JP2011089873A - インピーダンス整合器及び該インピーダンス整合器を備えたインピーダンス測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】プラズマ（負荷）インピーダンスを高精度で測定することができるインピーダンス測定装置を提供する。
【解決手段】インピーダンス整合器１は、複数の可変コンデンサ１ａと、自己の等価回路の回路形及び回路定数のデータを格納した不揮発性メモリ２を備える。インピーダンス測定装置は、インピーダンス整合器１と、高周波電源９及びインピーダンス整合器の入力端３の間に配置され、入力端から見て負荷１０側の回路のインピーダンスを入力インピーダンスとして検出する入力インピーダンス検出手段１２と、可変コンデンサの容量を検出する容量検出手段１１と、不揮発性メモリから読み出したデータと、入力インピーダンスの検出値と、可変コンデンサの容量の検出値とから、負荷のインピーダンスを算出する負荷インピーダンス算出手段１３とを備える。
【選択図】図５

Description

本発明は、複数の可変インピーダンス素子を有し、高周波電源と高周波電源から電力供給を受ける負荷との間に接続されるインピーダンス整合器、及び当該インピーダンス整合器を備え、高周波電源から電力供給を受ける負荷のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置に関する。

半導体製造工程や液晶ディスプレイ製造工程等においては、エッチング、薄膜形成及びスパッタリング等のプラズマ処理を行うためにプラズマ処理装置が使用される。この種のプラズマ処理装置は、高周波電源から高周波電力の供給を受け、高周波によるプラズマをプラズマチャンバ内に発生させて、被処理物を処理するようになっている。

これらのプラズマ処理装置においては、プラズマチャンバーの処理条件（チャンバの高周波特性やプラズマ状態等）が、処理対象物の種類や形状、処理ガスの種類、ガス圧やガス温度、チャンバ構造及び供給電力等の影響を受けて時々刻々と変化する。したがって、プラズマ処理を安定に行うためには、プラズマチャンバの処理条件を一定に維持することが非常に重要である。

このため、従来技術においては、プラズマインピーダンスを測定し、その測定値からプラズマ処理に必要な情報を取出し、それをフィードバックすることによってプラズマチャンバの処理条件を最適化することがなされている。

この場合、例えば、プラズマチャンバの入力端において、プラズマインピーダンスを直接測定することが考えられる。この方法によれば、プラズマに印加されている電圧及び電流を測定しなければならないが、この場合の電圧値及び電流値は大きく変動するので、測定可能範囲を予め限定して測定装置を設計することが難しい。したがって、測定装置が複雑かつ大掛かりなものになり、高価なものになってしまう。

そこで、高周波電源とプラズマ処理装置（プラズマ負荷）との間にインピーダンス自動整合器を挿入しておき、インピーダンス自動整合器の入力端に、高周波電流の絶対値を検出する入力電流検出手段と、高周波電圧の絶対値を検出する入力電圧検出手段と、高周波電流と高周波電圧との位相差を検出する位相差検出手段とを設け、さらに、該入力端における、高周波電流の絶対値と、高周波電圧の絶対値と、高周波電流及び高周波電圧の位相差とから、該入力端からプラズマ負荷側の回路のインピーダンスを入力インピーダンスとして演算する入力インピーダンス演算手段と、インピーダンス自動整合器の該入力端及び出力端間の回路定数と、入力インピーダンスとから、インピーダンス自動整合器の出力端からプラズマ負荷側の回路のインピーダンスを負荷回路側インピーダンスとして演算する負荷回路側インピーダンス演算手段とを設けたインピーダンス測定装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

そして、このインピーダンス測定装置によれば、高周波電源及びプラズマ負荷間においてインピーダンスの整合をとりつつ、プラズマに印加されている電圧値及び電流値を測定するので、測定可能範囲を予め限定して装置設計をすることができるので、装置の構造を簡素化し、コストの低減を図ることができる。

しかしながら、この従来のインピーダンス測定装置においては、インピーダンス自動整合器が有する寄生容量、寄生インダクタンス及び寄生抵抗が無視されており、その結果、負荷回路側インピーダンス演算手段の演算精度があまり良くなく、高精度でインピーダンスの測定を行うことができないという問題を生じていた。

特開平４−３６８７９９号公報

したがって、本発明の課題は、プラズマ（負荷）インピーダンスを高精度で測定することができるインピーダンス測定装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明は、複数の可変インピーダンス素子を有し、高周波電源と、前記高周波電源から電力供給を受ける負荷との間に接続されるインピーダンス整合器であって、自己の等価回路の回路形及び回路定数のデータを格納した不揮発性メモリを備えたことを特徴とするインピーダンス整合器を構成したものである。

また、本発明は、上記のインピーダンス整合器を備え、高周波電源から電力供給を受ける負荷のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置であって、前記高周波電源及び前記インピーダンス整合器の入力端の間に配置され、前記入力端から見て前記負荷側の回路のインピーダンスを入力インピーダンスとして検出する入力インピーダンス検出手段と、前記可変インピーダンス素子の特性値を検出する素子特性値検出手段と、前記不揮発性メモリから読み出した前記データと、前記入力インピーダンスの検出値と、前記可変インピーダンス素子の特性値の検出値とから、前記負荷のインピーダンスを算出する負荷インピーダンス算出手段と、を備えたことを特徴とするインピーダンス測定装置を構成したものである。

本発明の好ましい実施例によれば、上記のインピーダンス測定装置において、前記入力インピーダンス検出手段は、前記高周波電源と前記インピーダンス整合器の前記入力端とを接続する伝送線路と、前記伝送線路に第１の線路結合器を介して分岐接続され、前記高周波電源から前記入力端に入射する進行波の電流を検出する進行波電流検出手段と、前記伝送線路に第２の線路結合器を介して分岐接続され、前記進行波の電圧と、前記入力端からの反射波の電圧との合成電圧を検出する電圧検出手段と、前記進行波電流検出手段によって検出された進行波電流値Ｉ_ｆ、及び前記電圧検出手段によって検出された電圧値Ｖを用いて、

ここで、

であり、Ｚ_０は前記伝送線路の特性インピーダンスである、
に従って決定したＺを、前記入力インピーダンスの検出値として出力する入力インピーダンス算出手段と、を備えている。

この構成において、さらに好ましくは、前記第１の線路結合器は方向性結合器からなっている。

本発明の別の好ましい実施例によれば、上記インピーダンス測定装置において、前記入力インピーダンス検出手段は、前記高周波電源と前記インピーダンス整合器の前記入力端とを接続する伝送線路と、前記伝送線路の途中に接続された方向性結合器と、前記方向性結合器に接続され、前記高周波電源から前記入力端に入射する進行波の電流を検出する進行波電流検出手段と、前記方向性結合器に接続され、前記進行波の電圧と、前記入力端からの反射波の電圧との合成電圧を検出する電圧検出手段と、前記進行波電流検出手段によって検出された進行波電流値Ｉ_ｆ、及び前記電圧検出手段によって検出された電圧値Ｖを用いて、

ここで、

であり、Ｚ_０は前記伝送線路の特性インピーダンスである、に従って決定したＺを、前記入力インピーダンスの検出値として出力する入力インピーダンス算出手段と、を備えている。

本発明のさらに別の好ましい実施例によれば、前記不揮発性メモリには、さらに、前記可変インピーダンス素子の定格電流及び定格電圧のデータが格納され、上記インピーダンス測定装置は、さらに、前記進行波電流検出手段によって検出された進行波電流値Ｉ_ｆを用いて、

ここで、Ｚ_０は前記伝送線路の特性インピーダンスである、に従って決定したＰ_ｆを、進行波電力の検出値として出力する進行波電力算出手段と、前記進行波電力の検出値と、前記入力インピーダンスの検出値と、前記不揮発性メモリから読み出した前記データとに基づき、前記インピーダンス整合器を構成する前記可変インピーダンス素子のそれぞれを流れる電流及び前記可変インピーダンス素子のそれぞれに印加される電圧を算出し、前記電流及び電圧の算出値が、それぞれ、対応する前記可変インピーダンス素子の定格電流及び定格電圧を超えた場合に、アラーム信号を発生するアラーム発生手段と、を備えている。

本発明によれば、インピーダンス整合器の不揮発性メモリに当該インピーダンス整合器の等価回路の回路形及び回路定数のデータを予め格納しておき、必要に応じてそれらのデータを読み出して用いることができる。そして、本発明によるインピーダンス整合器を負荷インピーダンス測定装置やインピーダンス自動整合装置等に組み込み、インピーダンスを算出する際に、その都度、不揮発性メモリから読み出したデータを用いることによって、インピーダンスの測定を高精度で行い、また、高精度でインピーダンスの整合をとることができる。

本発明の１実施例によるインピーダンス整合器の回路図である。 図１のインピーダンス整合器の等価回路の一例を示す回路図である。 等価回路の回路定数を決定する際の装置構成の一例を示すブロック図である。 図３の装置構成において取得されたインピーダンス・スミスチャートであり、（Ａ）は、測定値と、図２の等価回路を考慮した場合の計算値とをプロットしたものであり、（Ｂ）は、測定値と、等価回路を考慮しない場合の計算値とをプロットものである。 図１のインピーダンス整合器を備えたインピーダンス測定装置の一例の構成を示すブロック図である。 図５のインピーダンス測定装置の入力インピーダンス検出手段の一例の構成を示すブロック図である。 図６のインピーダンス検出手段の第１の線路結合器の一例を示す回路図である。 図６のインピーダンス検出手段の第２の線路結合器の一例を示す回路図である。 Ｓ＝Ｖ／Ｉ_ｆの範囲を示すグラフである。 図５のインピーダンス測定装置の入力インピーダンス検出手段の別の例の構成を示すブロック図である。 図１のインピーダンス整合器を備えたインピーダンス測定装置の一例の構成を示すブロック図である。

以下、添付図面を参照して本発明の実施例を説明する。図１は、本発明の１実施例によるインピーダンス整合器の回路図である。図１に示すように、本発明によるインピーダンス整合器１は、インダクタンスが一定のコイルＬ１及びＬ２と、可変インピーダンス素子として、第１の可変コンデンサＶＣ１及び第２の可変コンデンサＶＣ２と、を有している。この実施例では、可変インピーダンス素子として可変コンデンサが使用されるが、可変コンデンサに代えて可変インダクタ（可変コイル）を使用することもでき、また、可変コンデンサと可変インダクタを組み合わせて使用することもできる。

インピーダンス整合器１は、さらに、自己の等価回路の回路形及び回路定数のデータが格納された不揮発性メモリ２を有している。
インピーダンス整合器１の等価回路の回路形は、インピーダンス整合器１を構成する各回路素子を収容する筐体の内部空間の形状及び寸法、並びに、インピーダンス整合器１を構成する各回路素子の筐体の壁面に対する位置関係等の幾何学的構成に基づいて、適当に決定される。

等価回路が決定された後、等価回路の回路定数が次のようにして求められる。
図１のインピーダンス整合器１の等価回路として、例えば、図２に示すような等価回路が決定されたものとする。
そして、図３に示すように、インピーダンス整合器１の入力端子３（ＲＦ_ＩＮ端子）に既知の負荷（この実施例では、５０Ωの負荷）が接続され、出力端子４（ＲＦ_ＯＵＴ端子）には公知のネットワーク・アナライザが接続される。また、インピーダンス整合器１の第１及び第２の可変コンデンサＶＣ１及びＶＣ２の回転軸に、それぞれ、極板位置検出手段６として、ロータリー・エンコーダ又はポテンショ・メータが取り付けられる。さらに、極板位置検出手段６及びネットワーク・アナライザには、データ計算のためのパソコン８が接続される。

そして、第１及び第２の可変コンデンサＶＣ１及びＶＣ２のそれぞれの極板位置が独立に動かされつつ、ネットワーク・アナライザによってインピーダンスが測定される。なお、明瞭にするため、図３中、第１及び第２の可変コンデンサＶＣ１及びＶＣ２を、可変コンデンサ１ａとして一括表示した。
このとき、第１の可変コンデンサＶＣ１の極板位置がｐ_１であり、かつ可変コンデンサＶＣ２の極板位置がｐ_２である時のインピーダンス測定値は、次式で表されるものとする。

また、図２の等価回路の出力端子（ＲＦ_ＯＵＴ端子）側から見たインピーダンスが計算される。すなわち、まず、第１の可変コンデンサＶＣ１の容量Ｃ_１は、極板位置ｐ_１に比例するから、極板位置が最小の時の容量ｍｉｎＣ_１と、極板位置が最大の時の容量ｍａｘＣ_１がわかれば、極板位置がｐ_１の時の第１の可変コンデンサＶＣ１の容量Ｃ_１は、次式によって計算される。

同様に、極板位置がｐ_２の時の第２の可変コンデンサＶＣ２の容量Ｃ_２は、次式によって計算される。

こうして、図２の等価回路において、出力端子（ＦＲ_ＯＵＴ）側から見たインピーダンスが、次式によって計算される。

そして、計算値Ｚ^ｃａｌｃと、測定値Ｚ^{ｍｅａｓｕｒｅｄ}との誤差の絶対値の二乗和

が最小となるように、等価回路の回路定数Ｌ_０、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、ｍｉｎＣ_１、ｍａｘＣ_１、ｍｉｎＣ_２、ｍａｘＣ_２、Ｃ_３、Ｃ_４、Ｃ_５が決定される。

このとき、次の一連の手順が実行される。
（ステップ１）：適当にＬ_０、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、ｍｉｎＣ_１、ｍａｘＣ_１、ｍｉｎＣ_２、ｍａｘＣ_２、Ｃ_３、Ｃ_４、Ｃ_５のそれぞれの初期値を決定する。
（ステップ２）：誤差Ｅｒｒを計算する。
（ステップ３）：変化量δＬ_０、δＬ_１、δＬ_２、δＬ_３、δｍｉｎＣ_１、δｍａｘＣ_１、δｍｉｎＣ_２、δｍａｘＣ_２、δＣ_３、δＣ_４、δＣ_５を、それぞれ適当に決定する。この変化量の決定には、最急降下法やLevenberg-Marquardt法などの公知の方法を用いることができる。
（ステップ４）：現在のＬ_０、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、ｍｉｎＣ_１、ｍａｘＣ_１、ｍｉｎＣ_２、ｍａｘＣ_２、Ｃ_３、Ｃ_４、Ｃ_５に、変化量δＬ_０、δＬ_１、δＬ_２、δＬ_３、δｍｉｎＣ_１、δｍａｘＣ_１、δｍｉｎＣ_２、δｍａｘＣ_２、δＣ_３、δＣ_４、δＣ_５をそれぞれ加算し、誤差Ｅｒｒを計算する。
（ステップ５）：誤差Ｅｒｒが減少した場合には、Ｌ_０、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、ｍｉｎＣ_１、ｍａｘＣ_１、ｍｉｎＣ_２、ｍａｘＣ_２、Ｃ_３、Ｃ_４、Ｃ_５に変化量δＬ_０、δＬ_１、δＬ_２、δＬ_３、δｍｉｎＣ_１、δｍａｘＣ_１、δｍｉｎＣ_２、δｍａｘＣ_２、δＣ_３、δＣ_４、δＣ_５をそれぞれ加算したものを新たなＬ_０、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、ｍｉｎＣ_１、ｍａｘＣ_１、ｍｉｎＣ_２、ｍａｘＣ_２、Ｃ_３、Ｃ_４、Ｃ_５として、ステップ３以後のステップを繰り返す。
（ステップ６）：誤差Ｅｒｒが増加した場合には、Ｌ_０、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、ｍｉｎＣ_１、ｍａｘＣ_１、ｍｉｎＣ_２、ｍａｘＣ_２、Ｃ_３、Ｃ_４、Ｃ_５から変化量δＬ_０、δＬ_１、δＬ_２、δＬ_３、δｍｉｎＣ_１、δｍａｘＣ_１、δｍｉｎＣ_２、δｍａｘＣ_２、δＣ_３、δＣ_４、δＣ_５をそれぞれ減算したものを新たなＬ_０、Ｌ_１、Ｌ_２、Ｌ_３、ｍｉｎＣ_１、ｍａｘＣ_１、ｍｉｎＣ_２、ｍａｘＣ_２、Ｃ_３、Ｃ_４、Ｃ_５として、ステップ３以後のステップを繰り返す。
（ステップ７）：誤差Ｅｒｒが十分に小さくなったところで、一連のステップを終了し、回路定数を決定する。

上記の計算は、すべて、パソコン８において実行される。
さらに、決定された回路定数が妥当であるか否かを判定するため、それらの回路定数を用いて、上記（４）式に従ってインピーダンスが計算されるとともに、それらの計算値と、図３の装置構成で得られたインピーダンスの測定値が、インピーダンス・スミスチャート上にプロットされ、計算値と測定値の一致の程度が確認される。
図４（Ａ）には、上記実施例の場合のスミスチャートを示した。また、比較のために、図４（Ｂ）には、等価回路を考慮しない場合の、インピーダンスの計算値と測定値とをプロットしたスミスチャートを示した。図４（Ａ）から、計算値と測定値とはほぼ一致しており、計算誤差はかなり小さいことがわかる。

こうして求められた等価回路の回路定数のデータは、当該等価回路の回路形のデータとともに不揮発性メモリ２に格納される。不揮発性メモリ２としては、公知のマスクＲＯＭや、ＰＲＯＭ（ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ）等が使用可能であり、回路定数及び回路形のデータが、専用のライターを用いて不揮発性メモリに書き込まれることによって、データの格納がなされる。

等価回路の回路形のデータの不揮発性メモリへの格納は、等価回路を文字列として表し、この文字列のデータを不揮発性メモリに書き込むことによってなされる。回路を文字列として表す方法を例示すると、次のようになる。
回路素子ＡとＢが直列接続されている状態を、Ｓ（Ａ，Ｂ）と表し、並列接続されている状態を、Ｐ（Ａ，Ｂ）と表す。
そうすると、例えば、図２に示した等価回路は、その出力端に負荷Ｚ_ｃを接続した場合に、
Ｓ（Ｌ_０，Ｐ（Ｓ（Ｌ_１，ＶＣ１），Ｓ（Ｌ_２，Ｐ（Ｃ_３，
Ｓ（ＶＣ２，Ｐ（Ｃ_４，Ｓ（Ｌ_３，Ｐ（Ｃ_５，Ｚ_ｃ））））））））
と表される。

上記実施例では、等価回路の回路定数を決定する際に、インピーダンス整合器の出力端子側にネットワーク・アナライザを接続し、入力端子側に既知の負荷を接続したが、これとは逆に、ネットワーク・アナライザをインピーダンス整合器の入力端子側に接続し、既知の負荷を出力端子側に接続してもよい。

こうして、本発明によれば、インピーダンス整合器の不揮発性メモリに、当該インピーダンス整合器の等価回路の回路形及び回路定数のデータを予め格納しておき、必要に応じてそれらのデータを読み出して用いることができる。そして、本発明によるインピーダンス整合器を負荷インピーダンス測定装置やインピーダンス自動整合装置等に組み込んでおけば、インピーダンスを算出する際にそれらのデータを用いることによって、インピーダンスの測定やインピーダンスの整合を高精度で行うことができる。

図５は、図１のインピーダンス整合器を備えたインピーダンス測定装置の一例の構成を示すブロック図である。図５において、１は、図１のインピーダンス整合器であり、高周波電源９と、高周波電源９から電力供給を受ける負荷１０との間に接続される。
なお、図５中のインピーダンス整合器１を表すブロックにおいて、第１及び第２の可変コンデンサＶＣ１及びＶＣ２を、可変コンデンサ１ａとして一括表示してある。また、この実施例では、インピーダンス整合器１の不揮発性メモリ２には、インピーダンス整合器１の等価回路の回路形及び回路定数のデータに加えて、可変コンデンサ（可変インピーダンス素子）の定格電流及び定格電圧のデータが格納されている。

また、本発明によれば、インピーダンス整合器１の可変インピーダンス素子の特性値を検出する素子特性値検出手段が備えられる。この実施例では、可変インピーダンス素子が可変コンデンサ１ａからなっているので、素子特性値検出手段は、可変コンデンサ１ａの特性値である容量を検出する容量検出手段１１からなっている。

さらに、高周波電源９及びインピーダンス整合器１の入力端子３の間には、入力端子３から見て負荷１０側の回路のインピーダンスを入力インピーダンスとして検出する入力インピーダンス検出手段１２が配置される。

図６は、図５のインピーダンス測定装置の入力インピーダンス検出手段１２の一例の構成を示すブロック図である。図６を参照して、入力インピーダンス検出手段１２は、高周波電源とインピーダンス整合器の入力端子とを接続する伝送線路１４を備えている。
伝送線路１４には、進行波電流検出手段１７が、第１の線路結合器１５を介して分岐接続され、高周波電源からインピーダンス整合器の入力端子に入射する進行波の電流を検出する。また、伝送線路１４には、電圧検出手段１８が、第２の線路結合器１６を介して分岐接続され、進行波の電圧と、インピーダンス整合器の入力端子からの反射波の電圧との合成電圧を検出する。

図７には、第１の線路結合器１５の回路図の一例を示した。図７の例では、第１の線路結合器１５は方向性結合器からなっている。図７において、１４は伝送線路であり、１５ａはトロイダルコアであり、１５ｂはコイルである。このコイル１５ｂには、抵抗１５ｃが並列接続される（点ａ及び点ｂ）。また、伝送線路１４から分岐し、接地された分岐線路に、２個のコンデンサ１５ｄ、１５ｅが直列に配置され、２個のコンデンサ１５ｄ、１５ｅ間の点ｃと、点ｂとが接続される。

この回路において、進行波の電流及び電圧をそれぞれＩ_ｆ、Ｖ_ｆ、反射波の電流及び電圧をＩ_ｒ、Ｖ_ｒとすると、ｃ点の電圧Ｖ_ｃは、伝送線路１４の電圧Ｖ_ｆ＋Ｖ_ｒをコンデンサ１５ｄ、１５ｅで分圧したものであるから、
Ｖ_ｃ＝α（Ｖ_ｆ＋Ｖ_ｒ）
と表される。ここで、αは、分圧に用いる２個のコンデンサ１５ｄ、１５ｅの容量によって決まる定数である。

一方、ａｂ間には、カレント・トランスにより伝送線路１４上の電流Ｉ_ｆ−Ｉ_ｒに比例した起電力Ｖ_ａｂが発生する（反射波の電流は、向きが逆であるので−の符号を付した）。すなわち、
Ｖ_ａｂ＝β（Ｉ_ｆ−Ｉ_ｒ）
となる。ここで、βは用いるコア材の比透磁率やコイルの巻き数によって決まる定数である。
したがって、ａ点の電圧Ｖ_ａは、次のように表される。
Ｖ_ａ＝Ｖ_ｃ＋Ｖ_ａｂ＝α（Ｖ_ｆ＋Ｖ_ｒ）＋β（Ｉ_ｆ−Ｉ_ｒ）
＝（αＶ_ｆ＋βＩ_ｆ）＋（αＶ_ｒ−βＩ_ｒ）

そこで、コンデンサの容量を調節する等して、
αＶ_ｒ−βＩ_ｒ＝０
となるようにしておけば、
Ｖ_ａ＝αＶ_ｆ＋βＩ_ｆ＝（αＺ_０＋β）Ｉ_ｆ
となって、ａ点において、進行波の成分だけを取り出すことができる。

図８には、第２の線路結合器１６の回路図の一例を示した。図８において、１４は伝送線路であり、伝送線路１４から分岐し、接地された分岐線路に、２個のコンデンサ１６ａ、１６ｂが直列に配置される。そして、２個のコンデンサ１６ａ、１６ｂの中間から電圧Ｖが取り出されるようになっている。

進行波電流検出手段１７によって検出された進行波電流値Ｉ_ｆ、及び電圧検出手段１８によって検出された電圧値Ｖは入力インピーダンス算出手段１９に入力される。入力インピーダンス算出手段１９は、

ここで、

であり、Ｚ_０は伝送線路２の特性インピーダンスである、
に従って決定したＺを、入力インピーダンスの検出値として出力する。

上記（６）式の証明は次のとおりである。
今、進行波の電圧をＶ_ｆ、反射波の電圧をＶ_ｒとすると、

が成立する。

反射係数をΓとすると、Ｖ_ｒ＝ΓＶ_ｆだから、（８）式から、

が得られる。
一方、伝送線路の特性インピーダンスをＺ_０とすると、

が成立するので、

となる。これをＺについて解けば、上記（６）式が得られる。

Ｓを求めるためには、電圧信号と進行波の電流信号の振幅比Ａ_ｆ＝Ｖ／Ｉ_ｆと位相差θ_ｆを求める必要がある。このとき、（６）式においてインピーダンスＺの実部を整理すると次のようになる。

したがって、インピーダンスＺの実部が正であれば、

が成立する。ここで、特性インピーダンスＺ_０の実部も正であると仮定していることに留意されたい（通常、この仮定は満たされている）。

（１４）式から、Ｓは、図９に示すように、複素平面上において、中心が

で、半径が、

の円内にあることがわかる。

したがって、Ｓの絶対値（振幅比Ａ_ｆ）は、

以下の有限値となる。すなわち、測定に適する範囲を特に限定することなく、高精度で振幅比Ａ_ｆを測定することができる。また、この円は、原点を通ることから、位相差θ_ｆは±π／２の範囲内にある。したがって、例えば、公知の簡単な回路を用いて電圧信号の位相差をπ／２だけ進ませておけば、位相差θ_ｆは０〜πの範囲内の値をとり、それによって、回路構成が簡単で、雑音が少ない乗算器型の位相比較器を用いて位相差θ_ｆの測定が行える。そして、この測定値からπ／２を引き算することによって、位相差θ_ｆの値を求めることができる。

図１０は、入力インピーダンス検出手段の別の例の構成を示すブロック図である。この実施例は、図６に示した実施例と、進行波電流検出手段１７及び電圧検出手段１８の伝送線路１４に対する分岐接続の構成が異なっているだけである。したがって、図１０中、図６に示したものと同一の構成要素には同一番号を付して詳細な説明を省略する。

図１０の実施例では、進行波電流検出手段１７及び電圧検出手段１８が、単一の方向性結合器２０を介して伝送線路１４に分岐接続される。この場合、方向性結合器２０の構成は、図７に示したものと基本的に同じであり、進行波電流は、図７の場合と同様にして検出される。一方、電圧は、図７の点ｃから取り出されるようになっている。
この実施例は、１００ＭＨｚ以下の周波数領域で測定を行う場合であって、カレント・トランスを測定に用いることができる場合に適用可能である。

本発明によれば、さらに、不揮発性メモリ２から読み出したデータ（等価回路の回路形及び回路定数のデータ）と、入力インピーダンスの検出値と、可変インピーダンス素子の特性値の検出値（この実施例では、可変コンデンサ１ａの容量の検出値）とから、負荷１０のインピーダンスを算出する負荷インピーダンス算出手段１３が備えられる。
この実施例では、負荷インピーダンス算出手段１３は、不揮発性メモリ２から読み出したデータＬ_０〜Ｌ_３及びＣ_３〜Ｃ_５と、入力インピーダンスの検出値Ｚ_ｍと、第１及び第２の可変コンデンサＶＣ１及びＶＣ２の容量の検出値Ｃ_１及びＣ_２とから、負荷インピーダンスＺ_ｃを、

によって算出する。

図１１は、図１のインピーダンス整合器を備えたインピーダンス測定装置の別の例の構成を示すブロック図である。この実施例は、図５の実施例に、可変インピーダンス素子への過電流又は過電圧の適用を防止するアラーム発生機構が付加されたものである。したがって、図１１中、図５に示したものと同一の構成要素には同一番号を付して説明を省略する。

図１１を参照して、この実施例によれば、不揮発性メモリ２には、インピーダンス整合器１の等価回路の回路形及び回路定数のデータに加えて、可変インピーダンス素子（可変コンデンサ１ａ)の定格電流及び定格電圧のデータが格納される。
また、入力インピーダンス検出手段１２の進行波電流検出手段１７によって検出された進行波電流値Ｉ_ｆを用いて、

ここで、Ｚ_０は前記伝送線路の特性インピーダンスである、
に従って決定したＰ_ｆを、進行波電力の検出値として出力する進行波電力算出手段２１が備えられる。

さらに、進行波電力の検出値と、入力インピーダンスの検出値と、不揮発性メモリ２から読み出したデータと、可変インピーダンス素子の特性値の検出値（可変コンデンサ１ａの容量の検出値）とに基づき、インピーダンス整合器１を構成する可変インピーダンス素子（可変コンデンサ１ａ）のそれぞれを流れる電流及び可変インピーダンス素子（可変コンデンサ１ａ）のそれぞれに印加される電圧を算出し、電流及び電圧の算出値が、それぞれ、対応する可変インピーダンス素子（可変コンデンサ１ａ）の定格電流及び定格電圧を超えた場合に、アラーム信号を発生するアラーム発生手段２２が備えられる。

アラーム発生手段２２の動作方法は、図１１の回路構成においてインピーダンスの整合がとれているとして、インピーダンス整合器１の第１の可変コンデンサＶＣ１について考えると次のようになる。
すなわち、アラーム発生手段２２は、第１の可変コンデンサＶＣ１を流れる電流Ｉ_１及び第１の可変コンデンサＶＣ１に印加される電圧Ｖ_１を、それぞれ、

によって求め、これらの値のいずれかが、可変コンデンサＶＣ１の定格値を超えたときに、アラーム信号を発生する。
そして、このアラーム信号に基づいて、例えば、警報ブザーが動作し、あるいは警告ランプが点滅することによって、オペレータに警告が発せられる。それによって、可変コンデンサが破壊されることが防止される。

なお、上記（２０）式及び（２１）式の証明は、次のとおりである。
図２において、入力端子３から負荷側を見た時のインピーダンスをＺ_ｍ、入力端子３における電圧及び電流をそれぞれＶ_ｍ及びＩ_ｍとし、可変コンデンサＶＣ１の容量をＣ_１とする。また、Ｌ_０、Ｌ_１及びＬ_２のが相互に接続する接続点での電圧をＶ_ａとし、Ｌ_１及びＣ_１を流れる電流をＩ_１とする。このとき、オームの法則によって、

が成立する。式（２２）〜（２４）を電流Ｉ_１について解くと、

となる。また、可変コンデンサＶＣ１に印加される電圧Ｖ_１は、

となる。

一方、電力Ｐと電流Ｉ_ｍ及び電圧Ｖ_ｍとの間には次式が成立する。

インピーダンスの整合がとれている場合には、Ｚ_ｍ＝Ｚ_０であるから、

となる。（２８）式を用いて、可変コンデンサＶＣ１を流れる電流と、可変コンデンサＶＣ１に印加される電圧の最大値を求めると、（２０）式及び（２１）式となる。

１ インピーダンス整合器
１ａ 可変コンデンサ
２ 不揮発性メモリ
３ 入力端子
４ 出力端子
５ 負荷
６ 極板位置検出手段
７ ネットワーク・アナライザ
８ ＰＣ
９ 高周波電源
１０ 負荷
１１ 容量検出手段
１２ 入力インピーダンス検出手段
１３ 負荷インピーダンス算出手段
１４ 伝送線路
１５ 第１の線路結合器
１５ａ トロイダルコイル
１５ｂ コイル
１５ｃ 抵抗
１５ｄ、１５ｅ コンデンサ
１６ 第２の線路結合器
１６ａ、１６ｂ コンデンサ
１７ 進行波電流検出手段
１８ 電圧検出手段
１９ 入力インピーダンス算出手段
２０ 方向性結合器
２１ 進行波電力算出手段
２２ アラーム発生手段

Claims (6)

1. 複数の可変インピーダンス素子を有し、高周波電源と、前記高周波電源から電力供給を受ける負荷との間に接続されるインピーダンス整合器であって、
   自己の等価回路の回路形及び回路定数のデータを格納した不揮発性メモリを備えたことを特徴とするインピーダンス整合器。
2. 請求項１に記載のインピーダンス整合器を備え、高周波電源から電力供給を受ける負荷のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置であって、
   前記高周波電源及び前記インピーダンス整合器の入力端の間に配置され、前記入力端から見て前記負荷側の回路のインピーダンスを入力インピーダンスとして検出する入力インピーダンス検出手段と、
   前記可変インピーダンス素子の特性値を検出する素子特性値検出手段と、
   前記不揮発性メモリから読み出した前記データと、前記入力インピーダンスの検出値と、前記可変インピーダンス素子の特性値の検出値とから、前記負荷のインピーダンスを算出する負荷インピーダンス算出手段と、を備えたことを特徴とするインピーダンス測定装置。
3. 前記入力インピーダンス検出手段は、
   前記高周波電源と前記インピーダンス整合器の前記入力端とを接続する伝送線路と、
   前記伝送線路に第１の線路結合器を介して分岐接続され、前記高周波電源から前記入力端に入射する進行波の電流を検出する進行波電流検出手段と、
   前記伝送線路に第２の線路結合器を介して分岐接続され、前記進行波の電圧と、前記入力端からの反射波の電圧との合成電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記進行波電流検出手段によって検出された進行波電流値Ｉ_ｆ、及び前記電圧検出手段によって検出された電圧値Ｖを用いて、
   

   

   ここで、
   

   

   であり、Ｚ_０は前記伝送線路の特性インピーダンスである、
   に従って決定したＺを、前記入力インピーダンスの検出値として出力する入力インピーダンス算出手段と、を備えたことを特徴とする請求項２に記載のインピーダンス測定装置。
4. 前記第１の線路結合器は方向性結合器からなっていることを特徴とする請求項３に記載のインピーダンス測定装置。
5. 前記入力インピーダンス検出手段は、
   前記高周波電源と前記インピーダンス整合器の前記入力端とを接続する伝送線路と、
   前記伝送線路の途中に接続された方向性結合器と、
   前記方向性結合器に接続され、前記高周波電源から前記入力端に入射する進行波の電流を検出する進行波電流検出手段と、
   前記方向性結合器に接続され、前記進行波の電圧と、前記入力端からの反射波の電圧との合成電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記進行波電流検出手段によって検出された進行波電流値Ｉ_ｆ、及び前記電圧検出手段によって検出された電圧値Ｖを用いて、
   

   

   ここで、
   

   

   であり、Ｚ_０は前記伝送線路の特性インピーダンスである、
   に従って決定したＺを、前記入力インピーダンスの検出値として出力する入力インピーダンス算出手段と、を備えたことを特徴とする請求項２に記載のインピーダンス測定装置。
6. 前記不揮発性メモリには、さらに、前記可変インピーダンス素子の定格電流及び定格電圧のデータが格納され、さらに、
   前記進行波電流検出手段によって検出された進行波電流値Ｉ_ｆを用いて、
   

   

   ここで、Ｚ_０は前記伝送線路の特性インピーダンスである、
   に従って決定したＰ_ｆを、進行波電力の検出値として出力する進行波電力算出手段と、
   前記進行波電力の検出値と、前記入力インピーダンスの検出値と、前記不揮発性メモリから読み出した前記データと、前記可変インピーダンス素子の特性値の検出値とに基づき、前記インピーダンス整合器を構成する前記可変インピーダンス素子のそれぞれを流れる電流及び前記可変インピーダンス素子のそれぞれに印加される電圧を算出し、前記電流及び電圧の算出値が、それぞれ、対応する前記可変インピーダンス素子の定格電流及び定格電圧を超えた場合に、アラーム信号を発生するアラーム発生手段と、を備えたことを特徴とする請求項３〜請求項５のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。

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