JP2011117947A - 過電流検知回路 - Google Patents

Abstract

【課題】検知電流値のバッテリ電圧依存性をキャンセルすることができる過電流検知回路を提供すること。
【解決手段】本発明の一態様に係る過電流検知回路１０は、検知すべき電流が流れる配線に接続されたシャント抵抗１１と、シャント抵抗の一端の第１電圧を第１定電流を用いてレベルシフトし、シャント抵抗の他端の第２電圧を第２定電流を用いてレベルシフトするレベルシフト回路１２と、レベルシフト回路１２によりレベルシフトされた第１電圧が一方の入力に入力され、第２電圧が他方の入力に入力されるコンパレータ１３とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、過電流を検知する過電流検知回路に関する。

過電流検知回路は、車載電子システムにおける機能の一つであり、過電流状態からコントロールユニットを保護するために必要な機能を担っている。コントロールユニットが駆動する負荷の電源としては、バッテリ電圧が用いられることが多い。バッテリ電圧は、通常９Ｖから１６Ｖ程度の変動幅を持っている。この影響により、過電流検知回路の検知電流値が、バッテリ電圧に依存して変動するという問題がある。

また、負荷に流れる電流が過電流検知回路側に流れこまないように、過電流検知回路の入力インピーダンスを十分に大きくする必要がある。このため、過電流検知回路の入力側に大きな抵抗が必要となり、実装面積の増大によるコストアップにつながる。従って、検知電流値がバッテリ電圧に依存せず、且つ、チップ面積の増大を抑制することができる過電流検知回路が求められている。

特許文献１には、過電流検知回路に関する発明が記載されている。図４に、特許文献１に記載の過電流検知回路の構成を示す。図４に示すように、検知すべき電流が流れる配線上には、シャント抵抗０４が挿入されている。このシャント抵抗０４に流れる電流は、当該シャント抵抗０４の両端にかかる電圧に変換される。

この電圧は、抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃ、Ｒｄの抵抗分割により電圧レベルが下げられ、コンパレータ０１０に入力される。シャント抵抗Ｒｓ０４に検知電流値に等しい電流が流れた際にＶｒｅｆ＝Ｖｓｎｓの関係が成立するように、抵抗Ｒａ、Ｒｂの抵抗分割比を抵抗Ｒｃ、Ｒｄの抵抗分割比よりも大きくして検知電流値が設定される。

コンパレータ０１０の非反転入力側（＋側）に入力される電圧をＶｒｅｆ、反転入力側（−側）に入力される電圧をＶｓｎｓとする。検知電流以上の電流が流れると、Ｖｒｅｆ＞Ｖｓｎｓとなる。この場合、コンパレータ０１０の出力がＨレベルになり、過電流が流れている過電流状態と判断される。過電流状態であると判断されると、ドライバ０３は、スイッチの役割を持つＭＯＳトランジスタ０２をオフする。これにより、負荷に過電流が流れるのを防止することができる。

一方、検知電流以下の正常電流が流れると、Ｖｒｅｆ＜Ｖｓｎｓとなる。この場合、コンパレータ０１０の出力がＬレベルになり、正常電流が流れている正常状態と判断される。正常状態では、ＭＯＳトランジスタ０２は、オン状態を保持する。

バッテリ電圧をＶＢ、シャント抵抗をＲｓ、シャント抵抗に流れる電流をＩＬ、抵抗値をＲａ、Ｒｂ、Ｒｃ、Ｒｄとすると、反転入力側電圧Ｖｓｎｓ、非反転入力側電圧Ｖｒｅｆは以下の式（１）、（２）のように表される。

式（１）、（２）から、Ｖｓｎｓ、Ｖｒｅｆは異なる傾きを持つことがわかる。シャント抵抗に流れる電流が０［Ａ］の時のＶｓｎｓと、Ｖｒｅｆをグラフ化すると、図５となる。図５から分かるように、正常電流と認識される電圧範囲はバッテリ電圧ＶＢの値によって異なり、バッテリ電圧に依存する。

また、Ｖｒｅｆ＝Ｖｓｎｓの関係を満たす検知電流値ＩＬｄは、式（１）、（２）から以下の式で表される。

式（３）から、検知電流値ＩＬｄはバッテリ電圧ＶＢに依存することがわかる。

このように、特許文献１に記載の過電流検知回路においては、検知電流値は、バッテリ電圧に依存し、変動するという問題点がある。車載用の制御ＩＣは、通常バッテリ電圧を電源として用いている。このため、過電流検知回路の検知電流値がバッテリ電圧に依存することは好ましくない。

具体的に設計仕様を決め、回路設計を行った例を示す。バッテリ電圧範囲を９［Ｖ］〜１６［Ｖ］、電源電圧を４．５［Ｖ］（ｍｉｎ）〜５．０［Ｖ］、検知回路側に流れ込む電流を５．０［μＡ］、検知電流値ＩＬｄを５［Ａ］（バッテリ電圧ＶＢ＝１６［Ｖ］のとき）、シャント抵抗Ｒｓを０．２［Ω］としたとき、各抵抗の抵抗値は、Ｒａ＝２．３［ＭΩ］、Ｒｂ＝０．９［ＭΩ］、Ｒｃ＝２．４［ＭΩ］、Ｒｄ＝０．８４［ＭΩ］となる。

図６に、バッテリ電圧ＶＢとＶｓｎｓとの関係を示す。図６において、負荷０１に電流が流れていない（検知電流値ＩＬｄが０）ときのＶｓｎｓは実線で示され、Ｖｒｅｆは破線で示される。図６において、ＶｓｎｓがＶｒｅｆよりも下回ると過電流状態と判断される。

バッテリ電圧ＶＢが１６［Ｖ］のとき、正常電流と検知されるＶｓｎｓの電圧範囲は０．２８［Ｖ］であり、検知電流値ＩＬｄは５［Ａ］となる。また、バッテリ電圧９［Ｖ］のとき、正常電流と検知されるＶｓｎｓの電圧範囲は０．１６［Ｖ］、検知電流値ＩＬｄは２．８［Ａ］となる。このように検知電流値ＩＬｄは、バッテリ電圧ＶＢに依存することが分かる。

上記の説明から、バッテリ電圧による依存が生じる原因は、抵抗分割に使用される抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃ、Ｒｄによる抵抗分割比Ｒｂ／(Ｒａ＋Ｒｂ)とＲｄ／(Ｒｃ＋Ｒｄ)とが異なる点であることが分かる。しかし、この抵抗分割比を等しくすると、式（３）より、検知電流値が０［Ａ］となる。この場合、シャント抵抗に０［Ａ］以上流れると過電流として認識され、過電流検知回路システムとして意味を成さない。

特許第３４５１９５４号公報

このように、特許文献１に記載の過電流検知回路では、検知電流値がバッテリ電圧に依存し、変動するという問題がある。

本発明の一態様に係る過電流検知回路は、検知すべき電流が流れる配線に接続されたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の一端の第１電圧を第１定電流を用いてレベルシフトし、前記シャント抵抗の他端の第２電圧を第２定電流を用いてレベルシフトするレベルシフト回路と、前記レベルシフト回路によりレベルシフトされた前記第１電圧が一方の入力に入力され、前記レベルシフト回路によりレベルシフトされた前記第２電圧が他方の入力に入力されるコンパレータとを備えるものである。

このような構成により、シャント抵抗の両端の電圧を定電流を用いて調整することができるため、検知電流値のバッテリ電圧依存性をキャンセルすることができる。

本発明によれば、検知電流値のバッテリ電圧依存性をキャンセルすることができる過電流検知回路を提供することができる。

実施の形態１に係る過電流検知回路の構成を示す図である。 実施の形態１に係る過電流検知回路における過電流状態の検知電圧とバッテリ電圧との関係を示す図である。 実施の形態１に係る過電流検知回路を用いて具体的な回路設計を行ったときの過電流状態の検知電圧とバッテリ電圧との関係を示す図である。 特許文献１に記載の過電流検知回路の構成を示す図である。 特許文献１に記載の過電流検知回路における過電流状態の検知電圧とバッテリ電圧との関係を示す図である。 特許文献１に記載の過電流検知回路を用いて具体的な回路設計を行ったときの過電流状態の検知電圧とバッテリ電圧との関係を示す図である。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１に係る過電流検知回路について、図１を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る過電流検知回路１０の構成を示す図である。図１に示すように、過電流検知回路１０は、シャント抵抗１１、レベルシフト回路１２、コンパレータ１３、プリドライバ１４、ＭＯＳトランジスタ１５を備えている。

シャント抵抗１１は、検知すべき電流が流れる配線上に挿入されている。ここでは、負荷１６とバッテリ電源との間に挿入されている。シャント抵抗１１に流れる電流は、シャント抵抗１１の両端にかかる電圧に変換される。シャント抵抗１１の両端にかかる電圧は、負荷１６に流れる電流に比例する。過電流検知回路１０は、シャント抵抗１１の上流側電圧（バッテリ電圧ＶＢ）及び下流側電圧をモニタすることにより、負荷１６への過電流状態を検知し、負荷１６への通電を制御する。

レベルシフト回路１２は、シャント抵抗１１の両端にかかる電圧の電圧レベルを下げて、コンパレータ１３に入力する。コンパレータ１３の非反転入力側（＋側）に入力される電圧をＶｒｅｆ、反転入力側（−側）に入力される電圧Ｖｓｎｓとする。Ｖｒｅｆは、シャント抵抗１１の上流側の電圧をレベルシフト回路１２によりレベルシフトしたものであり、Ｖｓｎｓは、シャント抵抗の下流側の電圧をレベルシフト回路１２によりレベルシフトしたものである。コンパレータ１３は、入力されるＶｒｅｆとＶｓｎｓとを比較し、比較結果をプリドライバ１４に出力する。

負荷１６には、ＭＯＳトランジスタ１５を介してバッテリ電圧ＶＢが供給されている。ＭＯＳトランジスタ１５のＯＮ／Ｏｆｆを切り替えることにより、負荷１６へのバッテリ電圧ＶＢの供給／非供給が制御される。プリドライバ１４は、負荷１６へのバッテリ電圧ＶＢの供給を制御するＭＯＳトランジスタ１５を駆動する。

短絡等の異常により負荷１６の抵抗が減少した場合、シャント抵抗１１に流れる電流が増大する。過電流検知回路１０では、シャント抵抗１１に流れる電流が増大し、過電流状態であると判断された場合に、ＭＯＳトランジスタ１５をＯＦＦし過電流から負荷１６を保護する。

過電流検知回路１０の検知電流値ＩＬｄは、シャント抵抗Ｒｓ０４に当該検知電流値ＩＬｄに等しい電流が流れた際にＶｒｅｆ＝Ｖｓｎｓの関係が成立するように、レベルシフト回路１２の抵抗１７、１８の値及び定電流源２０の電流値Ｉ１、Ｉ２を調整することにより設定される。

シャント抵抗１１に検知電流値ＩＬｄ以上の電流が流れると、Ｖｒｅｆ＞Ｖｓｎｓとなる。この場合、コンパレータ１３はＨレベルを出力する。プリドライバ１４は、Ｈレベルの比較結果が入力されると、負荷１６に過電流が流れている過電流状態であると判断し、スイッチの役割をもつＭＯＳトランジスタ１５をオフする。これにより、負荷１６に過電流が流れるのを防止する。

逆に、検知電流値ＩＬｄ以下の正常電流が負荷１６に流れている場合には、Ｖｒｅｆ＜Ｖｓｎｓとなる。この場合、コンパレータ１３はＬレベルを出力する。プリドライバ１４は、Ｌレベルの比較結果が入力されると、正常電流が流れている正常状態であると判断し、ＭＯＳトランジスタ１５のＯＮ状態を保持する。

本発明に係る過電流検知回路１０は、シャント抵抗１１の両端に発生する電圧を抵抗１７、１８、定電流源２０を備えるレベルシフト回路１２を通して、電圧レベルを下げてコンパレータ１３に入力することにより、検知電流値のバッテリ電圧依存性をキャンセルするものである。以下、レベルシフト回路１２の構成について説明する。

レベルシフト回路１２は、抵抗１７、１８及び定電流源２０を備える。定電流源２０は、抵抗２１、第１トランジスタ２２、第２トランジスタ２３、第３トランジスタ２４を有している。定電流源２０は、一定の定電流Ｉ１と定電流Ｉ２とを出力する。レベルシフト回路１２は、シャント抵抗１１の上流側の電圧を定電流Ｉ１を用いてレベルシフトし、下流側の電圧を定電流Ｉ２を用いてレベルシフトする。

抵抗２１の一端には、電源電圧Ｖｃｃが供給されている。抵抗２１の他端は、第１トランジスタ２２のコレクタに接続されている。抵抗２１のベースは、第２トランジスタ２３のベースと接続されている。第１トランジスタ２２のコレクタは、第３トランジスタ２４のベースと接続されている。

第１トランジスタ２２のベースと第２トランジスタ２３のベースとの接続点は、第１トランジスタ２２のコレクタと第３トランジスタ２４のベースとの接続点と接続されている。第１トランジスタ２２、第２トランジスタ２３、第３トランジスタ２４のエミッタはそれぞれ接地されている。

各トランジスタ２２〜２４のサイズを調整することにより、出力される定電流Ｉ１、Ｉ２の値を変化させることができる。第２トランジスタ２３のコレクタは、抵抗１７に接続されている。抵抗１７の他端は、シャント抵抗の上流側に接続されている。また、第３トランジスタ２４のコレクタは、抵抗１８に接続されている。抵抗１８の他端は、シャント抵抗の下流側に接続されている。定電流源２０は、抵抗１７に一定の定電流Ｉ１を供給し、抵抗１８に定電流Ｉ２を供給する。

本実施の形態に係る過電流検知回路１０では、検知電流値ＩＬｄが、バッテリ電圧に依存しない構成になっている。バッテリ電圧に依存しないメカニズムを以下に示す。コンパレータ１３の反転入力側に入力される電圧Ｖｓｎｓ、非反転入力側に入力される電圧Ｖｒｅｆは、以下の式（４）、（５）で表される。

但し、バッテリ電圧をＶＢ、シャント抵抗の抵抗値をＲｓ、シャント抵抗に流れる電流値をＩＬ、抵抗１７の抵抗値をＲ１、抵抗１８の抵抗値をＲ２、定電流源２０から出力される電流値をＩ１、Ｉ２とする。

式（４）、（５）から、Ｖｓｎｓ、Ｖｒｅｆは等しい傾きを持つことがわかる。シャント抵抗に流れる電流が０［Ａ］の時のＶｓｎｓと、Ｖｒｅｆをグラフ化すると、図２となる。図２から分かるように、バッテリ電圧ＶＢの値が異なっても正常電流と認識される電圧範囲は等しく、バッテリ電圧に依存しないことが分かる。

また、Ｖｒｅｆ＝Ｖｓｎｓの関係を満たす検知電流値ＩＬｄは、式（４）、（５）から以下の式（６）で表される。

式（６）から、検知電流値ＩＬｄは、バッテリ電圧ＶＢを変数に持たないことから、バッテリ電圧ＶＢに依存しないことがわかる。

特許文献１では、検知回路側に電流が流れ込むのを抑制するために、４つの抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃ、Ｒｄのそれぞれの抵抗値が十分大きな値でなくてはならかった。しかしながら、本実施の形態においては、２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２が十分大きな値であればよい。このように、本実施の形態によれば、高い抵抗値の抵抗の数を減少させることができる。これにより、全体のチップ面積を考えた時、特許文献１よりも本実施の形態の方が、チップ面積を小さくすることが可能である。

以下、具体的に設計仕様を決め、回路設計を行った例を示す。バッテリ電圧範囲を９［Ｖ］〜１６［Ｖ］、電源電圧を４．５［Ｖ］（ｍｉｎ）〜５．０［Ｖ］、検知回路側に流れ込む電流を５．０［μＡ］、検知電流値を５［Ａ］（バッテリ電圧ＶＢ＝１６［Ｖ］のとき）、シャント抵抗Ｒｓを０．２［Ω］としたとき、各抵抗の抵抗値は、Ｒ１＝２．４［ＭΩ］、Ｒ２＝２．２［ＭΩ］、Ｒｒｅｆ＝８００［ｋΩ］となる。

図３に、バッテリ電圧ＶＢとＶｓｎｓとの関係を示す。図３において、負荷０１に電流が流れていない（検知電流値ＩＬｄが０）ときのＶｓｎｓは実線で示され、Ｖｒｅｆは破線で示される。図３において、ＶｓｎｓがＶｒｅｆよりも下回ると過電流状態と判断される。

バッテリ電圧ＶＢが１６［Ｖ］のとき、正常電流と検知されるＶｓｎｓの電圧範囲は１．０［Ｖ］であり、検知電流値は５［Ａ］となる。また、バッテリ電圧９［Ｖ］のとき、正常電流と検知されるＶｓｎｓの電圧範囲は１．０［Ｖ］、検知電流値は５［Ａ］となる。このように検知電流値は、バッテリ電圧ＶＢに依存しないことが分かる。

また、特許文献１に記載の過電流検知回路における抵抗のトータル値（Ｒａ＋Ｒｂ＋Ｒｃ＋Ｒｄ）は、６．４［ＭΩ］であるのに対し、本実施の形態に係る過電流検知回路１０における抵抗のトータル値（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒｒｅｆ）は５．４［ＭΩ］となる。このように、本実施の形態に係る過電流検知回路１０は、特許文献１に記載の過電流検知回路よりもチップ面積を小さくすることが可能となる。

以上説明したように、本発明によれば以下の効果がもたらされる。すなわち、本発明に係る過電流検知回路では、特許文献１における検知電流値のバッテリ電圧の依存性をキャンセルすることができる。これにより、精度のよい安定した検知電圧を得ることができる。また、本発明によれば、使用される抵抗の値を小さくすることができ、チップ面積を小さくすることができる。なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。レベルシフト回路１２、コンパレータ１３を備える電圧比較回路は、上述の過電流検知回路の用途に限定されない。例えば、シャント抵抗Ｒｓを温度で変化する抵抗に代えた温度検出回路に適用することが可能である。

１０ 過電流検知回路
１１ シャント抵抗
１２ レベルシフト回路
１３ コンパレータ
１４ プリドライバ
１５ ＭＯＳトランジスタ
１６ 負荷
１７ 抵抗
１８ 抵抗
２０ 定電流源
２１ 抵抗
２２ 第１トランジスタ
２３ 第２トランジスタ
２４ 第３トランジスタ

Claims (5)

1. 検知すべき電流が流れる配線に接続されたシャント抵抗と、
   前記シャント抵抗の上流側の第１電圧を第１定電流を用いてレベルシフトし、前記シャント抵抗の下流側の第２電圧を第２定電流を用いてレベルシフトするレベルシフト回路と、
   前記レベルシフト回路によりレベルシフトされた前記第１電圧が一方の入力に入力され、前記レベルシフト回路によりレベルシフトされた前記第２電圧が他方の入力に入力されるコンパレータと、
   を備える過電流検出回路。
2. 前記レベルシフト回路は、
   前記シャント抵抗の一端に接続され、前記第１電圧が供給される第１抵抗と、
   前記シャント抵抗の他端に接続され、前記第２電圧が供給される第２抵抗と、
   前記第１抵抗に前記第１定電流を供給し、前記第２抵抗に前記第２定電流を供給する定電流回路と、
   を有する請求項１に記載の過電流検出回路。
3. 前記レベルシフト回路は、少なくとも前記シャント抵抗に供給されるバッテリ電源の範囲において、検知すべき電流が０のときのレベルシフトされた前記第２電圧と、レベルシフトされた前記第１電圧との差が一定になるようにレベルシフトする請求項１又は２に記載の過電流検出回路。
4. 前記配線に前記シャント抵抗と直列に接続されたスイッチと、
   前記コンパレータによる比較結果に基づいて、前記スイッチを駆動するドライバと、
   をさらに備える請求項１、２又は３に記載の過電流検出回路。
5. 第１電圧を第１定電流を用いてレベルシフトし、第２電圧を第２定電流を用いてレベルシフトするレベルシフト回路と、
   前記レベルシフト回路によりレベルシフトされた前記第１電圧が一方の入力に入力され、前記レベルシフト回路によりレベルシフトされた前記第２電圧が他方の入力に入力されるコンパレータと、
   を備える電圧比較回路。

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