JP2011089799A - 水中探知装置及びその受信特性補正方法 - Google Patents

Abstract

【課題】各チャンネルの受信回路の周波数特性のバラツキを抑制し、不要なサイドローブの少ない受信ビームを生成する。
【解決手段】水中探知装置は、テストモードにて、送受信の帯域幅内で複数個の互いに異なる周波数の正弦波を各チャンネルの受信アナログ回路９の入力側に供給する補正信号生成部６と、正弦波に対応する各受信アナログ回路９の出力信号に基づいて、各受信アナログ回路９における複数個の周波数毎の出力信号の振幅及び位相の周波数特性を補正する補正係数を得る補正演算部７及び制御部５と、各受信アナログ回路９へ出力される各周波数を含むエコー信号を対応する周波数の補正係数で補正する補正フィルタ１０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の超音波振動子から水中に送信された所定の帯域幅を有する超音波信号であって水中から帰来して各超音波振動子で受信されたエコー信号を増幅する複数の受信回路とを備えた、潮流計、船速計、ドップラーソナー及び魚群探知装置等の水中探知装置及びその受信特性補正方法に関する。

特許文献１には、９チャンネルを有し、水平面上の６方向への探知を可能とする超音波送受波器が記載されている。この超音波送受波器は、正三角形の各頂点、すなわち水平面上で１２０°毎の３方向に対して所定のピッチで配列された多数の振動子を有する正三角形格子構造を有し、ピッチ方向に順次所定の位相差を与えることで、水中の所定の俯角方向に所定指向性を有する超音波の送信ビームを送信するものである。また、受信に際しては、送信ビームに対応する所定の指向性を有する受信ビームを形成し、この受信ビーム内において水中から帰来するエコー信号を順次受信するようにしている。受信回路は、９チャンネル分で構成されており、各チャンネルで受信されたエコー信号に基づいて、例えばドップラー計測処理が実行される。

特開２００６−１７６２９号公報

ところで、特許文献１に記載の超音波送受波器で受信ビームを形成する場合、受信チャンネルを構成する受信回路間での周波数特性のばらつき、すなわち回路間の振幅差や位相差によって特定の方向に不要なサイドローブが発生し、結果的に水中探知精度を低減させる虞がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたもので、各チャンネルの受信回路の周波数特性のバラツキを抑制し、不要なサイドローブの少ない受信ビームを生成する水中探知装置及びその受信特性補正方法を提供することを目的とするものである。

請求項１記載の発明は、複数の超音波振動子と、前記各超音波振動子から水中に送信された所定の帯域幅を有する超音波信号であって水中から帰来して各超音波振動子で受信されるエコー信号を増幅する複数の受信回路とを備えた水中探知装置において、テストモードにて、前記所定の帯域幅内で予め設定された数の互いに異なる周波数のテスト信号を前記各受信回路の入力側に供給するテスト信号供給手段と、前記テスト信号に対応する前記各受信回路の出力信号に基づいて、前記各受信回路における前記設定数の周波数毎の出力信号の振幅及び位相に関する特性を補正する補正情報を得る特性分析手段と、前記各受信回路へ出力される各周波数を含むエコー信号を対応する周波数の前記補正情報で補正する補正手段とを備えたものである。

請求項４記載の発明は、複数の超音波振動子から水中に送信された所定の帯域幅を有する超音波信号であって水中から帰来して各超音波振動子で受信されるエコー信号を増幅する複数の受信回路とを備えた水中探知装置における受信特性補正方法において、テストモードにて、前記所定の帯域幅内で予め設定された数の互いに異なる周波数のテスト信号を前記各受信回路の入力側に供給するテスト信号供給行程と、前記テスト信号に対応する前記各受信回路の出力信号に基づいて、前記各受信回路における前記設定数の周波数毎の出力信号の振幅及び位相に関する特性を補正する補正情報を得る特性分析行程と、前記各受信回路へ出力される各周波数を含むエコー信号を対応する周波数の前記補正情報で補正する補正行程とを有するものである。

これらの発明によれば、テストモードにおいて、所定の帯域幅内で予め設定された数の互いに異なる周波数のテスト信号が各受信回路の入力側に供給される。そして、テスト信号に対応する各受信回路の出力信号に基づいて、各受信回路における設定数の周波数毎の出力信号の振幅及び位相に関する特性を補正する補正情報が分析されて得られる。補正情報とは、受信回路の周波数特性間のバラツキを補正するための情報である。得られた補正情報は、水中探知に際して用いられる。すなわち、各受信回路へ出力される各周波数を含むエコー信号が対応する周波数の前記補正情報で補正される。従って、各チャンネルの受信回路の周波数特性のバラツキが抑制されて、不要なサイドローブの少ない受信ビームが生成される。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の水中探知装置において、前記特性分析手段は、前記複数の受信回路のうちの１つを選定し、選定された受信回路の前記特性を基準にして他の受信回路の前記特性を変換するものであることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２に記載の水中探知装置において、前記テスト信号供給手段は、前記テスト信号を複数回前記各受信回路に供給し、前記特性分析手段は、前記補正情報を複数回の前記テスト信号に対応する出力信号の前記特性を平均して得るようにしたことを特徴とする。この構成によれば、補正精度の向上が図れる。

本発明によれば、各チャンネルの受信回路の周波数特性のバラツキを抑制し、不要なサイドローブの少ない受信ビームを生成することができる。

本発明に係る水中探知装置が適用されるドップラー速度計の概略構成の一実施形態を示す全体ブロック図である。 （ａ）は、送波面を示す平面図で、（ｂ）は、（ａ）におけるA−A線断面図である。 図２（ａ）に示す各振動子の位置関係を示す図で、（ａ）は平面図、（ｂ）は部分拡大平面図である。 図２（ａ）に示す各振動子の配線を説明する配線図である。 ＴＤ１の第１〜第３グループの構成パターンを示す構成図である。 （ａ）は、位相制御を示すブロック図であり、（ｂ）は、（ａ）に示す位相制御を行った場合の水平方向に射影した送信ビームの進行方向を示す図である。 補正アルゴリズムの概要を説明するための図面である。

図１は、本発明に係る水中探知装置が適用されるドップラー速度計の概略構成の一実施形態を示す全体ブロック図である。水中探知装置は、超音波信号の送受信を行う超音波送受波器１と、超音波送受波器１の送受信動作を切り替える送受波切替器２と、超音波送受波器１を構成する複数の振動子に入力する送信信号（送信ビーム）を生成する送信駆動信号生成回路４と、送信駆動信号を増幅する送信アンプ３と超音波送受波器１の各振動子で受信されたエコー信号に所定の信号処理を施す受信アナログ回路９と、後述するように受信アナログ回路９のばらつきを補正する補正フィルタ１０と、テスト動作を行う制御部５と、テスト信号を生成する補正信号生成部６と、超音波送受波器１からの受信信号とテスト信号とを切り替える切替器８と、テスト動作で得られた結果情報に所定の処理を施して補正フィルタ係数を算出する補正演算部７とを備えている。また、水中探知装置は、受信ビームを形成する受信ビーム形成回路１１と、受信信号のドップラー成分から船体等の速度を算出し、表示部１３に表示するドップラー処理部１２とを備えている。

まず、超音波送受波器１について説明する。超音波送受波器１は、例えば水平面に平行な面を送波面とする複数の超音波振動子が所定チャンネル数、例えば９チャンネルに割り当てられてアレイ状に配列されている。超音波送受波器１は、例えば船底に装備され、送波面は水中に露出されている。

ここで、超音波送受波器１の詳細構造について、図２、図３、図４を用いて説明する。図２（ａ）は、送波面を示す平面図で、図２（ｂ）は、図２（ａ）におけるA−A線断面図である。図３は、図２（ａ）に示す各振動子の位置関係を示す図で、図３（ａ）は平面図、図３（ｂ）は部分拡大平面図である。図４は、図２（ａ）に示す各振動子の配線を説明する配線図である。なお、図３（ａ）、図４ではチャンネル番号を省略しているが、振動子の配置は、図２に示す配置と同一である。

超音波送受波器１は、船首−船尾方向に直交する辺を一辺とした正三角形の各頂点に振動子１００が配置された正三角形格子構造を有する。振動子１００の船首−船尾方向における配列ピッチ（振動子列間の間隔）をｄとすると、正三角形の一辺の長さ、すなわち振動子１００の中心間距離は（２／３^1/2）ｄである。なお、ピッチｄは、送信信号の波長λと、水平方向と探知方向とのなす角である俯角θとにより予め設定されている。詳細は後述する。

超音波送受波器１は、図２（ｂ）に示すように、強誘電体等からなる圧電効果を有する基板１０１と、この基板１０１の両面の対向する位置に形成された電極１０２とで形成される。すなわち、各振動子１００は、圧電基板１０１の両面の対向する位置に電極１０２を形成することで形成される。圧電基板１０１は、両面の電極１０２間に所定電圧が印加されると基板特有の周波数で振動する。すなわち、圧電基板１０１の電極１０２で挟まれた部分が圧電振動子として機能する。

振動子１００は、本実施形態では、９チャンネルに分けられており、各チャンネルの振動子１００ａ〜１００ｃ、１１０ｅ〜１００ｇ、１００ｈ〜１００ｊは、図２、図３に示す位置関係を有して配置されている。なお、図２（ａ）、図３（ｂ）では各チャンネルの代表する振動子にのみ記号を付し、他の振動子については、属するチャンネル番号のみを示した。

図３（ｂ）に示すように、第１、第２、第３チャンネル振動子１００ａ〜１００ｃの中心をそれぞれ頂点として一辺の長さが（２／３^1/2）ｄの正三角形が形成されており、第２、第３チャンネル振動子１００ｂ，１００ｃを結ぶ辺が船首−船尾方向に対して直角で、この辺に対して船首側に第１チャンネル振動子１００ａが配置されている。第４チャンネル振動子１００ｅは、第３チャンネル振動子１００ｃを挟んで第２チャンネル振動子１００ｂの反対の位置に配置されており、第５チャンネル振動子１００ｆは、第３チャンネル振動子１００ｃを挟んで第１チャンネル振動子１００ａの反対の位置に配置されている。第６チャンネル振動子１００ｇは、第４チャンネル振動子１００ｅと第５チャンネル振動子１００ｆとともに一辺の長さが（２／３^1/2）ｄの正三角形を構成する位置に配置されており、言い換えれば、第６チャンネル振動子１００ｇは、第４、第５チャンネル振動子１００ｅ，１００ｆを結ぶ線を線対称の基準として第３チャンネル振動子１００ｃと対称の位置に配置されている。第７チャンネル振動子１００ｈは、第６チャンネル振動子１００ｇを挟んで第５チャンネル振動子１００ｆの反対の位置に配置されており、第８チャンネル振動子１００ｉは、第６チャンネル振動子１００ｇを挟んで第４チャンネル振動子１００ｅの反対の位置に配置されている。第９チャンネル振動子１００ｊは、第７チャンネル振動子１００ｈと第８チャンネル振動子１００ｉと共に、一辺の長さが（２／３^1/2）ｄの正三角形を構成する位置に配置されており、言い換えれば、第９チャンネル振動子１００ｊは、第７、第８チャンネル振動子１００ｈ，１００ｉを結ぶ線を線対称の基準として第６チャンネル振動子１００ｇと対称の位置に配置されている。また、第９チャンネル振動子１００ｊは、第８チャンネル振動子１００ｉの反対の位置にある第１チャンネル振動子１００ａとで一辺の長さが（２／３^1/2）ｄの正三角形を形成する位置に第２チャンネル振動子１００ｂが配置されると共に、第２チャンネル振動子１００ｂとで一辺の長さが（２／３^1/2）ｄの正三角形を形成する位置に第４チャンネル振動子１００ｅが配置されている。そして、超音波送受波器１は、かかる９つのチャンネルの振動子の配列パターンが縦横に所定数だけ繰り返して形成されている。

このように形成された振動子１００ａ〜１００ｃ，１００ｅ〜１００ｇ，１００ｈ〜１００ｊは、図４に示す配線パターンで配線されている。船首−船尾方向に直角な方向に並ぶ第１チャンネル振動子１００ａは、それぞれ配線パターンＬ１２，Ｌ１３，Ｌ１４，Ｌ１５で並列接続されており、各配線パターンＬ１２〜Ｌ１５は、ポートＰ１に接続されている。同様に、第２チャンネル振動子１００ｂは、それぞれ配線パターンＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５でポートＰ２に並列接続され、第３チャンネル振動子１００ｃは、それぞれ配線パターンＬ３１，Ｌ３２，Ｌ３３，Ｌ３４，Ｌ３５でポートＰ３に並列接続されている。また、第４チャンネル振動子１００ｅは、それぞれ配線パターンＬ４１，Ｌ４２，Ｌ４３，Ｌ４４，Ｌ４５でポートＰ４に並列接続され、第５チャンネル振動子１００ｆは、それぞれ配線パターンＬ５１，Ｌ５２，Ｌ５３，Ｌ５４，Ｌ５５でポートＰ５に並列接続され、第６チャンネル振動子１００ｇは、それぞれ配線パターンＬ６１，Ｌ６２，Ｌ６３，Ｌ６４，Ｌ６５でポートＰ６に並列接続されている。さらに、第７チャンネル振動子１００ｈは、それぞれ配線パターンＬ７１，Ｌ７２，Ｌ７３，Ｌ７４，Ｌ７５でポートＰ７に並列接続され、第８チャンネル振動子１００ｉは、それぞれ配線パターンＬ８１，Ｌ８２，Ｌ８３，Ｌ８４でポートＰ８に並列接続され、第９チャンネル振動子１００ｊは、それぞれ配線パターンＬ９１，Ｌ９２，Ｌ９３，Ｌ９４でポートＰ９に並列接続されている。ポートＰ１〜Ｐ９は、送受波切替器２とのバスラインの各ラインにそれぞれ接続されている。なお、各振動子１００ａ〜１００ｃ，１００ｅ〜１００ｇ，１００ｈ〜１００ｊの他方の端子は、例えば、それぞれチャンネル毎に、あるいはコモンで接地されている。この結果、全ての振動子が第１チャンネル〜第９チャネルに分けて接続される。なお、前述の配線パターンとしては、圧電基板１０１の対向する両面に電極１０２を形成する構造の場合には圧電基板１０１の一方面に配線パターン電極を形成することにより実現され、単体の振動素子を用いる場合には絶縁基板表面に形成した配線パターン電極や導体線による振動素子の端子を接続することにより実現される。

超音波送受波器１は、本実施形態においては、９つのチャンネルの振動子１００が３つのグループに分けられている。具体的には、第１チャンネル振動子１００ａ〜第３チャンネル振動子１００ｃが第１グループとされ、第４チャンネル振動子１００ｅ〜第６チャンネル振動子１００ｇが第２グループとされ、第７チャンネル振動子１００ｈ〜第９チャンネル振動子１００ｊが第３グループとされる。

図５は、超音波送受波器１の第１〜第３グループの配列パターンを示す平面図である。図５に示すように、第１グループ振動子１１０ａ、第２グループ振動子１１０ｂ及び第３グループ振動子１１０ｃは、互いの中心間距離が２ｄで、正三角形格子状に配列した位置関係を有する。また、超音波送受波器１は、船首−船尾方向と平行な方向、及び船首−船尾方向に対して±π／６の方向に対して、各グループの振動子がピッチｄで配列されている。詳細には、船首−船尾方向に平行な方向に、第１グループ振動子１１０ａ、第２グループ振動子１１０ｂ、第３グループ振動子１１０ｃの順番でピッチｄを有して配列され、船首−船尾方向に対して±π／６の方向に、第１グループ振動子１１０ａ、第３グループ振動子１１０ｃ、第２グループ振動子１１０ｂの順番でピッチｄを有して配列されている。

送信駆動信号生成回路４は、制御部５から入力された制御信号に従い、振動子が所望周波数の送信信号を送信するための送信用駆動信号を発生し、グループ毎に出力する送信駆動信号の位相制御を行う。本実施形態では、後述するように、互いに逆位相（位相差π）の送信用駆動信号を用いることから、送信駆動信号生成回路４からは1種類の送信用駆動信号が出力される。具体的には、図６（ａ）に示すように、所定の２つのグループを互いに逆位相にする位相制御を行う。所定の２つのグループは、ここでは、第２グループ振動子１１０ｂと第３グループ振動子１１０ｃである。なお、上記方法に代えて、送信駆動信号生成回路４が逆位相の送信用駆動信号をそれぞれ生成する態様としてもよい。

図６（ａ）は、位相制御を示すブロック図であり、図６（ｂ）は、図６（ａ）に示す位相制御を行った場合の水平方向に射影した送信ビームの進行方向を示す図である。図６（ａ）に示すように、基準の送信駆動信号と、π（rad：ラジアン）だけ位相の異なる送信用駆動信号とが、第１グループ振動子１１０ａ、第２グループ振動子１１０ｂ及び第３グループ振動子１１０ｃのいずれか２つのグループ振動子、本実施形態では、第２グループ振動子１１０ｂに基準の送信用駆動信号が入力され、第３グループ振動子１１０ｃに位相差π（rad）の送信用駆動信号が入力される。

位相差π（rad）を有する送信用駆動信号が第２グループ振動子１１０ｂ、第３グループ振動子１１０ｃに入力されると、超音波信号は、図６（ｂ）に示すように、船首方向、船尾方向、船首方向から左舷、右舷方向に±π／３（rad）回転した方向、及び船首方向から左舷、右舷方向に±２π／３（rad）回転した方向の計６方向に対して、所定の俯角θを有して送信される。すなわち、６つの送信ビームＴｘＢｅａｍ１〜ＴｘＢｅａｍ３、ＴｘＢｅａｍ１’〜ＴｘＢｅａｍ３’が設定される。

送信駆動信号生成回路４の動作について説明する。前述したように、超音波送受波器１から送信される超音波信号は、所定波長範囲を有する広帯域の信号である。本実施形態においては、二相位相偏移変調方式（ＢＰＳＫ方式）で符号化された広帯域信号を複数連ねた送信信号を用いている。この方式は、例えば本出願人に係る特許出願（特開２００７−２９２６６８号公報）に記載されている。

なお、各振動子１００で受信されたエコー信号（受信信号）は、受信アナログ回路９によって取り込まれ、補正フィルタ回路１０を経てドップラー処理部１２に導かれる。なお、３方向への受信ビームは、第１グループ振動子１１０ａ、第２グループ振動子１１０ｂ、第３グループ振動子１１０ｃに対して順次２π／３[rad]だけ位相差を与えるように受信することで形成される。残りの３方向に対する受信ビームは、必要に応じて移相方向を逆にすることで形成可能である。

補正信号生成部６は、制御部５から設定される周波数のテスト信号が生成可能な回路である。補正信号生成部６は、正弦波をデジタル的に生成する公知の集積回路を用いてもよい。

切替器８は、テストモード時には、補正信号生成部６から受信アナログ回路９の入力側に補正用の正弦波が供給可能にされるように信号パスを切り替える。

補正演算部７では補正フィルタ１０から出力される信号に対してＦＦＴ処理を施し、フィルタ係数（周波数領域）を算出し、算出結果をＩＦＦＴ（フーリエ逆変換）処理して補正フィルタ係数（時間領域）を算出するものである。

図７は、補正アルゴリズムの概要を説明するための図面である。図７において、行程Ａは、テストモードで各チャンネルの受信アナログ回路におけるスペクトルを検出する行程である。行程Ｂは、基準チャンネルを選択する行程である。行程Ｃは、各受信回路の周波数特性、すなわち振幅比、位相差を検出する行程である。行程Ｄは、複数の測定結果に対して平均処理を施す工程である。行程Ｅは、フィルタ係数を算出する行程である。行程Ｆは、ＩＦＦＴを実行する行程である。

本発明は、テストモードに移行すると、以下のようにして、補正アルゴリズムが実行される。テストモードへの移行は、水中探知装置が製造、出荷又は船体に装備された後、作業者からの指示により、あるいは装備された状態で、電源投入時に自動的に行われる。テストモードは、１回でもよいし、複数回であってもよい。

補正アルゴリズムは、以下の条件で実行される。すなわち、本実施形態では、前述したように、ｃｈ１〜ｃｈ９の９チャンネル分の受信系が設けられ（図７参照）、かつ探知用の超音波として広帯域の超音波信号が使用される。従って、テスト用信号である補正信号は、前記広帯域超音波信号の帯域範囲内でｎ個の周波数を等間隔で設定している。また、テストはＮ回（Ｎは１以上の整数）行い、平均処理する。

行程Ａでは、まず、補正信号生成部６から補正信号（テスト信号）が受信アナログ回路に供給され、ＡＤ変換器でサンプリングされた後、補正フィルタ、ＦＦＴを経て、補正信号の周波数でのスペクトラムの検出を行う。但し、制御部５は、テストモードの初期設定として、補正フィルタに対して振幅“１”、位相“０”となる値を初期値として設定する。

行程Ａでは、補正信号の周波数をｆ１からｆｎまで順次変更して生成し、受信アナログ回路に順番に供給される。そして、かかる処理がＮ回繰り返される。ＦＦＴでのスペクトル検出処理結果は、周波数ｆｎについて、１回目からＮ回目の、１ｃｈから９ｃｈまでのデータが、１回目のｃｈ１（Ｉ，Ｑ）〜Ｎ回目のｃｈ９（Ｉ，Ｑ）として得られる（図７の[１]参照）。

補正信号の供給が全て終了すると、行程Ｂにおいて、補正演算部７により基準チャンネルの選択が実行される。すなわち、得られた信号中から、振幅比、位相差を求める際の基準となるチャンネルの選出が行われる。例えば、行程Ａで取得したデータ中から振幅最大値を有するデータを抽出し、当該最大値を有するチャンネルを基準チャンネルとして選択する。

基準チャンネルの選択が終了すると、行程Ｃにおいて、補正演算部７により各チャンネルについて基準チャンネルに対する振幅比及び位相差を算出する。この算出処理は、全ての周波数ｆ１〜ｆｎ及び測定回１〜Ｎについて行う。

具体的には以下のようにして行われる。なお、この例では、チャンネルｃｈ１を基準チャンネルとしている。ある周波数での対応するスペクトルを、ａ_ｉ＋ｊｂ_ｉとする（添え字ｉはチャンネル）。

今、ｃｈ＿ｉの振幅をｃｈ＿ｉ＿ｐｏｗとすると、
ｃｈ＿ｉ＿ｐｏｗ＝√（ａ_ｉ＋ｊｂ_ｉ）×（ａ_ｉ＋ｊｂ_ｉ）^＊ ・・・（１）
となる。なお、（式１）中の符号＊は、複素共役を示す。従って、ｃｈ１を基準としたｃｈ＿ｉの振幅比ｐｏｗ＿１ｉは、
ｐｏｗ＿１ｉ＝（ｃｈ＿ｉ＿ｐｏｗ）／（ｃｈ＿１＿ｐｏｗ） ・・・（２）
となる。

次に、ｃｈ１を基準とした位相差θ＿１ｉは、
θ＿１ｉ＝ｔａｎ^−１(Ｉｍ[（ａ_ｉ＋ｊｂ_ｉ）×（ａ_１＋ｊｂ_１）^＊]／Ｒｅ[（ａ_ｉ＋ｊｂ_ｉ）×（ａ_１＋ｊｂ_１）^＊]) ・・・（３）
から求まる。そして、ｐｏｗ＿１ｉをＶと置き換え、θ＿１ｉをθと置き換えると、あるチャンネルにおける（ｐｏｗ＿１ｉ，θ＿１ｉ）は、ｆ（Ｖ，θ）と表される。従って、各周波数に対応させて、かつ各測定回（１〜Ｎ回）のそれぞれについて、ｆ１（Ｖ，θ）〜ｆｎ（Ｖ，θ）が得られる（図７の[２]参照）。

基準チャンネルに対する、各周波数かつ各測定回についての振幅比及び位相差が算出されると、行程Ｄにおいて、制御部５により平均処理が実行される。平均処理は、行程Ｃで求めたｆ１（Ｖ，θ）〜ｆｎ（Ｖ，θ）について、測定回の平均値を算出する。従って、図７の[３]に示すように、各チャンネルの周波数毎の平均値ｆ１（Ｖａ，θａ）〜ｆｎ（Ｖａ，θａ）が得られる。なお、Ｖａ，θａは、Ｖ，θの測定回であるＮ回分の平均値を示す。

平均処理が終了すると、行程Ｅにおいて、補正演算部７によりフィルタ係数算出処理が実行される。フィルタ係数算出処理は、平均化されたＶａ，θａからフィルタ係数を算出するものである。すなわち、チャンネル毎にフィルタ係数ｆ１（Ｉ，Ｑ）〜ｆｎ（Ｉ，Ｑ）が、以下の（４）式のようにして求められる。

Ｉ＝（１／Ｖａ）×ｃｏｓ（−θａ）
Ｑ＝（１／Ｖａ）×ｓｉｎ（−θａ） ・・・（４）
フィルタ係数算出処理が終了すると、行程Ｆにおいて、補正演算部７でＩＦＦＴが実行される。ＩＦＦＴ処理は、逆フーリエ変換を行うもので、行程Ｅで算出された周波数領域のフィルタ係数を時間領域の係数に変換するものである。また、補正演算部７は、ＩＦＦＴ処理によって得られたフィルタ係数を補正フィルタ係数として補正フィルタに転送する。つまり、補正フィルタ係数は、ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）用に周波数サンプリング法で生成される。

このように、補正フィルタ係数の設定によって各チャンネルの受信アナログ回路間の周波数特性のバラツキを、抑制することが可能であり、さらに、値ｎ、または値Ｎを大きく設定することで偏差をより抑制することが可能となる。

なお、本発明は、周波数特性の最大値を基準とする態様に代えて、所定値に近い値を有するチャンネルを基準としてもよく、あるいはチャンネルを基準とせず、予め設定された所定値を基準として、この所定値との比率、差分を振幅比、位相差としてもよい。

１ 超音波送受波器
１００，１００ａ〜１００ｃ，１００ｅ〜１００ｊ チャンネル振動子
１１０ａ〜１１０ｃ グループ振動子
２ 送受波切替器
３ 送信アンプ
４ 送信駆動信号生成回路
５ 制御部
６ 補正信号生成部
７ 補正演算部
８ 切替器
９ 受信アナログ回路
１０ 補正フィルタ
１１ 受信ビーム形成回路
１２ ドップラー処理部
１３ 表示部

Claims (4)

1. 複数の超音波振動子と、前記各超音波振動子から水中に送信された所定の帯域幅を有する超音波信号であって水中から帰来して各超音波振動子で受信されるエコー信号を増幅する複数の受信回路とを備えた水中探知装置において、
   テストモードにて、前記所定の帯域幅内で予め設定された数の互いに異なる周波数のテスト信号を前記各受信回路の入力側に供給するテスト信号供給手段と、
   前記テスト信号に対応する前記各受信回路の出力信号に基づいて、前記各受信回路における前記設定数の周波数毎の出力信号の振幅及び位相に関する特性を補正する補正情報を得る特性分析手段と、
   前記各受信回路へ出力される各周波数を含むエコー信号を対応する周波数の前記補正情報で補正する補正手段とを備えた水中探知装置。
2. 前記特性分析手段は、前記複数の受信回路のうちの１つを選定し、選定された受信回路の前記特性を基準にして他の受信回路の前記特性を変換するものであることを特徴とする請求１記載の水中探知装置。
3. 前記テスト信号供給手段は、前記テスト信号を複数回前記各受信回路に供給し、前記特性分析手段は、前記補正情報を複数回の前記テスト信号に対応する出力信号の前記特性を平均して得るようにしたことを特徴とする請求項１又は２記載の水中探知装置。
4. 複数の超音波振動子から水中に送信された所定の帯域幅を有する超音波信号であって水中から帰来して各超音波振動子で受信されるエコー信号を増幅する複数の受信回路とを備えた水中探知装置における受信特性補正方法において、
   テストモードにて、前記所定の帯域幅内で予め設定された数の互いに異なる周波数のテスト信号を前記各受信回路の入力側に供給するテスト信号供給行程と、
   前記テスト信号に対応する前記各受信回路の出力信号に基づいて、前記各受信回路における前記設定数の周波数毎の出力信号の振幅及び位相に関する特性を補正する補正情報を得る特性分析行程と、
   前記各受信回路へ出力される各周波数を含むエコー信号を対応する周波数の前記補正情報で補正する補正行程とを有する水中探知装置における受信特性補正方法。

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