JP2011036063A

JP2011036063A - コロナ放電処理装置用の共振型ｐａｍインバータ電力供給装置

Info

Publication number: JP2011036063A
Application number: JP2009181326A
Authority: JP
Inventors: Nobuhiro Haramoto; 信洋原本; Yoshihiro Hidaka; 美博日高; Kuniaki Mitsuhira; 国昭光平; Akinobu Fujii; 章伸藤井; Tomoki Nakazaki; 友喜中崎
Original assignee: Japan Steel Works Ltd
Current assignee: Japan Steel Works Ltd
Priority date: 2009-08-04
Filing date: 2009-08-04
Publication date: 2011-02-17

Abstract

【課題】商用電源の変動による影響を受けず、波高値が可変であり、品質が高い単相交流電圧を供給することができるコロナ放電処理装置用の共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置を提供する。
【解決手段】商用三相交流電源（２）に三相ブリッジ整流器（３）を接続し、第１の直流電圧を得る。三相ブリッジ整流器（３）の下流にチョッパ回路（４）を設け、第１の直流電圧を所望の第２の直流電圧に変圧する。インバータ回路（５）によって第２の直流電圧を単相交流電圧に変換して、コロナ放電処理機構部（４０）に供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、フィルム製造工程においてコロナ放電によりフィルムの表面を改質するコロナ放電処理装置に適用されるインバータ電力供給装置に関するものであって、さらに詳しく説明すると、放電電極と放電ロールと高周波トランスとからなる回路によって放電電極と放電ロール間にコロナ放電を発生させて、放電ロールで送られるフィルムの表面を改質するコロナ放電処理機構部に、所定の周波数の単相交流電圧を供給して前記回路を共振させる共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置に関するものである。

フィルムは、押出機に供給された原料の樹脂材料を押出機内で溶融し、所定のダイス、例えばＴ型ダイから押し出して、冷却ロールに掛け回して空冷または水冷し、必要に応じて１軸延伸、２軸延伸等の延伸処理が施され、製造されている。このようなフィルム表面は、印刷し易くしたり、粘着材料や機能材料を塗布し易くするために、いわゆるコロナ放電処理装置によって処理され、ぬれ性が改善されている。

コロナ放電処理装置５０は、図５に示されているように、処理されるフィルム５１が巻き付けられる回転放電ロール５２と、該回転放電ロール５２と所定の隙間をおいて設けられている放電電極５３と、所定の漏れインダクタンスＬを備えている高周波トランス５５と、高周波トランス５５に高周波交流電流を供給するインバータ電力供給装置５６とから構成されている。互いに直列に接続されている放電電極５３と回転放電ロール５２と高周波トランス５５は、コロナ放電を発生させるコロナ放電機構部５８を構成している。回転放電ロール５２には、厚さｔ２のシリコン絶縁層５７がコーティングされており、放電電極５３とシリコン絶縁層５７には隙間ｔ１が空けられているので、放電電極５３と回転放電ロール５２の間には、１式で与えられる静電容量Ｃ_０のコンデンサが形成されることになる。

放電電極５３と回転放電ロール５２の間にコロナ放電を生じて電流が流れるとき、所定の抵抗Ｒを流れる電流と見ることができる。抵抗Ｒは、放電電極５３と回転放電ロール５２間の電位差をコロナ放電電流で除して得られる値である。そうすると、コロナ放電機構部５８には、高周波トランス５５の漏れインダクタンスＬと静電容量Ｃ_０と抵抗Ｒとからなる、いわゆるＬＣＲ直列共振回路が形成されることになる。ＬＣＲ直列共振回路の共振周波数ｆ_０は２式で与えられる。

コロナ放電は、共振周波数ｆ_０と等しい周波数、もしくは共振周波数ｆ_０の近傍の周波数の交流電圧であって、放電電極５３と放電ロール５２間に１０〜１５ｋＶの電圧を印加して発生させる。このようにして発生させるコロナ放電は、共振周波数ｆ_０が１０〜３０ｋＨｚの範囲にあるときに安定し、運転効率も高い。

必要になるコロナ放電の放電容量は、製造されるフィルムによって異なる。そこで、コロナ放電機構部５８において、必要に応じて放電容量を変更することになる。放電容量は放電電極５３と回転放電ロール５２の間を通過する電荷量に応じて増減するので、単純に電圧を調整することにより放電電極５３と回転放電ロール５２間の電界強度を変更して、放電容量を調整する方法が考えられる。しかしながら、放電電極５３と回転放電ロール５２間の空間電位Ｅ_ａが適切な範囲２〜３ＫＶ／ｍｍになっていないと、コロナ放電が得られないだけでなく、火花放電が発生することもある。従って、必要となる放電容量に応じて、放電電極５３の面積Ｓを増減することになる。ところで、放電電極５３と回転放電ロール５２間の静電容量Ｃ_０は、放電電極５３の面積Ｓの大きさに比例するので、放電容量の異なる放電電極５３を採用して静電容量Ｃ_０が増減してしまうと、共振周波数ｆ_０も変化してしまい不都合である。放電電極５３の面積Ｓを増減した場合であっても、放電電極５３と回転放電ロール５２間の隙間ｔ１を調整して、静電容量Ｃ_０が変化しないようにすることもできる。そうすると、共振周波数ｆ_０を一定に維持することができる。しかしながら、放電電極５３と回転放電ロール５２間の隙間ｔ１を狭くすると、回転放電ロール５２の偏心の影響や温度の変化によるロール径の変化によって静電容量Ｃ_０の変動の度合いが大きくなってしまうし、回転放電ロール５２に送り出されるフィルム５１が放電電極５３に接触して破損してしまう可能性もある。一方、この隙間ｔ１を広げると回転放電ロール５２の偏心等による影響は小さくなるが、安定したコロナ放電が得られなくなってしまう。つまり、静電容量Ｃ_０を一定に維持するために、放電電極５３と回転放電ロール５２間の隙間ｔ１を調整することは適切でない。そうすると、放電容量の調節に伴って静電容量Ｃ_０が変化してしまうことは避けられない。静電容量Ｃ_０が変化しても、最適な共振周波数ｆ_０の範囲１０〜３０ｋＨｚが維持されるようにしなければならない。

コロナ放電においては、コロナ放電機構部５８の共振の鋭さについても考慮する必要がある。共振の鋭さは、３式によって与えられるＱ値によって評価することができる。

安定的にコロナ放電を発生させるために、Ｑ値が２．５以上の値になるように調整する必要がある。このようなＱ値は、電流と電圧の位相角に対しても重要である。例えば、安定的な運転状態においては、放電電流の位相角は、放電電極５３と回転放電ロール５２間の位相角よりも６５度以上進んだ位相角φになるように運転されている。このような位相角φ（≧６５）における正接ｔａｎφを仮にＱ値と等価であると考えると、適切な運転はｔａｎφ≧Ｑになるように運転することである、ということもできる。いずれにしても、Ｑ値が２．５以上になるように、抵抗Ｒ、漏れインダクタンスＬ、静電容量Ｃ_０を調整する必要がある。

さて、放電容量を変更することによって、静電容量Ｃ_０が変化してしまう問題に戻ると、静電容量Ｃ_０が変化してしまっても、所定の対応方法を採るようにすれば、最適な共振周波数ｆ_０の範囲１０〜３０ｋＨｚを維持することができ、Ｑ値を適切な値に維持できることが周知である。ただし、このような対応方法を採る場合には、コロナ放電機構部５８に供給する高周波交流電圧、すなわちインバータ電力供給装置５６の出力電圧を低電圧にしたり高電圧にする必要がある。このような所定の対応方法、すなわち放電容量が小さい場合の対応方法と、放電容量が大きい場合の対応方法のそれぞれについては、本発明についての作用の説明のところで詳しく説明するので、ここでは簡単に説明する。そして、このような対処方法を採るときに、インバータ電力供給装置５６の出力電圧を低電圧にしたり高電圧にしなければならない点について説明する。

放電容量が小さい場合：
放電容量が小さい装置においては、放電電極５３と回転放電ロール５２間の静電容量Ｃ_０は小さい。この場合には３式よりＱ値は大きくなるのでＱ値については問題ない。共振周波数ｆ_０について検討すると、高周波トランス５５の漏れインダクタンスＬの値が同一であれば、２式から共振周波数ｆ_０は高くなってしまう。そこで、高周波トランス５５の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２の巻数比ｎ＝Ｎ２／Ｎ１を大きくして、高周波トランス５５の１次側から見た静電容量を増加させて、共振周波数ｆ_０が高くならないようにする。具体的には、高周波トランス５５の２次巻線Ｎ２を増加させて巻数比ｎを大きくする方法を採る。このようにすると、１次側から見た静電容量Ｃ’を増加させることができるので、共振周波数ｆ_０が高くならないようにすることができる。ところで、高周波トランス５５の１次側と２次側の電圧の比、すなわち変圧比は巻数比ｎに等しいので、このようにして巻数比ｎを大きくしてしまうと、２次側の電圧が高くなってしまう。高周波トランス５５の２次側の電圧を適切な範囲１０〜１５ｋＶに維持するには、１次側の電圧を低電圧にする必要がある。つまり、放電容量が小さい装置において、高周波トランス５５の２次巻線の巻数を大きくして対応する場合には、インバータ電力供給装置５６の出力電圧を低電圧にする必要がある。

放電容量が大きい場合：
放電容量の大きい装置においては、放電電極５３と回転放電ロール５２間の静電容量Ｃ_０は大きい。高周波トランス５５の漏れインダクタンスＬの値が同一であれば、２式から共振周波数ｆ_０は低くなってしまう。そこで、共振周波数ｆ_０が変化しないように、例えば漏れインダクタンスＬの値を小さくするような対応方法が考えられる。しかしながら、このようにすると、静電容量Ｃ_０が大きく、漏れインダクタンスＬが小さいのでＱ値が低くなってしまって、コロナ放電が出来なくなってしまう。そこで、Ｑ値が所定の範囲に収まるようにしながら、共振周波数ｆ_０を適切な範囲にする必要がある。具体的には、出力容量の小さい高周波トランスを複数台用意して、これらの高周波トランスのそれぞれの１次側の巻線を直列に接続して、インバータ電力供給装置５６に接続する。そして、複数台の高周波トランスのそれぞれの２次側の巻線は、並列に接続して、放電電極５３と回転放電ロール５２に接続する。このようにすると、Ｑ値が低下することなく共振周波数ｆ_０を適切な範囲にすることができる。ところで、このように複数台の高周波トランスを接続して対応する場合には、１次側巻線が直列に接続されているので、１次側の総電圧は高電圧が必要になる。つまり、放電容量が大きい装置において、複数台の高周波トランスを接続して対応する場合には、インバータ電力供給装置５６の出力電圧を高電圧にする必要がある。

このように、放電容量を増減すると、インバータ電力供給装置５６の出力電圧を高電圧にしたり低電圧にする必要が生じる。出力電圧の異なる複数台のインバータ電力供給装置５６、５６、…を予め用意しておき、放電容量に応じて必要なインバータ電力供給装置５６を選択することも考えられるが、装置が無駄になってしまい、コスト高になってしまう。そこで、出力電圧の調整が可能なインバータ電力供給装置が求められている。従来周知の、出力電圧の調整が可能なインバータ電力供給装置について説明する。

図６の（ア）には、従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０の回路が示されている。従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０は、商用交流電源６１側に設けられ、商用交流電圧を昇圧、あるいは降圧することができる昇降圧トランス６２と、昇圧、あるいは降圧された三相交流電圧を直流電圧に変換する三相ブリッジ整流器６３と、直流電圧を平滑化するＤＣインダクタンス６４と平滑コンデンサ６５と、直流電圧を単相交流電圧に変換するインバータ回路６６と、インバータ回路６６のスイッチング動作を制御するインバータ制御部６７とから構成されている。実際には、三相ブリッジ整流器６３は、直列に接続された２個のダイオードが、それぞれ３列に並列接続された回路から構成され、インバータ回路６６は、上下アームからなるアーム回路が２列並列接続された回路から構成されているが、図６の（ア）には簡略的に示されている。このようなインバータ回路６６によって生成される単相交流電圧はコロナ放電機構部５８に供給され、その電圧と、電流計６８によって測定されている電流がインバータ制御部６７に入力されている。従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０によると、２００Ｖまたは４００Ｖで供給される商用交流電圧は昇降圧トランス６２によって昇圧、あるいは降圧された後に三相ブリッジ整流器６３によって直流電圧に変換されるので、直流電圧をある程度調整することができる。そして、インバータ回路６６の出力電流と出力電圧の位相角が検出されてインバータ回路６６が制御されるので、コロナ放電機構部５８の共振周波数ｆ_０と一致した周波数の、あるいは若干ずらした周波数の単相交流電圧をコロナ放電機構部５８に供給することができる。すなわち、従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０は、コロナ放電機構部５８を共振させると共に、出力電圧の波高値をある程度調整できる単相交流電圧を供給することができる。

図６の（イ）には、従来例２に係るＰＡＭインバータ電力供給装置７０の回路が示されている。従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０と同様な素子、または電気部品については、同じ参照番号を付して説明を省略する。従来例２に係るＰＡＭインバータ電力供給装置７０においては、商用交流電源６１には、サイリスタから構成されている三相ＳＣＲブリッジ整流器７１が接続されて、後段のインバータ回路６６に直流電圧が供給されるようになっている。そして、三相ＳＣＲブリッジ整流器７１は、ＳＣＲ制御部７２によって制御されるようになっている。三相ＳＣＲブリッジ整流器７１は、商用交流電圧を直流電圧に変換するときに、サイリスタの点弧角を位相制御して直流電圧を変化させることができる。従って、インバータ回路６６から出力される単相交流電圧の波高値を可変にすることができる。

図６の（ウ）には、従来例３に係るＰＡＭインバータ電力供給装置７５の回路が示されている。従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０と同様な素子、または電気部品については、同じ参照番号を付して説明を省略する。従来例３に係るＰＡＭインバータ電力供給装置７５においては、インバータ回路６６はＰＤＭ制御部７６によって制御され、インバータ回路６６の出力電圧をパルス状にｏｎ／ｏｆｆして出力する、いわゆるＰＤＭ制御によって運転される。三相ブリッジ整流器６３によって商用交流電圧から変換される直流電圧は変圧されないが、ＰＤＭ制御によってインバータ回路６６が制御されるので、インバータ回路６６から電力が調整された出力電圧を供給することができる。ＰＤＭ制御部７６には、電流計６８によって測定される出力電流と、コロナ放電機構部５８内において測定される電流、すなわち放電電流が入力されている。従って、共振周波数ｆ_０と等しい周波数になるように、かつ出力電流の平均電流が所定の電流値になるように、インバータ回路６６を制御することができる。

特開２００５−９４９１３号公報

特許文献１には、従来例３に係るＰＡＭインバータ電力供給装置７５と、類似した構成を有するインバータ電力供給装置が示されている。特許文献１に記載のインバータ電力供給装置によると、インバータ回路を構成している２列のアーム回路において、通常は同時にＯＮ／ＯＦＦするアーム、すなわち一方のアーム回路の上アームと他方のアーム回路の下アームを、所定の位相差だけずらしてＯＮ／ＯＦＦするように構成されている。従って、位相差を調整するとインバータ回路の出力電力を調整することができる。

従来例１、２に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０、７０によっても、出力電圧の調整が可能であるし、従来例３に係るＰＡＭインバータ電力供給装置７５や特許文献１に記載のインバータ電力供給装置によっても出力電力を調整することができるので、結果的に出力電圧を調整するのと同様な効果が得られる。従って、コロナ放電機構部５８に必要な単相交流電圧を供給することはできる。しかしながら、問題点も見受けられる。例えば、従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０においては、三相ブリッジ整流器６３によって直流電圧を得ているので、商用交流電圧のノイズの影響を受けてしまい、品質の高い直流電圧が得られない。コロナ放電機構部５８の共振周波数ｆ_０の近傍の周波数においては、電圧や電流は大きく変動しやすく変化率は非常に大きい。つまり、電圧や電流の変化率が大きく、コロナ放電機構部５８の制御は難しいので、コロナ放電機構部５８には、コロナ放電が安定するように品質の高い電圧と電流を供給する必要がある。しかしながら、従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０においては、直流電圧の品質は商用交流電圧の品質に影響されてしまうので、インバータ回路６６から出力される電圧の品質にも影響が出やすいという欠点がある。さらには、昇降圧トランス６２による昇圧、および降圧はある程度変更できる範囲が限定されてしまうので、直流電圧を調整できる範囲は大きくない。従って、コロナ放電機構部５８の放電容量の変更量が大きい場合には、対応することができない。

従来例２に係るＰＡＭインバータ電力供給装置７０においては、三相ＳＣＲブリッジ整流器７１によって商用交流電圧を直流電圧に変換しているので、ある程度直流電圧の品質を維持することはできる。しかしながら、三相ＳＣＲブリッジ整流器７１においては商用交流電圧の零電圧を基準にして位相角を調整してサイリスタをスイッチングしているだけなので、商用交流電圧の瞬時変動に対応することはできない。つまり、直流電圧の品質は保証されないので、従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０と同様に、品質の高い出力電圧をコロナ放電機構部５８に供給できないことがある。また、三相ＳＣＲブリッジ整流器７１は、ある程度直流電圧を調整することはできるが、商用交流電圧の周波数よりも高い周波数での制御ができないので、特に低電圧の直流電圧を得ようとすると電圧が安定しなくなる欠点もある。

従来例３に係るＰＡＭインバータ電力装置７５においては、商用交流電源から三相ブリッジ整流器６３によって直流電圧を得ているので、従来例１に係るＰＡＭインバータ電力供給装置６０と同様に直流電圧は、商用交流電圧の変動の影響を受ける欠点がある。さらには、インバータ回路６６から供給される電圧はパルス状にＯＮ／ＯＦＦされるので、電力波形が乱れてしまい電圧の品質が高くないという問題もある。そして、直流電圧が固定の電圧になっているので、コロナ放電機構部５８の放電容量の変更量が大きい場合には、対応することができない。

特許文献１に記載のインバータ電力供給装置においても、インバータ回路６６のＯＮ／ＯＦＦのタイミングを調整して出力電力を調整しているので、電力の調整範囲は大きくはないし、このような調整方法によって電力波形が乱れてしまうので、従来例３に係るＰＡＭインバータ電力装置７５と同様に出力電圧の品質は高くないという問題がある。さらには、特許文献１に記載のインバータ電力供給装置においては、出力電圧を調整する制御応答は、出力する電圧の周波数に依存してしまうので応答を早くすることができない。そうすると、インバータ回路に供給される直流電圧の瞬時変動に影響を受けてしまい、インバータ回路から出力される電圧の品質にも影響してしまう。

本発明は、上記したような問題点を解決した、コロナ放電処理装置用の共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置を提供することを目的としており、具体的には、商用交流電圧の変動の影響を受けることがなく、所望の波高値に調整可能であると共に電圧波形が滑らかで品質の高い単相交流電圧を、コロナ放電機構部に供給することができるコロナ放電処理装置用の共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置を提供することを目的としている。

本発明は、上記目的を達成するために、放電電極と放電ロールと高周波トランスとからなり、フィルムにコロナ放電処理を実施するコロナ放電処理機構部に、所定の周波数の単相交流電圧を供給する共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置として構成される。そして、共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置には、商用三相交流電圧を直流電圧に変換する三相ブリッジ整流器、またはＰＷＭコンバータと、単相交流電圧を生成するインバータ回路の間に、チョッパ回路が設けられるようにする。三相ブリッジ整流器、またはＰＷＭコンバータによって変換された第１の直流電圧は、チョッパ回路によって第２の直流電圧に変換され、第２の直流電圧が、インバータ回路によって単相交流電圧に変換されるように構成する。

かくして、請求項１記載の発明は、上記目的を達成するために、放電電極と放電ロールと高周波トランスとからなる回路を共振させて、該放電電極と該放電ロール間にコロナ放電を発生させて該放電ロールで送られるフィルムの表面を改質するコロナ放電処理機構部に、所定の周波数の単相交流電圧を供給する共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置であって、前記共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、外部から供給される三相交流電圧を第１の直流電圧に整流する三相ブリッジ整流器と、前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するチョッパ回路と、前記第２の直流電圧を単相交流電圧に変換して前記コロナ放電処理機構部に供給するインバータ回路とから構成されている。
また、請求項２に記載の発明は、放電電極と放電ロールと高周波トランスとからなる回路を共振させて、該放電電極と該放電ロール間にコロナ放電を発生させて該放電ロールで送られるフィルムの表面を改質するコロナ放電処理機構部に、所定の周波数の単相交流電圧を供給する共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置であって、前記共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、外部から供給される三相交流電圧を昇圧するＡＣインダクタンスと、昇圧された三相交流電圧を第１の直流電圧に整流するＰＷＭコンバータ回路と、前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するチョッパ回路と、前記第２の直流電圧を単相交流電圧に変換して前記コロナ放電処理機構部に供給するインバータ回路とから構成されている。
そして、請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載のインバータ電力供給装置において、前記チョッパ回路は、前記単相交流電圧の周波数よりも高い周波数でスイッチングされることを特徴とする共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置。

以上のように、本発明によると、共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、外部から供給される三相交流電圧を第１の直流電圧に整流する三相ブリッジ整流器と、前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するチョッパ回路と、前記第２の直流電圧を単相交流電圧に変換して前記コロナ放電処理機構部に供給するインバータ回路とから構成されているので、すなわち、三相ブリッジ整流器によって得られた第１の直流電圧は、直接インバータ回路に供給されずに、チョッパ回路によって第２の直流電圧に変圧された後にインバータ回路に供給されるので、インバータ回路には、変動の少ない高品質な第２の直流電圧が供給されることになる。さらには、直流電圧は任意の電圧に調整できるので、インバータ回路から出力される単相交流電圧の波高値を容易に調整でき、コロナ放電処理機構部が必要としている単相交流電圧に適合する単相交流電圧を供給することができる。また、供給される単相交流電圧は、波形が滑らかで品質が高いという本発明に特有の効果が得られる。
また、他の発明によると、共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、外部から供給される三相交流電圧を昇圧するＡＣインダクタンスと、昇圧された三相交流電圧を第１の直流電圧に整流するＰＷＭコンバータ回路と、前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するチョッパ回路と、前記第２の直流電圧を単相交流電圧に変換して前記コロナ放電処理機構部に供給するインバータ回路とから構成されているので、ＰＷＭコンバータ回路によって、三相交流電圧の力率を適正な範囲に維持しながら、第１の直流電圧に変換することができ、チョッパ回路によって第２の直流電圧に変換した後に、インバータ回路によって品質の高い単相交流電圧を出力することができる。

本発明の第１の実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置の回路図である。コロナ放電処理機構部に接続されている高周波トランスが１台のときと、２台のときのそれぞれにおける、共振周波数を説明するための図であり、その（ア）〜（カ）はコロナ放電処理機構部の回路図である。高周波トランスにおける漏れインダクタンスを模式的に説明する図であり、その（ア）（イ）は高周波トランスを仮想的に示す回路図、その（ウ）は、高周波トランスに発生している磁束を模式的に示す正面図である。本発明の第２の実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置の回路図である。コロナ放電処理装置を模式的に説明する回路図である。従来例に係るインバータ電力供給装置を示す図であり、その（ア）〜（ウ）は、それぞれ従来例１〜３に係るインバータ電力供給装置を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について説明する。本実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、放電電極と放電ロールと高周波トランスとから構成されている周知のコロナ放電処理機構部４０に、単相交流電圧を供給する電力供給装置として構成されている。本実施の第１の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ａは、図１に示されているように、商用交流電源２から供給される三相交流電圧を直流電圧に変換する三相ブリッジ整流器３、変換された直流電圧を任意の電圧に降圧するチョッパ回路４、この直流電圧を単相交流電圧に変換するＰＡＭインバータ回路５、等から構成されている。三流ブリッジ整流器３は、従来周知のように、一方向に極性が揃えられて直列に接続されている２個のダイオードからなる列が、並列に３列接続された、６個のダイオードＤ１１〜Ｄ１６から構成されている。そして、それぞれの列を構成している２個のダイオードの中間に、三相交流電圧の各相の電源線が結線されている。従って、ダイオードＤ１１〜Ｄ１６の整流作用によって三相交流電圧は第１の直流電圧に変換されることになる。三相ブリッジ整流器３の直後の正の電圧線Ｐ１にはＤＣリアクトル７が設けられ、正の電圧線Ｐ１と負の電圧線Ｎは第１の平滑コンデンサ８によって接続されている。従って、第１の直流電圧は平滑化される。

本実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ａは、チョッパ回路４を備えている点に特徴を有しているが、チョッパ回路４自体は、昇圧チョッパと降圧チョッパとを備えた周知のチョッパ回路から構成されている。すなわち、チョッパ回路４は、ＩＧＢＴからなる第１、２のトランジスタＴ２１、Ｔ２２と、第１、２の還流ダイオードＤ２１、Ｄ２２と、チョッパ用ＤＣリアクトル１０とから構成されている。第１、２のトランジスタＴ２１、Ｔ２２は、第１の直流電圧の正の電圧線Ｐ１から負の電圧線Ｎに電流を流す向きに極性が揃えられて直列に接続され、第１、２の還流ダイオードＤ２１、Ｄ２２は、第１、２のトランジスタＴ２１、Ｔ２２のそれぞれに並列に接続され、第１、２のトランジスタＴ２１、Ｔ２２と逆方向に電流を流すように設けられている。そして、第１、２のトランジスタＴ２１、Ｔ２２の中間から引き出された電圧線Ｐ３は、チョッパ用ＤＣリアクトル１０を介して第２の直流電圧の正の電圧線Ｐ２に接続されている。第２の直流電圧の負の電圧線Ｎは第１の直流電圧の負の電圧線Ｎと共通である。そして、第１の電流計１１によって計測される電圧線Ｐ３の電流と、第２の直流電圧の正の電圧はチョッパコンバータ制御部１２に入力され、チョッパコンバータ制御部１２はこれらの電流、電圧の入力に従って、第１、２のトランジスタＴ２１、Ｔ２２のＯＮ／ＯＦＦを制御できるようになっている。このように構成されているチョッパ回路４の下流、すなわち第２の直流電圧の正負の電圧線Ｐ２、Ｎの間には、第２の平滑コンデンサ１４が設けられ、第２の直流電圧が平滑化されるようになっている。このようなチョッパ回路４において、第１のトランジスタＴ２１と第２の還流ダイオードＤ２２は降圧チョッパを、第２のトランジスタＴ２２と第１の還流ダイオードＤ２１は昇圧チョッパを、それぞれ構成している。従って、第１の直流電圧を任意の電圧に降圧して第２の直流電圧を得ることができ、第２の直流電圧から昇圧して第１の直流電圧に返送することもできる。なお、チョッパ用ＤＣリアクトル１０は、供給する直流電流が非常に小さいときにも連続的に電流が流れるように、十分に大きなインダクタンスを備えたリアクトルが採用されており、チョッパ回路４は、チョッパコンバータ制御部１２によって高い周波数でＰＷＭ制御されるようになっている。

ＰＡＭインバータ回路５は、従来周知の、いわゆる単相フルブリッジ構成からなるインバータ回路になっている。すなわち、上下アームからなるアーム回路が２列設けられており、上アーム、下アームのそれぞれは、ＩＧＢＴからなりスイッチング動作を行う１個のトランジスタＴ３１〜Ｔ３４と、ターンオン時におけるスイッチング損失を防止する１個の還流ダイオードＤ３１〜Ｄ３４と、ターンオフ時におけるコレクタ・エミッタ間の電圧の上昇を抑制すると同時にコレクタ電流をバイパスさせてスイッチング損失を低減させるための１個の転流コンデンサＣ３１〜Ｃ３４が並列に接続されている。そして、それぞれのアーム回路の上アームと下アームの接続線からは単相交流電圧の電圧線１６、１７が引き出され、コロナ放電処理機構部４０に単相交流電圧が供給されている。電圧線１６には第２の電流計１９が設けられ、測定される電流は、上下アームのトランジスタＴ３１〜Ｔ３４を制御するＰＡＭインバータ制御部２０に入力されている。

次に作用を説明するが、説明にあたり、まず第１の実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ａの作用を説明して、単相交流電圧を高電圧や低電圧に調整して出力することができる点を明らかにする。次いで、このような実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ａが必要とされる背景について説明する。すなわち、コロナ放電処理機構部４０には、単相交流電圧が必要に応じて高電圧や低電圧に調整されて供給される必要があるが、コロナ放電処理機構部４０が高電圧の単相交流電圧を必要とする場合と、低電圧の単相交流電圧を必要とする場合のそれぞれについて詳しく説明する。

［１］第１の実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ａの作用についての説明：
商用交流電源２から供給される三相交流電圧は、三相ブリッジ整流器３によって第１の直流電圧に変換される。変換された第１の直流電圧は、ＤＣリアクトル７と第１の平滑コンデンサ８によって平滑化されるので、商用交流電源２の三相交流電圧に瞬時電圧変動が生じても、後段のチョッパ回路４には変動の少ない品質の高い直流電圧が供給されることになる。チョッパ回路４において、第１の直流電圧を第２の直流電圧に降圧する。具体的には、チョッパコンバータ制御部１２は、第２の直流電圧が所定の目標値になるように、第２の直流電圧と電圧線Ｐ３の電流のそれぞれの瞬時値の入力をもとに、第１のトランジスタＴ２１を高周期でパルス状にＯＮ／ＯＦＦする、いわゆるＰＷＭ制御を実施する。ＯＮのときは、第１のトランジスタＴ２１を経由して第１の直流電圧の正の電源線Ｐ１からチョッパ用ＤＣリアクトル１０に直流電流が供給され、チョッパ用ＤＣリアクトル１０には電磁エネルギが蓄積されると共に、第２の直流電圧の電圧線Ｐ２に電圧が供給される。ＯＦＦのときは、第２の還流ダイオードＤ２２を経由して電圧線Ｎから電流が還流して、引き続き電圧線Ｐ２に電圧が供給される。ＯＮ／ＯＦＦの比率を変えると第２の直流電圧を制御することができる。チョッパ用ＤＣリアクトル１０は十分に大きなインダクタンスを備えていると共に、チョッパ回路４の後段には第２の平滑コンデンサ１４が設けられているので、第２の直流電圧は平滑化され、変動のない品質の高い電圧が得られる。ところで、チョッパコンバータ制御部１２の制御周波数、すなわち、チョッパ回路４の制御におけるキャリア周波数は、例えば、後段のＰＡＭインバータ回路５から出力される単相交流電圧の周波数よりも高い。従って、コロナ放電処理機構部４０における負荷変動が生じても、高周期で第２の直流電圧を制御することができるので、第２の直流電圧を一定に維持することができる。もちろん、キャリア周波数は商用交流電源２から供給される三相交流電圧の周波数よりも高いので、三相交流電圧に変動が生じて第１の直流電圧が変動してしまっても、第２の直流電圧を安定させることができる。ところで、第２の直流電圧の電圧線Ｐ２、Ｎ側に供給されている電流が、負荷が必要とする電流よりも過剰のときには、第２の平滑コンデンサ１４に電荷が過剰に蓄電されてしまう。この場合には、第２のトランジスタＴ２２をＯＮ／ＯＦＦして第１の平滑コンデンサ８側に昇圧して戻すこともできる。ＰＡＭインバータ回路５において、従来周知のように第２の直流電圧を単相交流電圧に変換してコロナ放電処理機構部４０に供給する。このとき、単相交流電圧の周波数が、コロナ放電処理機構部４０の共振周波数と同じ周波数、またはそれよりも若干高い周波数になるように制御する。本実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ａにおいては、電圧の波高値はチョッパ回路４によって精度良く調整することができるので、ＰＡＭインバータ回路５において、電力を調整するＰＷＭ制御、またはＰＤＭ制御を実施する必要がなく、ＰＡＭインバータ回路５から出力される単相交流電圧の品質は高い。

［２］コロナ放電処理機構部４０が高電圧の単相交流電圧を必要とする場合についての説明：
コロナ放電処理機構部４０の放電容量が大きい場合、すなわち放電電極の面積が大きい場合には、２式によって共振周波数が低くなってしまう。この場合には、Ｑ値が小さくならないようにしながら、共振周波数を高くする必要がある。具体的には、複数台の高周波トランスを接続する。そうすると、Ｑ値が小さくなることがなく、共振周波数を高くすることができる。まず、高周波トランスが１台のときの、コロナ放電処理機構部４０の共振周波数について導き、次いで高周波トランスが２台のときの共振周波数を導く。そして、ｍ台の高周波トランスを接続したときの共振周波数を表す一般式を示し、高電圧の単相交流電圧が必要となる理由を明らかにする。

高周波トランスの２次巻線を短絡した状態で１次側から測定されるインダクタンスを漏れインダクタンスと定義する。図２の（ア）には、放電電極と回転放電ロールを表している抵抗Ｒと静電容量Ｃに、１台の高周波トランス２５が接続され、高周波トランス２５に単相交流電圧電源２６が接続された回路が示されている。図において、漏れインダクタンスＬは高周波トランス２５の１次側に示されている。トランスにはインピーダンス変換の作用があるので、２次側のインピーダンスＺを１次側から見たインピーダンスＺ’は、一次巻線数Ｎ１と２次巻線数Ｎ２の比、すなわち巻線数ｎ＝Ｎ２／Ｎ１によって、Ｚ’＝Ｚ／ｎ^２と表すことができる。そうすると、１次側から見た抵抗はＲ／ｎ^２、１次側から見た静電容量はｎ^２Ｃと、それぞれ表すことができる。図２の（イ）には、このように１次側から見た抵抗と静電容量が示されており、図２の（イ）に示されている回路は、図２の（ア）に示されている回路の等価回路になっている。この回路において、共振周波数ｆ_１は４式で与えられる。

次に２台の高周波トランス２５、２５が抵抗Ｒと静電容量Ｃに接続される場合について考える。この場合、２台の高周波トランス２５、２５の１次巻線は、図２の（ウ）に示されているように、直列に単相交流電圧電源２６に接続され、２次巻線は並列に抵抗Ｒと静電容量Ｃに接続されている。２次巻線側の回路を、電気的に等価な回路に変形すると、図２の（エ）に示されているように、２台の高周波トランス２５、２５のそれぞれに、抵抗２Ｒと静電容量Ｃ／２が１個宛接続されている回路に変形することができる。次いで、高周波トランス２５、２５の１次側から見た抵抗と静電容量を考えると、すなわち、インピーダンス変換された等価な回路を考えると、図２の（オ）に示されているように、それぞれの抵抗は２Ｒ／ｎ^２、それぞれの静電容量はｎ^２Ｃ／２になる。さらに、変形すると、図２の（カ）に示されているように、漏れインダクタンス２Ｌの１個のリアクタと抵抗値４Ｒ／ｎ^２の１個の抵抗と静電容量ｎ^２Ｃ／４の１個のコンデンサからなる等価な回路に変形することできる。この回路において、共振周波数ｆ_２は５式で与えられる。

すなわち、２台の高周波トランス２５、２５が接続されるときの共振周波数は、高周波トランス２５が１台のときの共振周波数の√２倍になる。同様に考えると、ｍ台の高周波トランス２５、２５、…が接続されるとき、共振周波数ｆ_ｍは６式で与えられる。

コロナ放電処理機構部４０の放電容量が大きくて、静電容量が大きい場合であっても、このように複数台の高周波トランス２５、２５を所定の接続で接続することによって、共振周波数が低下しないようにすることができる。また、詳しくは説明しないが、３式によって与えられるＱ値も高い値に維持される。ところで、このように接続されると、単相交流電圧電源２６には、複数台の高周波トランス２５、２５、…の１次巻線が直列に接続されることになるので、必要な電圧は高電圧になる。すなわち、コロナ放電処理機構部４０に高電圧の単相交流電圧を供給する必要がある。本実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ａは、高電圧を供給することができるので、適切に対応することができる。

［３］コロナ放電処理機構部４０が低電圧の単相交流電圧を必要とする場合についての説明：
コロナ放電処理機構部４０の放電容量が小さい場合、すなわち放電電極の面積が小さい場合には、２式によって共振周波数が高くなってしまう。この場合には、高周波トランスの２次巻線の巻数を増やして巻数比を高くして、１次側から見た静電容量を増加させて共振周波数が高くならないようにする。このとき、コロナ放電処理機構部４０に供給される単相交流電圧は、比較的低電圧にする必要がある。ところで、巻数比を高くする方法として、１次巻線の巻数を減らす場合と２次巻線の巻数を増やす場合が考えられる。ところが、１次巻線の巻数を減らしても共振周波数を変化させることはできない。一方、２次巻線の巻数を増やすと共振周波数を低下させることができる。まず、漏れインダクタンスについて説明した後に、１次巻線と２次巻線のそれぞれを変化させたときの、共振周波数の変化について説明する。

図３の（イ）には、漏れインダクタンスを備えた一般的な高周波トランスについて、変圧作用だけを奏する理想トランス２８と、各インダクタンス成分とに分離した、いわゆるトランス等価回路が示されている。１次側には単相交流電源２７が接続されている。図３の（イ）において、Ｌ_ｅ１は１次側漏れインダクタンス、Ｌ_ｅ２は２次側漏れインダクタンス、Ｍは、相互インダクタンス、Ｎ１、Ｎ２はそれぞれ１次巻線の巻数と２次巻線の巻数を表している。ここで、図３の（イ）に示されているように、２次側を短絡して１次側から測定したインダクタンスを漏れインダクタンスＬ_ｅと定義する。そうすると、漏れインダクタンスＬ_ｅは、７’式で与えられるので、微少量を無視して変形すると７式が得られる。

ところで、巻線に発生する磁束φは、巻線Ｎと電流Ｉと磁気抵抗Ｒ_ｍによって、φ＝ＮＩ／Ｒ_ｍで与えられるので、一般的にインダクタンスＬは８式で与えられる。

図３の（ウ）には、高周波トランスにおいて、１次巻線と２次巻線に鎖交している鎖交磁束φ_ｃと、１次巻線のみに鎖交している１次側の漏れ磁束φ_１と、２次巻線のみに鎖交している２次側の漏れ磁束φ_２とが示されている。１次側の漏れ磁束φ_１によるインダクタンス成分と、２次側の漏れ磁束φ_２によるインダクタンス成分、すなわち１次側漏れインダクタンスＬ_ｅ１と２次側漏れインダクタンスＬ_ｅ２は、１次側と２次側の磁気抵抗をそれぞれＲ_ｍ１、Ｒ_ｍ２として、Ｌ_ｅ１＝Ｎ１^２／Ｒ_ｍ１、Ｌ_ｅ２＝Ｎ２^２／Ｒ_ｍ２で与えられる。従って、７式にこれらを代入すると、９式が得られる。

１次巻線、２次巻線のそれぞれの巻数を変えた場合であっても、磁気抵抗に変化は生じないと仮定する。そうすると、９式により、漏れインダクタンスＬ_ｅは、１次巻線の巻数Ｎ１の二乗に比例し、２次巻線の巻数には影響しないことが分かる。

次に、この結果を利用して、高周波トランスの１次巻線の巻数を増減しても、コロナ放電処理機構部４０の共振周波数は変化しないことを示す。まず、１次巻線巻の数がＮ１、２次巻線の巻数がＮ２、漏れインダクタンスがＬの高周波トランスにおいて、２次側に静電容量Ｃのコンデンサが接続されている場合について考える。このとき、１次側から見た静電容量は（Ｎ２／Ｎ１）^２＊Ｃになるので、共振周波数ｆ_ｏｒｇは、１０式で与えられる。

ここで１次巻線の巻数Ｎ１を、巻数Ｎ１’に変更すると、９式より漏れインダクタンスは（Ｎ１’／Ｎ１）^２＊Ｌになり、１次側から見た静電容量は、（Ｎ２／Ｎ１’）^２＊Ｃになる。そうすると、１１式で計算される共振周波数ｆ_１ｍは、１次巻線の巻数が変更される前の共振周波数ｆ_ｏｒｇと等しいことが分かる。すなわち、高周波トランスにおいて１次巻線の巻数を増減しても、コロナ放電処理機構部４０の共振周波数は変化しない。

次に高周波トランスにおいて、２次巻線の巻数Ｎ２を、巻数Ｎ２’に変更すると共振周波数を変更できることを示す。２次巻線の巻数を変更しても、９式より漏れインダクタンスは変化しないが、１次側から見た静電容量は、（Ｎ２’／Ｎ１）^２＊Ｃになる。そうすると、コロナ放電処理機構部４０の共振周波数ｆ_２ｍは、１２式で与えられる。

すなわち、２次巻線の巻数Ｎ２を増加して巻数Ｎ２’にすると、共振周波数を低くすることができる。以上より、コロナ放電処理機構部４０の放電容量が小さい場合であっても、２次巻線の巻数Ｎ２を変更して共振周波数を調整することができることが明らかになった。すなわち、共振周波数が適切な範囲になるように調整してコロナ放電処理を実施することができる。高周波トランスには、複数のタップが設けられているものがあり、接続するタップを変更すると、２次巻線の巻数を容易に変更することができるようになっている。従って、容易に共振周波数の調整をすることができる。ところで、２次巻線の巻数を増加させると、巻数比が大きくなってしまう。そうすると、高周波トランスの変圧作用が大きくなってしまい、放電電極と回転放電ロールの間に過剰な電圧が印加されてしまう。そこで、このように２次巻線の巻数を増加する場合には、コロナ放電処理機構部４０に低電圧の単相交流電圧を供給する必要がある。本実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、低電圧に調整された単相交流電圧を供給することができるので、適切に対応することができる。

図４には、第２の実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ｂの回路図が示されている。第１の実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ａと同様の電気素子や部品には、同じ参照番号を付して詳しくは説明しない。第２の実施の形態に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置１Ｂにおいては、三相ブリッジ整流器の代わりに、ＡＣリアクトル３１とＰＷＭコンバータ３０が設けられている。ＰＷＭコンバータ３０は、従来周知であるので詳しく説明しないが、６個のダイオードＤ４１〜Ｄ４６と、６個のトランジスタＴ４１〜Ｔ４６とから構成されている。そして、三相交流電圧の各相の電圧と、電流計３２、３３から計測される電流は、ＰＷＭコンバータ制御部３５に入力され、ＰＷＭコンバータ３０は、ＰＷＭコンバータ制御部３５によって制御されるようになっている。従って、商用交流電源２の各相から供給される三相交流電圧は、ＡＣリアクトル３１とＰＷＭコンバータ３０によって、力率が良好に維持されながら、第１の直流電圧に変換されることになる。

本発明の実施の形態は色々な変形が可能である。例えば、チョッパ回路については、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するときに、降圧するように説明されているが、昇圧できるチョッパ回路も周知であり、さらには、昇圧と降圧の双方を実施できるチョッパ回路も周知である。このようなチョッパ回路が設けられていると、直流電圧の電圧を自由に昇降圧することができる。また、回路を構成している素子についても変形が可能であり、例えばトランジスタはＩＧＢＴから構成されているように説明されているが、ＦＥＴから構成されていても同様に実施することができる。

本発明に係る共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、コロナ放電処理装置だけでなく、他の用途に使用される装置にも適用が可能である。

１Ａ、１Ｂ共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置
２商用交流電源３三相ブリッジ整流器
４チョッパ回路５ＰＡＭインバータ回路
７ＤＣリアクトル８第１の平滑コンデンサ
１０チョッパ用ＤＣリアクトル１１第１の電流計
１２チョッパコンバータ制御部１４第２の平滑コンデンサ
１９第２の電流計２０ＰＡＭインバータ制御
２５高周波トランス２６単相交流電圧電源
３０ＰＷＭコンバータ
４０コロナ放電処理機構部

Claims

放電電極と放電ロールと高周波トランスとからなる回路を共振させて、該放電電極と該放電ロール間にコロナ放電を発生させて該放電ロールで送られるフィルムの表面を改質するコロナ放電処理機構部に、所定の周波数の単相交流電圧を供給する共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置であって、
前記共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、外部から供給される三相交流電圧を第１の直流電圧に整流する三相ブリッジ整流器と、前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するチョッパ回路と、前記第２の直流電圧を単相交流電圧に変換して前記コロナ放電処理機構部に供給するインバータ回路とから構成されていることを特徴とする共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置。
放電電極と放電ロールと高周波トランスとからなる回路を共振させて、該放電電極と該放電ロール間にコロナ放電を発生させて該放電ロールで送られるフィルムの表面を改質するコロナ放電処理機構部に、所定の周波数の単相交流電圧を供給する共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置であって、
前記共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置は、外部から供給される三相交流電圧を昇圧するＡＣインダクタンスと、昇圧された三相交流電圧を第１の直流電圧に整流するＰＷＭコンバータ回路と、前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するチョッパ回路と、前記第２の直流電圧を単相交流電圧に変換して前記コロナ放電処理機構部に供給するインバータ回路とから構成されていることを特徴とする共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置。
請求項１または２に記載のインバータ電力供給装置において、前記チョッパ回路は、前記単相交流電圧の周波数よりも高い周波数でスイッチングされることを特徴とする共振型ＰＡＭインバータ電力供給装置。