそれらの値を更に補間することで、スイッチ素子Ｓｕ１に与えるＰＷＭデューティー比、スイッチ素子Ｓｗ１に与えるＰＷＭデューティー比及び消費電力Ｐを求める。

（駆動制御モードの選択とＰＷＭデューティー比の決定）
共通流出駆動モード又は共通流入駆動モードのうち目標電流と電流の向きが等しいモードと、ブレーキモードそれぞれについて、上記方法により求めた消費電力Ｐを比較し、Ｐが最も小さな駆動制御モードを選択する。その駆動制御モードにおける上記手順により求めたスイッチ素子Ｓｕ１に与えるＰＷＭデューティー比、スイッチ素子Ｓｗ１に与えるＰＷＭデューティー比を、最終的にスイッチ素子Ｓｕ１に与えるＰＷＭデューティー比、スイッチ素子Ｓｗ１に与えるＰＷＭデューティー比とする。

（他の手段：近似関数式を用いた駆動制御モードとＰＷＭデューティー比の決定）
上記では、各パラメータについてあらかじめテーブルを作っておく方法を説明したが、その一部または全部を近似関数式として表現しておくことも可能であり、それによって計算量及び必要な記憶量の削減を図れる可能性がある。

すなわち、前記駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比算出において、図２（ｂ）の等価回路電流に関する回路方程式よりシミュレーション等により算出した結果である、各々のモータ軸角度及び回転角速度に対する各駆動制御モード毎の、各相のＰＷＭデューティー比とモータ各相の電流及びその時のＰＷＭの１周期中の消費電力の関係を示すテーブルより予め、それらの各変数の関係を表す、例えば多変数の多項式で表される近似関数を予め作成しておき、これを前記テーブルの代わりに利用することもできる。

また、この近似関数式を前記テーブルの逆関数関係のものとし、モータの軸角度および回転角速度と各相の電流を入力変数とし、最も少ない消費電力でその各相の電流を与える、各相の駆動制御モードと各相のＰＷＭデューティー比を出力変数とする近時間数式としておくことも有効である。この場合、この近似関数式はモータの軸角度および回転角速度と各相の目標電流から、そのための各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を直接算出するものである。

上記実施例では、各相の目標電流が決定された後に、それを実現するための各相の駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比を算出する手段について説明したが、この機能に加え、ブラシレスＤＣモータに与えられる目標トルクや目標回転数から、その時刻のモータの回転角速度や角速度から各相の目標電流を決定する目標電流決定部を内蔵し、その目標電流決定部が、各相の目標電流が、例えば正弦波となるように決定する機能をも有するブラシレスＤＣモータの駆動制御装置を構成することも容易である。

以上、本発明に係る駆動制御装置を実施するための最良の形態を実施例に基づいて説明したが、本発明はこのような実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された技術的事項の範囲内でいろいろな実施例があることは言うまでもない。

例えば、上記実施例の構成において、特に図示はしないが、さらに、ブラシレスＤＣモータ１の温度の変化を検出する温度検出器を設け、この温度検出器で検出された温度を、軸角度及び回転角速度と、モータの駆動に必要な目標電流値に加えて、ＰＷＭ比決定器（マイクロコンピュータ）５に入力し、該検出された温度に対応し、予め設定したモータ定数を逐次更新する構成としてもよい。

ブラシレスＤＣモータの定数（抵抗、インダクタンス等の値）は、ブラシレスＤＣモータの温度が変化すると変化するが、温度検出器検出された温度に対応し、予め設定したモータ定数を逐次更新するこのような構成とすると、温度変化に対応してきめ細かく電流制御が可能なり、精度を向上することができる。

また、上記実施例では、三相ブラシレスＤＣモータを例に説明したが、実際には、ほぼ同様の構成で、多相のブラシレスＤＣモータにも適用できる。

本発明に係る駆動制御装置は上記のような構成であるから、三相ブラシレスＤＣモータだけでなく、多相のブラシレスＤＣモータにも適用できる。また、用途としては、ロボットの駆動用モータ、産業機械、家電製品（ＣＤ、ＤＶＤ等）等、高い回転性能の要求される機器のモータに適用可能である。

（本発明）
１ ブラシレスＤＣモータ
２ ブラシレスＤＣモータの駆動制御装置
３ 駆動回路
４ ＰＷＭ信号発生器
５ ＰＷＭ比決定器
６ 検出器
７ ハーフブリッジ回路
８、９、１０ 結線
１１ 目標電流決定部
１２ ブラシレスＤＣモータ駆動制御器
１３ 軸角度センサ
１４ 回転角速度センサ
１５ マイクロコンピュータ
（従来例）
３１ ブラシレスＤＣモータ
３２ ブラシレスＤＣモータの駆動制御装置
３３ ブラシレスＤＣモータの駆動制御器
３４ ＰＷＭ信号発生器
３５ 駆動回路
３６ 軸角度センサ
３７ 回転角速度センサ
３８ アナログ電流検出回路
３９ 目標電流決定部
４０ ＦＢ（フィードバック）コントローラ
４１ ハーフブリッジ回路

Claims (9)

1. ＰＷＭ比決定器と、ＰＷＭ信号発生器と、駆動回路とを備えたブラシレスＤＣモータの駆動制御装置であって、
   前記ＰＷＭ比決定器は、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動に必要な各相の目標電流値を入力して、各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求めるものであり、
   前記ＰＷＭ信号発生器は、ＰＷＭ比決定器によって求められた各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を入力して、各相の前記駆動回路のスイッチ素子を制御する信号を発生するものであり、
   前記駆動回路は、各相毎に電源と接地間に直列に設けられた２つのスイッチ素子と、該２つのスイッチ素子にそれぞれ並列に設けられたダイオードを備えたハーフブリッジ回路から構成されており、前記各相のＰＷＭ信号を入力して、モータの対応する端子に駆動電流を流すものであり、駆動時には、前記２つのスイッチ素子が共にオフとなるオープン状態を含む構成であることを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。
2. 前記ブラシレスＤＣモータの駆動制御装置は、その各相に流れる電流を検出する回路を有さず、前記ＰＷＭ比決定器が前記各相に流れる電流をフィードバック信号として利用することなく、フィードフォワード方式でモータ各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を決めることにより各相の電流を制御することを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。
3. 前記ＰＷＭ比決定器は、マイクロコンピュータが使用され、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動に必要な各相の目標電流値を入力すると、該マイクロコンピュータに搭載されたプログラムにより、各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求める構成であることを特徴とする請求項１又は２に記載のブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。
4. 前記ＰＷＭ比決定器は、マイクロコンピュータが使用され、該マイクロコンピュータには、予めモータ定数、電源電圧及びＰＷＭ基本周期が予め設定されており、該マイクロコンピュータに搭載されたプログラムにより、各相の駆動制御モード算出手段及びＰＷＭデューティー比算出手段を備え、
   前記駆動制御モード算出手段とＰＷＭデューティー比算出手段は、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、各相の目標電流値、モータ定数、電源電圧及びＰＷＭ基本周期から、各相の駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を算出して求める構成であることを特徴とする請求項３に記載のブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。
5. 前記ＰＷＭ比決定器は、マイクロコンピュータが使用され、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動のための目標電流値を入力すると、該マイクロコンピュータのメモリに搭載されたテーブルを用いて各相に流す電流に係る駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求める構成であり、
   前記テーブルは、モータの軸角度及び回転角速度と、モータ各相の駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比と、該駆動制御モード及びＰＷＭデューティー比に対応してモータの各相に流れる電流の関係を示すものであることを特徴とする請求項３又は４に記載のブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。
6. 前記ＰＷＭ比決定器は、マイクロコンピュータが使用され、駆動中のモータから検出される軸角度及び回転角速度と、モータの駆動のための目標電流値を入力すると、該マイクロコンピュータのプログラムに準備された近似関数式に従って、各相に流す電流に係る駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を求める構成であり、
   前記近似関数式は、駆動中のモータの軸角度、回転角速度及び各相の目標電流値に対して、駆動制御モードとＰＷＭデューティー比を与えるように予め作られていることを特徴とする請求項３又は４に記載のブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。
7. 前記目標電流決定部は、各相に流れる駆動電流が正弦波となるように各相の目標電流値を算出する機能を有することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。
8. 前記ブラシレスＤＣモータの温度の変化を検出する温度検出器を設け、該温度検出器で検出された温度を、軸角度及び回転角速度と、モータの駆動に必要な目標電流に加えて、前記マイクロコンピュータに入力し、該検出された温度に対応し、予め設定したモータ定数を逐次更新する構成としたことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。
9. 前記ブラシレスＤＣモータは、三相ブラシレスＤＣモータ又は多相ブラシレスＤＣであることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの駆動制御装置。

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