JP2011101574A - ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】磁場共振型のワイヤレス給電において、駆動周波数と共振周波数の乖離を適切に検出する。
【解決手段】給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３には磁気共振により電力が伝送される。ＶＣＯ２０２は、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２を交互にオン・オフさせることにより、給電コイルＬ_２に交流電力を供給し、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３に交流電力が供給される。給電コイルＬ_２を流れる交流電流Ｉ_Ｓが発生させる交流磁界により、検出コイルＬ_ＳＳには誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。位相検出回路１５０は、ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧の位相と、誘導電流Ｉ_ＳＳの位相を比較することにより、電圧位相と電流位相の位相差を検出し、その大きさを示す位相差指示電圧を生成する。リセット回路１０２は、位相差指示電圧が所定の閾値よりも大きくなったとき、位相差指示電圧を強制的に低下させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ワイヤレスにて電力を送るためのワイヤレス給電装置、および、ワイヤレス電力伝送システムに関する。

電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。

電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、距離を大きくすると電力伝送効率が急激に低下してしまうため数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。ワイヤレスであるため完全に絶縁されたシステム構成が可能であり、特に、雨天時の給電に効果的であると考えられる。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。

磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献１参照）。特許文献１では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを給電側から順に「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると、給電コイルから受電コイルまでの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電することである。

エキサイトコイルに交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。給電コイルが磁場を発生させ、給電コイルと受電コイルが磁気的に共振すると、受電コイルには大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルにも電流が流れ、ロードコイルと直列接続される負荷から交流電力が取り出される。磁場共振現象を利用することにより、給電コイルから受電コイルの距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる。

米国公開２００８／０２７８２６４号公報 特開２００６−２３００３２号公報 国際公開２００６／０２２３６５号公報 米国公開２００９／００７２６２９号公報

磁場共振現象を発生させるためには、エキサイトコイルや給電コイルに交流電力を供給する際、交流電源の駆動周波数を共振周波数に一致させる必要がある。本発明者は、電圧波形と電流波形を比較し、その位相差に基づいて駆動周波数を共振周波数に追随させる方法に想到した。しかし、これらの波形が外的要因によって一時的に歪んだとき、駆動周波数が極端な値に設定変更されてしまい、しかも、それが持続する可能性があることが認識された。

本発明は、本発明者の上記課題認識に基づいて完成された発明であり、磁場共振型のワイヤレス給電において、駆動周波数を共振周波数に適切に追随させることを主たる目的とする。

本発明に係るワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、送電制御回路と、給電コイルと、給電コイルと磁気結合し、送電制御回路から供給される交流電力を給電コイルに供給するエキサイトコイルと、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出し、その大きさに応じて位相差指示電圧を生成する位相検出回路と、位相差指示電圧が供給される電圧ラインに接続され、位相差指示電圧を低下させるためのリセット回路と、を備える。送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより、エキサイトコイルに交流電力を供給する。位相検出回路から出力される位相差指示電圧は送電制御回路に入力され、送電制御回路は、位相差が減少するように駆動周波数を調整することにより駆動周波数を共振周波数に追随させる。また、リセット回路は、位相差指示電圧が所定の閾値以上となったとき、位相差指示電圧を低下させる。

本発明に係るワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、給電コイルおよびキャパシタを含み共振周波数にて共振する給電コイル回路と、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出し、その大きさに応じて位相差指示電圧を生成する位相検出回路と、位相差指示電圧が供給される電圧ラインに接続され位相差指示電圧を低下させるためのリセット回路を備える。送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを駆動周波数にて交互に導通させることにより、給電コイルに前記交流電力を供給する。位相検出回路から出力される位相差指示電圧は送電制御回路に入力される。送電制御回路は、位相差指示電圧にしたがって、位相差が減少するように駆動周波数を調整することにより駆動周波数を共振周波数に追随させる。リセット回路は、位相差指示電圧が所定の閾値以上となったとき、位相差指示電圧を低下させる。

送電制御回路の駆動周波数を共振周波数と一致させれば、システム全体としての電力伝送効率が高くなる。交流電力の電流位相と電圧位相を比較することにより位相差を検出し、その位相差が減少するように駆動周波数を調整すれば、共振周波数に駆動周波数を追随させることができる。この結果、電力伝送効率を高い状態に維持しやすくなる。

位相差は位相差指示電圧により指標化される。リセット回路は位相差指示電圧を強制的に低下させることができるため、位相差指示電圧が外的要因により大きな値にロックされても自動的にこれを解除できる。この結果、システムの動作安定性が高くなる。送電制御回路は、位相差指示電圧が大きいほど駆動周波数を高く設定してもよい。この場合には、駆動周波数が共振周波数よりも格段に大きい値に固定される事態が発生しても、リセット回路によりこれを自動的に解除しやすくなる。

位相検出回路から送電制御回路に至る電圧ラインには迂回経路が接続されてもよい。リセット回路は、迂回経路に間挿されるスイッチを導通させることにより、位相差指示電圧を低下させてもよい。位相検出回路の出力端にローパスフィルタを接続してもよい。ローパスフィルタは抵抗器とキャパシタを直列接続した回路であってもよい。そして、抵抗器とキャパシタの中点から引き出される電圧ラインにリセット回路を接続してもよい。

この装置は、交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルを更に備えてもよい。位相検出回路は、検出コイルに流れる誘導電流の位相を計測することにより、交流電力の電流位相を計測してもよい。

交流電力が発生させる磁界により検出コイルに誘導電流を発生させ、その誘導電流から電流位相を計測するため、給電コイルに直接的な計測負荷がかからない。このため、給電コイルの共振特性への影響を抑制しつつ、電圧位相と電流位相の位相差（ずれ）を検出して共振状態が保たれているかを監視できる。検出コイルは、給電コイルを流れる交流電流が発生させる磁界により誘導電流を発生させてもよい。

本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、上述したワイヤレス給電装置と、受電コイルと、受電コイルと磁気結合して、受電コイルが給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルを備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電技術において、駆動周波数を共振周波数にいっそう確実に追随させやすくなる。

第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 駆動周波数と共振周波数が一致するときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 駆動周波数が共振周波数よりも小さい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 位相差指示電圧と駆動周波数の関係を示すグラフである。 給電コイルと受電コイルのコイル間距離と共振周波数の関係を示すグラフである。 出力電力効率と駆動周波数の関係を示すグラフである。 一時的な乱調が発生した場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 リセット回路の回路図である。 第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図の変形例である。 第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図の変形例である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。まず、第１実施形態としてハーフブリッジ型について説明する。次に、第２実施形態としてプッシュプル型について説明する。各実施形態を特に区別しないときには単に「本実施形態」とよぶ。

［第１実施形態：ハーフブリッジ型］
図１は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス給電装置１１６は、基本構成として、送電制御回路２００、エキサイト回路１１０および給電コイル回路１２０を含む。ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０とロード回路１４０を含む。

給電コイル回路１２０が有する給電コイルＬ_２と、受電コイル回路１３０が有する受電コイルＬ_３の間には数ｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３にワイヤレスにて交流電力を送ることである。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、１００ｋＨｚ以下の共振周波数ｆ_ｒにて動作させることを想定したシステムである。本実施形態においては共振周波数ｆ_ｒ＝４４ｋＨｚであるとして説明する。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。

エキサイト回路１１０は、エキサイトコイルＬ_１とトランスＴ２二次コイルＬ_ｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬ_ｉは、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。エキサイトコイルＬ_１の巻き数は１回、コイル導体断面形状は０．６ｍｍ×６．０ｍｍの長方形、エキサイトコイルＬ_１自体の形状は２１０ｍｍ×２１０ｍｍの正方形である。図１では、わかりやすさのため、エキサイトコイルＬ_１を円形に描いている。他のコイルについても同様である。図１に示す各コイルの材質はいずれも銅である。エキサイト回路１１０を流れる電流Ｉ_１は交流であり、同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２が直列接続された回路である。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は互いに向かい合っている。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は電磁気的に強く結合している。給電コイルＬ_２の巻き数は７回、コイル導体断面形状は０．６ｍｍ×６．０ｍｍの長方形、給電コイルＬ_２自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。エキサイトコイルＬ_１に交流電流Ｉ_１を流すと、電磁誘導の原理により給電コイルＬ_２に起電力が発生し、給電コイル回路１２０には交流電流Ｉ_２が流れる。交流電流Ｉ_２は交流電流Ｉ_１よりも格段に大きい。給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆ_ｒが４４ｋＨｚとなるように設定される。

受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ_３とキャパシタＣ_３が直列接続された回路である。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は互いに向かい合っている。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３の距離は、０．２ｍ〜１ｍ程度と比較的長い。受電コイルＬ_３の巻き数は７回、コイル導体断面形状は０．６×６．０ｍｍの長方形、受電コイルＬ_３自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆ_ｒも４４ｋＨｚとなるように、受電コイルＬ_３とキャパシタＣ_３それぞれの値が設定されている。したがって、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は同一形状である必要はない。給電コイルＬ_２が共振周波数ｆ_ｒにて磁界を発生させると、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも大きな電流Ｉ_３が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_２の向きと電流Ｉ_３の向きは逆（逆相）である。

ロード回路１４０は、ロードコイルＬ_４と負荷ＬＤが直列接続された回路である。受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４は電磁的に強く結合している。ロードコイルＬ_４の巻き数は１回、コイル導体断面形状は０．６×６．０ｍｍの長方形、ロードコイルＬ_４自体の形状は３００ｍｍ×３００ｍｍである。受電コイルＬ_３に電流Ｉ_３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に電流Ｉ_４が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_３の向きと電流Ｉ_４の向きは逆（逆相）である。すなわち、電流Ｉ_４は、電流Ｉ_２と同相である。こうして、ワイヤレス給電装置１１６の給電コイルＬ_２から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置１１８の受電コイルＬ_３により受電され、負荷ＬＤから取り出される。

負荷ＬＤを受電コイル回路１３０に直列接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。また、電力伝送効率を高めるためには、給電コイルＬ_２、受電コイルＬ_３およびロードコイルＬ_４の中心線を揃えることが好ましい。

次に、送電制御回路２００の構成を説明する。まず、ゲート駆動用トランスＴ１の一次側にＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）２０２が接続される。ＶＣＯ２０２は、駆動周波数ｆ_ｏの交流電圧Ｖ_ｏを発生させる「オシレータ」として機能する。交流電圧Ｖ_ｏの波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波であるとして説明する。交流電圧Ｖ_ｏにより、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈには正負両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬ_ｈとトランスＴ１二次コイルＬ_ｆ、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬ_ｆとトランスＴ１二次コイルＬ_ｇにも正負の両方向に交互に電流が流れる。

本実施形態におけるＶＣＯ２０２は、モトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニットを利用している。ＶＣＯ２０２は、位相検出回路１５０から出力される位相差指示電圧Ｖ_ｔ１〜Ｖ_ｔ３に基づいて駆動周波数ｆ_ｏを動的に変化させる機能も備える。詳細は後述するが、ＶＣＯ２０２は、「駆動周波数追随回路」としても機能する。

ＶＣＯ２０２の第１１ピンと第１２ピンはそれぞれ抵抗Ｒ_５と抵抗Ｒ_６を介してグランド設置される。また、第６ピンと第７ピンはキャパシタＣ_５を介して接続される。抵抗Ｒ_５、抵抗Ｒ_６、キャパシタＣ_５の設定値により、駆動周波数ｆ_ｏの変更可能範囲を調整できる。本実施形態における駆動周波数ｆ_ｏは、３０〜５０ｋＨｚの範囲で調整されるものとする。位相差指示電圧Ｖ_ｔ３の適正範囲は、１〜４（Ｖ）である。位相差指示電圧Ｖ_ｔ３が大きいほど駆動周波数ｆ_ｏは高くなる。詳細については図４に関連して後述する。

トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの一端は、スイッチングトランジスタＱ_１のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ_１のソースと接続される。トランスＴ１二次コイルＬ_ｇの一端は、別のスイッチングトランジスタＱ_２のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ_２のソースと接続される。ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆ_ｏにて交流電圧Ｖ_ｏを発生させると、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆ_ｏにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は駆動周波数ｆ_ｏにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。

スイッチングトランジスタＱ_１のドレインは、電源Ｖ_ｄｄ１の正極に接続される。電源Ｖ_ｄｄ１の負極は、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂを介してスイッチングトランジスタＱ_１のソースに接続される。電源Ｖ_ｄｄ１の負極の電位は接地電位である。スイッチングトランジスタＱ_２のソースは、電源Ｖ_ｄｄ２の負極に接続される。電源Ｖ_ｄｄ２の正極は、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂを介して、スイッチングトランジスタＱ_２のドレインに接続される。電源Ｖ_ｄｄ２の正極の電位は接地電位である。

スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２とする。ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、Ｉ_ＤＳ２については、同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

スイッチングトランジスタＱ_１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路」とよぶ）は、電源Ｖ_ｄｄ１からスイッチングトランジスタＱ_１、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂを経由して帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ_１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

スイッチングトランジスタＱ_２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路」とよぶ）は、電源Ｖ_ｄｄ２からトランスＴ２一次コイルＬ_ｂ、スイッチングトランジスタＱ_２を経由して帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ_２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

送電制御回路２００においてトランスＴ２一次コイルＬ_ｂを流れる電流を「電流Ｉ_Ｓ」とよぶ。電流Ｉ_Ｓは交流電流であり、第１電流経路を流れるときを正方向、第２電流経路を流れるときを負方向とよぶ。

ＶＣＯ２０２が共振周波数ｆ_ｒと等しい駆動周波数ｆ_ｏにて交流電圧Ｖ_ｏを供給すると、第１電流経路と第２電流経路が共振周波数ｆ_ｒにて交互に切り替わる。共振周波数ｆ_ｒの交流電流Ｉ_ＳがトランスＴ２一次コイルＬ_ｂを流れるため、エキサイト回路１１０にも共振周波数ｆ_ｒにて交流電流Ｉ_１が流れ、更に、給電コイル回路１２０にも共振周波数ｆ_ｒの交流電流Ｉ_２が流れる。給電コイル回路１２０の給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２は共振状態となる。受電コイル回路１３０も共振周波数ｆ_ｒの共振回路であるから、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は磁気的に共振する。このとき、電力伝送効率は最大となる。

共振周波数ｆ_ｒは、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０の使用状態や使用環境によって微妙に変化する。また、給電コイルＬ_２や受電コイル回路１３０を交換した場合にも共振周波数ｆ_ｒは変化する。あるいは、キャパシタＣ_２やキャパシタＣ_３の静電容量を可変とすることにより共振周波数ｆ_ｒを積極的に変化させたい場合もあるかもしれない。このような場合でも、ワイヤレス電力伝送システム１００は、駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒを自動的に一致させることができる。

駆動周波数ｆ_ｏを共振周波数ｆ_ｒに追随させるため、以下の構成を追加する。まず、位相検出回路１５０を設置する。本実施形態における位相検出回路１５０は、ＶＣＯ２０２と同じくモトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニット（Phase Comparator）を利用している。したがって、位相検出回路１５０とＶＣＯ２０２は、ワンチップにて実現可能である。位相検出回路１５０は２つの電圧波形の位相差を検出し、その大きさを示す位相差指示電圧Ｖ_ｔ１を生成する。位相検出回路１５０の２入力の１つは、ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧Ｖ_ｏである。位相検出回路１５０は、交流電圧Ｖ_ｏの入力により電圧波形を取得する。

なお、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈの両端に抵抗を並列接続し、交流電圧Ｖ_ｏを分圧して位相検出回路１５０の入力としてもよい。分圧により、ＶＣＯ２０２の発生させる交流電圧Ｖ_ｏが大きい場合でも、扱いやすい電圧に降圧できる。ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１、Ｖ_ＤＳ２や、ソース・ゲート電圧Ｖ_ＧＳ１、Ｖ_ＧＳ２などから電圧位相を計測してもよい。

給電コイルＬ_２の側には、検出コイルＬ_ＳＳが設置される。検出コイルＬ_ＳＳは、貫通孔を有するコア１５４（トロイダルコア）にＮ_Ｓ回巻き付けられたコイルである。コア１５４の材質はフェライト、珪素鋼板、パーマロイ（permalloy）等の既知材料である。本実施形態における検出コイルＬ_ＳＳの巻き数Ｎ_Ｓは１００回である。

給電コイル回路１２０の電流経路の一部もコア１５４の貫通孔を貫通している。これは、コア１５４に対する給電コイル回路１２０の巻き数Ｎ_Ｐが１回であることを意味する。このような構成により、検出コイルＬ_ＳＳと給電コイルＬ_２は結合トランスを形成する。給電コイルＬ_２の交流電流Ｉ_２が発生させる交流磁界により、検出コイルＬ_ＳＳには同相の誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。等アンペア・ターンの法則により、誘導電流Ｉ_ＳＳの大きさは、Ｉ_２・（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）となる。

検出コイルＬ_ＳＳの両端には抵抗Ｒ_４が接続される。抵抗Ｒ_４の一端Ｂは接地され、他端Ａの電位Ｖ_ｑ１はコンパレータ１４２を介して位相検出回路１５０に接続される。

電位Ｖ_ｑ１は、コンパレータ１４２によって２値化される。詳細については次の図２に関連して後述するが、コンパレータ１４２は、電位Ｖ_ｑ１が所定の閾値、たとえば、０．１（Ｖ）より大きくなると飽和電圧Ｖ_ｑ２＝５（Ｖ）を出力する増幅器である。このため、電位Ｖ_ｑ１がアナログ波形となる場合でも、コンパレータ１４２によって電位Ｖ_ｑ１をデジタル波形の電圧Ｖ_ｑ２に変換される。なお、飽和電圧Ｖ_ｑ２の負成分は、ダイオード１４４によりカットしている。交流電圧Ｖ_ｏが矩形波でなく、正弦波等のアナログ波形にて交流電圧を発生させる場合にはＶＣＯ２０２から位相検出回路１５０に至る経路にもコンパレータを間挿すればよい。

位相検出回路１５０は、電位Ｖ_ｑ２の電圧波形（デジタル波形）に基づいて、交流電力の電流位相を計測する。電流Ｉ_２と誘導電流Ｉ_ＳＳは同相であり、誘導電流Ｉ_ＳＳと電位Ｖ_ｑ２（電位Ｖ_ｑ１）は同相である。送電制御回路２００を流れる交流電流Ｉ_Ｓは電流Ｉ_２と同相であるから、電位Ｖ_ｑ２の電圧波形により電流波形を計測できる。位相検出回路１５０は、交流電圧Ｖ_ｏの電圧波形から電圧位相、電位Ｖ_ｑ２の電圧波形から電流位相を取得することにより、電圧位相と電流位相の位相差ｔ_ｄを検出する。駆動周波数ｆ_ｏ＝共振周波数ｆ_ｒであれば、位相差ｔ_ｄ＝０となる。位相検出回路１５０は、位相差ｔ_ｄに応じて位相差指示電圧Ｖ_ｔ１を出力する。

位相検出回路１５０の出力端には、ローパスフィルタ１５２が接続される。ローパスフィルタ１５２は、抵抗Ｒ_７とキャパシタＣ_６が直列接続された回路であり、位相差指示電圧Ｖ_ｔ１の高周波数成分をカットする。抵抗Ｒ_７とキャパシタＣ_６から、高周波成分をカットした後の位相差指示電圧Ｖ_ｔ２が取り出される。

通常、位相差指示電圧Ｖ_ｔ２はそのままＶＣＯ２０２の入力電圧Ｖ_ｔ３となる。ＶＣＯ２０２は、位相差指示電圧Ｖ_ｔ３に応じて駆動周波数ｆ_ｏを変化させることにより、共振周波数ｆ_ｒに駆動周波数ｆ_ｏを追随させる。より具体的には、ＶＣＯ２０２は交流電圧Ｖ_ｏのパルス幅を変化させることにより、駆動周波数ｆ_ｏを変化させる。

ローパスフィルタ１５２からＶＣＯ２０２に至る電源ライン１０４には、リセット回路１０２が接続され、迂回経路１０６が形成される。本実施形態におけるリセット回路１０２は、ＰＵＴ（Programable Unijunction Transistor）である。リセット回路１０２は、位相差指示電圧Ｖ_ｔ２が所定の閾値を超えるとき、位相差指示電圧Ｖ_ｔ２を強制的に低下させる。通常動作時においてはリセット回路１０２は作用せず、位相差指示電圧Ｖ_ｔ２と、ＶＣＯ２０２に実際に入力される位相差指示電圧Ｖ_ｔ３は同一である。リセット回路１０２の詳細およびその設置理由については、図７以降に関連して後述する。

図２は、駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒが一致するときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオン、スイッチングトランジスタＱ_２がオフとなる期間である。時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオフ、スイッチングトランジスタＱ_２がオンとなる期間、時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオン、スイッチングトランジスタＱ_２がオフとなる期間、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオフ、スイッチングトランジスタＱ_２がオンとなる期間であるとする。

スイッチングトランジスタＱ_１のゲート・ソース電圧Ｖ_ＧＳ１が所定の閾値Ｖｘを超えたとき、スイッチングトランジスタＱ_１は飽和状態となる。したがって、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ_０にスイッチングトランジスタＱ_１がオン（導通）となると、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が流れ始める。いいかえれば、正方向（第１電流経路）に電流Ｉ_Ｓが流れ始める。給電コイル回路１２０にも、電流Ｉ_Ｓと同相の電流Ｉ_２が流れ始める。

電位Ｖ_ｑ１は、電流Ｉ_２（電流Ｉ_Ｓ）に同期して変化する。コンパレータ１４２とダイオード１４４により、アナログ波形の電位Ｖ_ｑ１は、デジタル波形の電圧Ｖ_ｑ２に変換される。

第２期間の開始タイミングである時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフ（非導通）となると、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は流れなくなる。代わりに、スイッチングトランジスタＱ_２がオン（導通）となり、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２が流れはじめる。すなわち、負方向（第２電流経路）に電流Ｉ_Ｓが流れ始める。

電位Ｖ_ｑ１の電圧波形を観察することにより、電流Ｉ_Ｓ（ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、Ｉ_ＤＳ２）の電流位相を計測できる。第３期間、第４期間以降は、第１期間、第２期間と同様の波形を繰り返す。

位相検出回路１５０は、電圧Ｖ_ｏの立ち上がりエッジ時刻ｔ_０と、電圧Ｖ_ｑ２の立ち上がりエッジ時刻ｔ_ｏを比較し、位相差ｔ_ｄを求める。図２の場合は両者が一致しているため、位相差ｔ_ｄ＝０である。すなわち、駆動周波数ｆ_ｏは共振周波数ｆ_ｒと一致している。このとき、位相検出回路１５０は位相差指示電圧Ｖ_ｔ１を変化させない。

コンパレータ１４２等により、電位Ｖ_ｑ１をデジタル波形に変換（整形）することにより、位相検出回路１５０は位相差ｔ_ｄを検出しやすくなる。もちろん、位相検出回路１５０は、電位Ｖ_ｏと電位Ｖ_ｑ１を直接比較して位相差ｔ_ｄを検出してもよい。

特許文献２のように、給電コイルＬ_２に流れる電流Ｉ_Ｓを計測対象とすると、給電コイルＬ_２に新たな負荷がかかり、共振回路のインピーダンスＺが変化するため、Ｑ値が悪化してしまう。共振している給電コイルＬ_２の電流経路に位相検出回路１５０を直接接続するのは、音叉を触りながらその振動を測定するようなものである。ワイヤレス電力伝送システム１００では、給電コイルＬ_２が発生させる交流磁界を利用して検出コイルＬ_ＳＳに誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させることにより、電流位相を計測している。給電コイル回路１２０に計測負荷をかけない構成であることから、Ｑ値への影響を抑制しつつ電流位相を計測できる。

なお、給電コイルＬ_２に限らず、受電コイルＬ_３やロードコイルＬ_４などを一次コイルとして結合トランスを形成し、検出コイルＬ_ＳＳに誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させてもよい。本発明者の実験により、給電コイル回路１２０を対象として検出コイルＬ_ＳＳを設置したときにもっとも良好に動作することが見いだされた。

図３は、駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒよりも小さい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒよりも小さい場合、給電コイル回路１２０（ＬＣ共振回路）のインピーダンスＺに容量性リアクタンス成分が現れ、電流Ｉ_Ｓの電流位相は電圧位相に対して進む。電流Ｉ_Ｓは時刻ｔ_ｏよりも早い時刻ｔ_５から流れ始める。上述のように、電流Ｉ_Ｓと電位Ｖ_ｑ１は同相であるから、電位Ｖ_ｏと電位Ｖ_ｑ１の電圧波形を比較すれば、供給電力における電流位相と電圧位相の位相差ｔ_ｄを検出できる。

図２に示したように、駆動周波数ｆ_ｏ＝共振周波数ｆ_ｒのときには、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ_０から電流Ｉ_Ｓが流れ始め電位Ｖ_ｑ１＞０となる。この場合には、位相差ｔ_ｄ＝０である。駆動周波数ｆ_ｏ＜共振周波数ｆ_ｒの場合、電流Ｉ_Ｓは時刻ｔ_０よりも早い時刻ｔ_５から流れ始めＶ_ｑ１＞０となるため、位相差ｔ_ｄ＝ｔ_０−ｔ_５＞０となる。駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒがずれると、出力電力効率が悪化し、電流Ｉ_Ｓや電圧Ｖ_ｑ１の振幅は共振時に比べて小さくなる。

駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒよりも大きい場合には、給電コイル回路１２０のインピーダンスＺに誘導性リアクタンス成分が現れ、電流Ｉ_Ｓの電流位相は電圧位相に対して遅れる。この場合には、位相差ｔ_ｄ＜０となる。

図４は、位相差指示電圧Ｖ_ｔ２と駆動周波数ｆ_ｏの関係を示すグラフである。図４に示す関係は、ＶＣＯ２０２において設定されている。ここでは、リセット回路１０２は機能せず、位相差指示電圧Ｖ_ｔ２はそのままＶＣＯ２０２の入力電圧Ｖ_ｔ３になるものとして説明する。

位相差ｔ_ｄの大きさは、共振周波数ｆ_ｒの変化量に比例する。そこで、位相検出回路１５０は、位相差ｔ_ｄに応じて位相差指示電圧Ｖ_ｔ２の変化量を決定し、ＶＣＯ２０２は位相差指示電圧Ｖ_ｔ２に応じて駆動周波数ｆ_ｏを決定する。駆動周波数ｆ_ｏの設定可能範囲は、ＶＣＯ２０２に接続される抵抗Ｒ_５、Ｒ_６、キャパシタＣ_５の時定数によって決定される。本実施形態においては、３０〜５０ｋＨｚの範囲に設定される。共振周波数ｆ_ｒ＝４４ｋＨｚである。

まず、初期状態では共振周波数ｆ_ｒ＝４４ｋＨｚなので、駆動周波数ｆ_ｏ＝４４ｋＨｚに設定される。対応する位相差指示電圧Ｖ_ｔ２は２．７（Ｖ）であるとする。図２に示したように、共振周波数ｆ_ｒ＝駆動周波数ｆ_ｏ＝４４ｋＨｚであれば、位相差指示電圧Ｖ_ｔ２は常に２．７（Ｖ）である。

共振周波数ｆ_ｒが４４ｋＨｚから３８ｋＨｚに変化した場合を想定する。駆動周波数ｆ_ｏ（＝４４ｋＨｚ）＞共振周波数ｆ_ｏ（＝３８ｋＨｚ）となるため、位相差ｔ_ｄ＜０となる。位相差ｔ_ｄは、共振周波数ｆ_ｒの変化量（−６ｋＨｚ）に比例する。位相検出回路１５０は、位相差ｔ_ｄに応じて位相差指示電圧Ｖ_ｔ１の変化量を決定する。上記設例では、位相検出回路１５０は位相差指示電圧Ｖ_ｔ１（位相差指示電圧Ｖ_ｔ２）の変化量を−０．７（Ｖ）とし、新たな位相差指示電圧Ｖ_ｔ１＝２（Ｖ）を出力する。ＶＣＯ２０２は、図４のグラフに示す関係にしたがって、位相差指示電圧Ｖ_ｔ１（Ｖ_ｔ２、Ｖ_ｔ３）＝２（Ｖ）に対応する駆動周波数ｆ_ｏ＝３８ｋＨｚを出力する。このような処理により、共振周波数ｆ_ｒが変化しても駆動周波数ｆ_ｏを自動的に追随させることができる。

図５は、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３のコイル間距離と共振周波数ｆ_ｒの関係を示すグラフである。本発明者の実験によれば、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３のコイル間距離が２００ｍｍ以上のときには共振周波数ｆ_ｒは４４ｋＨｚに安定するが、両コイルを２００ｍｍ以内に近づけると共振周波数ｆ_ｒが低下し始めることが発見された。本実施形態においては、１５０ｍｍで４２．８ｋＨｚ、１００ｍｍで４１．４ｋＨｚ、５０ｍｍで３９．８ｋＨｚとなり、距離ゼロの場合には３７．２ｋＨｚにて共振する。すなわち、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３が十分に離れているときにはそのコイル間距離に関わらず共振周波数ｆ_ｒは一定値に安定するが、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３がある程度近づくと共振周波数ｆ_ｒは低下する。共振周波数ｆ_ｒのコイル間距離に対する依存性が見いだされた。

図６は、出力電力効率と駆動周波数ｆ_ｏの関係を示すグラフである。出力電力効率とは、給電コイルＬ_２から実際に給電される電力の最大出力値に対する割合を示す。駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒと一致するときには、電流位相と電圧位相の差がゼロとなり、電力伝送効率が最大となるので、出力電力効率＝１００（％）となる。出力電力効率は、負荷ＬＤから取り出される電力の大きさによって計測できる。

コイル間距離が２００ｍｍのときには、駆動周波数ｆ_ｏ＝４４ｋＨｚにて出力電力効率が最大となっている。また、コイル間距離が０ｍｍのときには、駆動周波数ｆ_ｏ＝３７．２ｋＨｚにて出力電力効率が最大となっている。

このようにコイル間距離を小さくしたときにも共振周波数ｆ_ｒは変化する。この場合においても、ワイヤレス電力伝送システム１００は駆動周波数ｆ_ｏを共振周波数ｆ_ｒに追随させることができる。たとえば、ＥＶ車の車両下部に埋め込まれる受電コイルと、地中に埋め込まれる給電コイルのコイル間距離は、車両の種類によってさまざまであるから共振周波数ｆ_ｒも車両ごとに異なるかもしれない。ワイヤレス電力伝送システム１００によれば出力電力効率が最大となるように駆動周波数ｆ_ｏを自動的に調整できるため、車両の種類に関わらず最高の効率にてワイヤレス給電が可能となる。

図７は、一時的な乱調が発生した場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３の間を鉄片などの異物が通過すると、一時的にシステムが乱調することがある。図７においては、第１期間および第２期間中の時刻ｔ_６まで駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒは一致しているが、時刻ｔ_６に乱調が発生している。このとき、給電コイル回路１２０を流れる電流Ｉ_２、電流Ｉ_２に同期する電位Ｖ_ｑ１の波形は一時的に乱高下する。コンパレータ１４２によってこれらの波形のゆがみはパルス波として整形され、位相検出回路１５０に伝達されることになる。

位相検出回路１５０は、この乱調時の電位Ｖ_ｑ１に基づいて位相差ｔ_ｄを誤検出し、位相差指示電圧Ｖ_ｔ１を変化させる。本発明者の実験によれば、乱調発生時において、位相差指示電圧Ｖ_ｔ１は出力可能な最大値にほぼ確実に設定されることが見いだされた。本実施形態における位相差指示電圧Ｖ_ｔ１の最大値は５（Ｖ）である。

図４のグラフから明らかなように、ＶＣＯ２０２に位相差指示電圧Ｖ_ｔ３＝５（Ｖ）が入力されると、駆動周波数ｆ_ｏは６０ｋＨｚ近くに設定される。実際の共振周波数ｆ_ｒ＝４４ｋＨｚのままであるから、駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒは急激に乖離することになる。駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒが瞬間的に乖離すると、乱調が収束した時刻ｔ_７以降においても駆動周波数ｆ_ｏを適切な値に戻せなくなってしまうことがある。実験の結果、時刻ｔ_７以降において位相差指示電圧Ｖ_ｔ１は最大値５（Ｖ）に固定されてしまい、以後、駆動周波数追随機能が適切に機能しなくなる現象が発見された。

このような新たに見いだされた現象に対処するため、ワイヤレス電力伝送システム１００にはリセット回路１０２が設置される。

図８は、リセット回路１０２の回路図である。リセット回路１０２は、抵抗Ｒ_１〜Ｒ_３およびサイリスタ１１２を含む。ローパスフィルタ１５２から引き出される電源ライン１０４には、リセット回路１０２によって迂回経路１０６が形成される。迂回経路１０６は、電源ライン１０４側から抵抗Ｒ_１、サイリスタ１１２を経由して接地される。

サイリスタ１１２のゲートＧには、電源電圧Ｖ_ＣＣを抵抗Ｒ_２、Ｒ_３により分圧したゲート電圧ＶＧが印加される。ゲート電圧ＶＧは一定値である。サイリスタ１１２のアノードＡは抵抗Ｒ_１側、カソードＫは、グランド側となる。位相差指示電圧Ｖ_ｔ２を抵抗Ｒ_１により電圧降下することにより、サイリスタ１１２にアノード電位ＶＡが印加される。

通常、アノード電位ＶＡ≦ゲート電位ＶＧである。このとき、サイリスタ１１２のアノード・カソード間はオフ（非導通）となる。したがって、迂回経路１０６に電流が流れ込むことはないため、ローパスフィルタ１５２を通過した位相差指示電圧Ｖ_ｔ２と、ＶＣＯ２０２に実際に入力される位相差指示電圧Ｖ_ｔ３は同一である。

乱調時のように位相差指示電圧Ｖ_ｔ２が所定値、たとえば、４（Ｖ）よりも大きくなると、アノード電位ＶＡ＞ゲート電位ＶＧとなる。この場合には、サイリスタ１１２のアノード・カソード間がオン（導通）となる。電源ライン１０４を流れる電流は迂回経路１０６に流れ込むため、電源ライン１０４の電位（位相差指示電圧Ｖ_ｔ２）が急降下する。本実施形態においては、たとえば、１．０（Ｖ）まで電圧降下させる。この場合、ＶＣＯ２０２に入力される位相差指示電圧Ｖ_ｔ３＝１．０（Ｖ）となるから、図４の関係にしたがい駆動周波数ｆ_ｏは最低値の３０ｋＨｚに強制的に設定される。これを「リセット」とよぶ。

いったん駆動周波数ｆ_ｏを低周波数にしてやれば、位相検出回路１５０およびＶＣＯ２０２の駆動周波数調整機能が再機能し、駆動周波数ｆ_ｏは再び共振周波数ｆ_ｒと一致する。ＶＣＯ２０２は、交流電圧Ｖ_ｏのパルス変化の頻度を徐々に高めることにより駆動周波数ｆ_ｏを上昇させる。すなわち、駆動周波数ｆ_ｏは、最低値３０ｋＨｚから最大値５０ｋＨｚに向かってスイープするため、このスイープ過程において駆動周波数ｆ_ｏ＝共振周波数ｆ_ｒ＝４４ｋＨｚに設定できる。

まとめると、駆動周波数ｆ_ｏが何らかの外的要因によって高周波数に設定されたときには、駆動周波数ｆ_ｏを共振周波数ｆ_ｒに再一致させるのが難しくなることが実験によって明らかになった。この場合には、リセット回路１０２により駆動周波数ｆ_ｏを低周波数に強制的に設定してやれば、駆動周波数ｆ_ｏを共振周波数ｆ_ｒに再一致させやすい。リセット回路１０２を設けることにより突発的な不具合にも対応しやすくなるため、ワイヤレス電力伝送システム１００としての動作安定性がいっそう高まることが実証された。

図９は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図の変形例である。変形例におけるワイヤレス電力伝送システム１００では、送電制御回路２００がエキサイト回路１１０を介さずに、直接、給電コイル回路１２０を駆動する。図１と同一の符号を付した構成は、図１で説明した構成と同一または同様の機能を有する。

変形例における給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ_２、キャパシタＣ_２にトランスＴ２二次コイルＬ_ｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬ_ｉは、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。このように、エキサイト回路１１０を介さず、送電制御回路２００から給電コイル回路１２０に直接交流電力を供給してもよい。

［第２実施形態：プッシュプル型］
図１０は、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１０８のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１０８は、ワイヤレス給電装置１５６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス給電装置１５６は、基本構成として、送電制御回路２０４、エキサイト回路１１０および給電コイル回路１２０を含む。給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０の間には数ｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１０８の主目的も、給電コイル回路１２０から受電コイル回路１３０に電力を送ることである。図１や図８と同一の符号を付した構成は、既に説明した構成と同一または同様の機能を有する。

エキサイト回路１１０は、エキサイトコイルＬ_１とトランスＴ２二次コイルＬ_ｉが直列接続された回路である。エキサイト回路１１０は、送電制御回路２０４からトランスＴ２二次コイルＬ_ｉを介して交流電力を供給される。トランスＴ２二次コイルＬ_ｉは、送電制御回路２０４のトランスＴ２一次コイルＬ_ｄおよびトランスＴ２一次コイルＬ_ｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により交流電力を供給される。エキサイトコイルＬ_１の巻き数は１回、コイル導体断面形状は０．６ｍｍ×６．０ｍｍの長方形、エキサイトコイルＬ_１自体の形状は２１０ｍｍ×２１０ｍｍの正方形である。エキサイト回路１１０を流れる電流Ｉ_１は交流であり、同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

給電コイル回路１２０は、第１実施形態に示した給電コイル回路１２０の構成と同様であり、共振周波数ｆ_ｒ＝４４ｋＨｚで共振する回路である。受電コイル回路１３０とロード回路１４０の構成も、第１実施形態に示した構成と同様である。

送電制御回路２０４は、駆動周波数ｆ_ｏにて動作するプッシュプル型の回路であり、図１０に示すように上下対称形である。エキサイト回路１１０は、駆動周波数ｆ_ｏの交流電力を送電制御回路２０４から供給される。この場合、エキサイト回路１１０、給電コイル回路１２０、受電コイル回路１３０およびロード回路１４０には、駆動周波数ｆ_ｏの電流Ｉ_１〜Ｉ_４が流れる。駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒが一致するとき、すなわち、駆動周波数ｆ_ｏ＝４４ｋＨｚとなるとき、給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０が磁場共振するため、電力伝送効率は最大となる。

送電制御回路２０４に含まれるゲート駆動用トランスＴ１の一次側には、ＶＣＯ２０２が接続される。ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧Ｖ_ｏにより、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬ_ｈとトランスＴ１二次コイルＬ_ｆ、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇとトランスＴ１一次コイルＬ_ｈにも正負の両方向に交互に電流が流れる。

トランスＴ１の二次コイルは中点接地される。すなわち、トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの一端とトランスＴ１二次コイルＬ_ｇの一端は互いに接続され、そのまま接地される。トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの他端は、スイッチングトランジスタＱ_１のゲートと接続され、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇの他端は、別のスイッチングトランジスタＱ_２のゲートと接続される。スイッチングトランジスタＱ_１のソースとスイッチングトランジスタＱ_２のソースも接地されている。したがって、オシレータ２０２が駆動周波数ｆ_ｏにて交流電圧を発生させると、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆ_ｏにて交互に印加される。すなわち、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は駆動周波数ｆ_ｏにて交互にオン・オフする。

スイッチングトランジスタＱ_１のドレインは、トランスＴ２一次コイルＬ_ｄと直列接続される。同様に、スイッチングトランジスタＱ_２のドレインは、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂと直列接続される。トランスＴ２一次コイルＬ_ｄとトランスＴ２一次コイルＬ_ｃの接続点には、平滑用のインダクタＬ_ａが接続され、さらに、電源Ｖ_ｄｄが接続される。また、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ１が並列接続され、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ２が並列接続される。

キャパシタＣ_Ｑ１はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形を整形し、キャパシタＣ_Ｑ２はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２の電圧波形を整形するために挿入される。キャパシタＣ_Ｑ１、Ｃ_Ｑ２を省略しても、送電制御回路２０４によるワイヤレス給電は可能である。特に、駆動周波数ｆ_ｏが低い場合には、これらのキャパシタを省略しても電力伝送効率を維持しやすい。

エキサイト回路１１０の入力インピーダンスは５０（Ω）である。また、送電制御回路２０４の出力インピーダンスがこの入力インピーダンス５０（Ω）と等しくなるようにトランスＴ２一次コイルＬ_ｂおよびトランスＴ２一次コイルＬ_ｄの巻き数を設定している。送電制御回路２０４の出力インピーダンスとエキサイト回路１１０の入力インピーダンスが一致するとき、送電制御回路２０４の出力は最大となる。

スイッチングトランジスタＱ_１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(第１電流経路）は、電源Ｖ_ｄｄから平滑用のインダクタＬ_ａ、トランスＴ２一次コイルＬ_ｄ、スイッチングトランジスタＱ_１を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ_１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

スイッチングトランジスタＱ_２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(第２電流経路）は、電源Ｖ_ｄｄから平滑用のインダクタＬ_ａ、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂ、スイッチングトランジスタＱ_２を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ_２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

ＶＣＯ２０２が共振周波数ｆ_ｒにて交流電圧Ｖ_ｏを供給すると、第１電流経路と第２電流経路が共振周波数ｆ_ｒにて交互に切り替わる。エキサイト回路１１０には共振周波数ｆ_ｒにて交流電流Ｉ_１が流れ、給電コイル回路１２０にも共振周波数ｆ_ｒの交流電流Ｉ_２が流れる。給電コイル回路１２０の給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２は共振状態となる。受電コイル回路１３０も共振周波数ｆ_ｒの共振回路であるから、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は磁気的に共振する。このとき、電力伝送効率は最大となる。

ワイヤレス電力伝送システム１０８においても、電位Ｖ_ｏから電圧位相を計測する。第２実施形態では、給電コイル回路１２０の側に検出コイルＬ_ＳＳを設置し、給電コイル回路１２０の一部と検出コイルＬ_ＳＳにより結合トランスを形成する。交流電流Ｉ_２が発生させる磁界により、検出コイルＬ_ＳＳには誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。この誘導電流Ｉ_ＳＳに基づいて第１実施形態と同様の方法にて電流位相を計測する。電流位相と電圧位相の位相差ｔ_ｄを位相検出回路１５０にて検出し、位相差指示電圧Ｖ_ｔ１を生成し、ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆ_ｏを調整することにより、共振状態を維持する。

給電コイル回路１２０に限らず、エキサイト回路１１０、受電コイル回路１３０、ロード回路１４０などを一次コイル側として結合トランスを形成し、検出コイルＬ_ＳＳに誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させてもよい。

図１１は、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１０８のシステム構成図の変形例である。変形例におけるワイヤレス電力伝送システム１０８では、送電制御回路２０４がエキサイト回路１１０を介さずに、直接、給電コイル回路１２０を駆動する。図１０と同一の符号を付した構成は、図１０で説明した構成と同一または同様の機能を有する。

変形例における給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ_２、キャパシタＣ_２にトランスＴ２二次コイルＬ_ｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬ_ｉは、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂ、Ｌ_ｄと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。このように、エキサイト回路１１０を介さず、送電制御回路２００から給電コイル回路１２０に直接交流電力を供給してもよい。

第２実施形態においても、第１実施形態と同様、位相差指示電圧Ｖ_ｔ２が最大値にロックした場合でも、リセット回路１０２によりこれを解除できる。

以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００、１０８を説明した。エキサイトコイルＬ_１、給電コイルＬ_２、受電コイルＬ_３、ロードコイルＬ_４は、いずれも同一の共振周波数ｆ_ｒにて共振するため、これらのコイルになんらかの負荷を接続するとＱ値が敏感に反応してしまう。本実施形態においては、送受電対象となる交流電力自体を計測対象とするのではなく、送受電時に発生する交流磁界により誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させることにより、電流位相を計測している。このため、システムの共振特性（Ｑ値）に対する計測の影響を抑制しやすい。

磁場共振型のワイヤレス給電の場合、共振周波数ｆ_ｒと駆動周波数ｆ_ｏの一致度が電力伝送効率に大きく影響する。位相検出回路１５０やＶＣＯ２０２等を設ければ、共振周波数ｆ_ｒが変化しても駆動周波数ｆ_ｏを自動的に追随させることができるため、使用条件が変化しても、電力伝送効率を最大値に維持しやすくなる。

また、一時的な乱調により駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒが瞬間的に乖離したとしても、リセット回路１０２により駆動周波数ｆ_ｏを低周波数に強制設定できる。このため、駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒの乖離をいっそう解消しやすくなる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１００、１０８ ワイヤレス電力伝送システム、１０２ リセット回路、１０４ 電源ライン、１０６ 迂回経路、１１０ エキサイト回路、１１２ サイリスタ、１１６、１５６ ワイヤレス給電装置、１１８ ワイヤレス受電装置、１２０ 給電コイル回路、１３０ 受電コイル回路、１４０ ロード回路、１４２ コンパレータ、１４４ ダイオード、１５０ 位相検出回路、１５２ ローパスフィルタ、１５４ コア、２００、２０４ 送電制御回路、２０２ ＶＣＯ、Ｌ_ＳＳ 検出コイル、Ｌ_１ エキサイトコイル、Ｌ_２ 給電コイル、Ｌ_３ 受電コイル、Ｌ_４ ロードコイル、ＬＤ 負荷、Ｑ_１、Ｑ_２ スイッチングトランジスタ。

Claims (9)

1. 給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
   送電制御回路と、
   前記給電コイルと、
   前記給電コイルと磁気結合し、前記送電制御回路から供給される交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイルと、
   前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出し、その大きさに応じて位相差指示電圧を生成する位相検出回路と、
   前記位相差指示電圧が供給される電圧ラインに接続され、前記位相差指示電圧を低下させるためのリセット回路と、を備え、
   前記送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを駆動周波数にて交互に導通させることにより、前記エキサイトコイルに前記交流電力を供給し、
   前記位相検出回路から出力される位相差指示電圧は前記送電制御回路に入力され、
   前記送電制御回路は、前記位相差指示電圧にしたがって、前記位相差が減少するように駆動周波数を調整することにより前記駆動周波数を前記共振周波数に追随させ、
   前記リセット回路は、前記位相差指示電圧が所定の閾値以上となったとき、前記位相差指示電圧を低下させることを特徴とするワイヤレス給電装置。
2. 給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
   前記給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する送電制御回路と、
   前記給電コイルおよびキャパシタを含み、前記共振周波数にて共振する給電コイル回路と、
   前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出し、その大きさに応じて位相差指示電圧を生成する位相検出回路と、
   前記位相差指示電圧が供給される電圧ラインに接続され、前記位相差指示電圧を低下させるためのリセット回路と、を備え、
   前記送電制御回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを前記駆動周波数にて交互に導通させることにより、前記給電コイルに前記交流電力を供給し、
   前記位相検出回路から出力される位相差指示電圧は前記送電制御回路に入力され、
   前記送電制御回路は、前記位相差指示電圧にしたがって、前記位相差が減少するように前記駆動周波数を調整することにより前記駆動周波数を前記共振周波数に追随させ、
   前記リセット回路は、前記位相差指示電圧が所定の閾値以上となったとき、前記位相差指示電圧を低下させることを特徴とするワイヤレス給電装置。
3. 前記位相検出回路から前記送電制御回路に至る電圧ラインには迂回経路が接続されており、
   前記リセット回路は、前記迂回経路に間挿されるスイッチを導通させることにより、前記位相差指示電圧を低下させることを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス給電装置。
4. 前記送電制御回路は、前記位相差指示電圧が大きいほど前記駆動周波数を高くすることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
5. 前記位相検出回路の出力端にローパスフィルタを接続したことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
6. 前記ローパスフィルタは抵抗器とキャパシタを直列接続した回路であって、前記抵抗器と前記キャパシタの中点から引き出される電圧ラインに前記リセット回路を接続したことを特徴とする請求項５に記載のワイヤレス給電装置。
7. 前記交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルを更に備え、
   前記位相検出回路は、前記検出コイルに流れる前記誘導電流の位相を計測することにより、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
8. 前記検出コイルは、前記給電コイルを流れる交流電流が発生させる磁界により前記誘導電流を発生させるコイルであることを特徴とする請求項７に記載のワイヤレス給電装置。
9. 請求項１から８のいずれかに記載のワイヤレス給電装置と、
   前記受電コイルと、
   前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。

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