JP2010541256A - 力率補正回路および駆動回路 - Google Patents

Abstract

力率補正回路および駆動回路および回路段が記載される。より詳しくは、電力調整のために補助巻線を用いる力率補正回路が記載される。また、直列配置された発光ダイオードのような電気的負荷用の駆動回路も記載される。そのような駆動回路の１つの実施例は、直列配置されたＬＥＤのような高電圧の用途および負荷に対して、出力電流の均一性を改善させるコンパレータおよび／または電圧調整器を実現することができる。力率補正段および駆動段の実施例では、これらを組み合わせて１つの電源装置として用いることができ、１つの共通の回路基板上に構成することもできる。力率補正回路と駆動回路を、照明装置として、１つ以上の発光素子と組み合わせてもよい。

Description

本発明の開示は、概要として、力率補正回路および駆動回路に関する。より詳しくは、本発明の開示は、電力調整のために補助インダクタ巻線を用いる力率補正回路、ならびに直列配置された複数の発光ダイオード（ＬＥＤ）のような電気的負荷のために構成された高電圧駆動回路に関する。

力率とは、皮相電力に対する実電力の比率である。米国においては、約１２０ボルトの交流電力が約６０ヘルツの周波数で供給される。欧州およびその他の地域では、約２４０ボルトの交流電力が約５０ヘルツの周波数で供給される。

力率補正（ＰＦＣ）は、１未満の力率を作り出す電気的負荷の特性を調整する過程である。力率補正は、送電施設で送電網の安定性と効率を高めるのに用いられることがある。あるいは、力率補正を個々の電力ユーザーが設置して、電力供給者から課せられる料金を減らすのに用いることもできる。送電システムでは、伝送損失を減らし、負荷における電圧調整性を向上させるために、一般的に高い力率（すなわち、１００％または「１」に近いこと）が望ましい。

交流電力を消費する電気的負荷は、有効に働くまたは働きうる実電力と、負荷でエネルギーが消費されずに各交流サイクルで電源に戻される無効電力の両方を消費する。実電力と無効電力のベクトル和が皮相電力である。皮相電力に対する実電力の比が力率であり、０から１の間の数値(０および１を含む)である。無効電力の存在故に実電力は皮相電力より小さくなり、そのため、電気的負荷の力率は１未満になる。

無効電力は電源と負荷との間の流れる電流を増加させ、それが送電線および配電線での電力損失を増加させる。これが、電力会社にとって付加的コストをもたらす結果となっている。したがって、電力会社はユーザー、特に大きい負荷のユーザーに対して、規定値（通常０．９０またはそれ以上の値）以上の力率を維持するよう要請しており、さもなければ付加的料金を課している。電気設備は、高需要ユーザーにより使用される無効電力を測定し、それに応じて高い料率を課している。このような高いコストを下げるために力率補正手段を工場に設置しているユーザーもある。

発電、送電、配電および電力消費に関わる電気エンジニアにとって、負荷の力率は関心の対象である。なぜなら、負荷の力率は、電力業界と消費者の双方にとって、効率とコストに影響を及ぼすからである。すなわち無効電力のため、操業費が高まるだけでなく、より高い電流容量の配線、スイッチ、ブレーカー、トランスおよび送電線を用いなければならなくなることがある。

力率補正とは、負荷の誘起効果または容量効果をそれぞれ打ち消すように作用するコンデンサまたはインダクタを付加して、逆極性の無効電力を供給することにより、交流回路の力率を１に近づけることである。例えば、電動機の負荷の誘起効果は、負荷毎にコンデンサを接続することで相殺できる。容量性負荷を加えたことにより力率が進んでいるときには、力率を補正するためにインダクタが用いられる。電力業界では、インダクタが無効電力を消費し、コンデンサが無効電力を供給するという言い方が用いられているが、実際には、無効電力は各交流サイクルの間で往復しているに過ぎない。

コンデンサを用いる代わりに、無負荷の同期電動機を用いることもできる。同期電動機により引き込まれる無効電力は、その電動機の励磁関数の１つである。この同期電動機は同期調相機と呼ばれている。このような同期調相機が電気系統に導入され接続されている。同期調相機は完全に進み力率で動作し、無効電力（一般的に、ボルト−アンペアリアクティブまたはＶＡＲと呼ばれている）を、必要に応じて電気系統に加えて、或るシステムの電圧を補助し、あるいは、そのシステムの力率を規定のレベルに保つ。同期調相機の設置と動作は、大型電動機のそれと同じである。その主な利点は、電気的に可変のコンデンサのように動作するので、補正量を簡単に調整できることにある。

非線形負荷は、元の交流電流の他に高調波電流を発生する。コンデンサやインダクタのような線形構成要素を加えても、これらの高調波電流を打ち消すことはできないので、フィルタや能動的力率補正のような他の方法を用いて、交流電流の各サイクルに亘る電流需要を平滑化することで高調波電流の発生を低減する必要がある。

典型的なスイッチング電源装置では、先ず、ブリッジ整流器またはそれに類する回路を用いて交流電流を整流して直流バス（つまり直流リプル電流）を形成する。そして、この直流バスから出力電圧を取り出す。このとき生ずる問題は、整流器が非線形手段であるため、入力電流が高度に非線形であることである。それは、入力電流が、電圧の周波数の高調波でエネルギーを有することを意味する。

このことは、電力会社にとって特に問題である。なぜなら、線形負荷に引き込まれる無効電力に対してなら通用しうるコンデンサやインダクタの付加だけでは、高調波電流に対する補正を行えないからである。そのため多くの行政区域で、所定電力レベル以上の全ての給電に対する力率補正が法的に要求されるようになってきた。

図１は、先行技術により力率補正（ＰＦＣ）を行うよう設計された電子装置の電流および電圧の波形を示す。図示のように、電圧波形は正弦波形状であり、電流波形は、一定の電流値と、高調波を高度に含む電流振幅の大きなスパイクとを有する波形として特徴づけられる。電流波形における大きなスパイクは、スイッチング電源装置であるが故に、整流ブリッジ回路と平滑化コンデンサ回路を用いることに起因するものである。効率の点では、典型的な補正されていないスイッチング電源装置は、力率が０．６であり、これが、実際上、交流コンセントから得られる電流を約１３アンペアから約７．８アンペアに低下させている。

力率補正のための１つの解決法は、能動的力率補正技術を用いて、設備装置の入力負荷電力を、純粋に抵抗的になるように条件設定することである。一般的な力率補正の設計では、実際上スイッチング電源装置に縦続接続されている従来の電圧調整段の前に、昇圧前置変換器が設けられる。昇圧前置変換器は、全波整流され濾波されていない交流ライン電圧を、この交流ライン電圧よりやや上のレベルの直流入力レール電圧、例えば３７５ボルトから４００ボルト程度の直流電圧に引き上げる。交流ラインサイクル全体に亘って電流を引き込むことにより、昇圧前置変換器は、負荷が交流ライン電圧と同相で電流を引き込むように強制し、これにより高調波の発生を抑える。

高調波電流を制御する最も簡単な方法は、受動的力率補正技術としてフィルタを用いることである。フィルタを、ライン周波数（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の電流のみ通過させるように設計することができる。このフィルタは高調波電流を低減し、これは、非線形装置が線形負荷のようになることを意味する。この時点で、必要に応じてコンデンサやインダクタを用いて、力率をほぼ１にすることができる。しかしながら、このフィルタは、大きな値の高電流インダクタを必要とし、そのようなインダクタは、かさばり高価である。これが、コンデンサバンクを用いて負荷の非線形性を補正する簡単な方法である。しかしこの方法は能動的力率補正ほど有効ではない。コンデンサを回路に接続したり回路から切断したりする切替を行うと高調波が生じるため、能動的力率補正または同期電動機のほうが好ましい。

能動的力率補正を行うことも可能である。そのためには、通常は昇圧変換器がブリッジ整流器と主要入力コンデンサとの間に挿入される。昇圧変換器は、その出力側で定直流バス電圧を維持する一方で、ライン電圧と常に同相で同じ周波数の電流を引き込むように構成されている。電源装置内の別のスイッチング変換器が、直流バスから所望の出力電圧を生成する。この方法は、付加的な半導体スイッチと制御電子回路を必要とするが、より安価で小型の受動的構成要素で実施できる。能動的力率補正手段を用いた多くのパワーエレクトロニクスシステムは、その非常に広範な入力電圧範囲故に、約１００Ｖ（日本）から２４０Ｖ（英国）までの交流電力で動作するように自動的に調整することができる。

能動的力率補正手段（アクティブＰＦＣ）は、「１」に出来るだけ近い力率値が得られるように負荷から引き出される電力量を制御するパワーエレクトロニクスシステムである。殆どの用途において、アクティブＰＦＣは、負荷の入力電流を制御することで電流波形が主電圧波形（正弦波）に比例するよう作用する。アクティブＰＦＣには、（i）ブースト型、（ii）バック型、（iii）バック−ブースト型の能動的力率補正手段等があり、いずれのタイプにも、単段式と多段式がある。アクティブＰＦＣによって、０．９９（９９％）の力率補正値を得ることが出来る。

整流器ブリッジ回路と平滑化コンデンサ回路を使用する電源装置は、交流ラインの瞬間電圧が蓄積コンデンサの電圧を超過したときに非正弦波電流を引き込む。力率補正を行わない発電機は、電力を、そのサイクル全体に亘ってではなく正弦波の頂点で供給しなければならず、そのため正弦波が頂点付近で崩れてしまうことがある。

図２は、先行技術による昇圧前置変換器を有する力率補正回路を示す。全波ブリッジ整流器２００は交流入力電圧を受け取り、全波整流された電圧を生成する。昇圧前置変換器２０５は、全波整流された電圧を受け取り、負荷がこの電圧と同相で電流を引き出すように作用する。電流波形は、出力側と制御回路２２０に接続されたスイッチング手段２１５によって決定される。制御回路２２０は、スイッチング手段２１５への入力を提供し、出力側からの信号と整流器・昇圧ノード２２５からの信号とを入力信号として受け取る。この回路は、電流波形を電圧波形に類似し且つ電圧波形と同相になるように成形することにより、力率の問題を解決することが出来る。

しかし、比較的高い電圧で電力を供給する場合を含むいくつかの用途では、先に述べた力率補正技術は、力率補正値が「１」でないために、効率において望ましくない損失をもたらすことがある。

多くの工業的、商業的および公的インフラ用途で、照明用に発光ダイオードを用いることが増えてきた。白熱灯や蛍光灯などの従来の照明技術に比べて、ＬＥＤは、カラースペクトルが広く、サイズがコンパクトで、エネルギー効率が高く、水銀などの環境汚染の心配が無く、動作寿命が長く、出力を弱めることができ、（望まれれば）赤外線成分や紫外線成分を含まないようにでき、且つ（ＬＥＤ毎の）電圧を低くできる。ＬＥＤは、本来的に低電圧デバイスであり、色と電流に依存してＬＥＤの順電圧は２Ｖ未満から４．５Ｖまで変動しうる。さらに、ＬＥＤは、所望の光度と色とを確保するためには定電流で駆動する必要がある。ＬＥＤを含む様々な照明等の電気的構成要素のための駆動段に関しては、電力調整と力率補正のためにレギュレータが用いられてきた。しかし、そのようなレギュレータや力率補正技術は、最適な電流制御には十分でないことが明らかとなっている。むしろ、この技術は、電流配送において許容しがたい変動をもたらすことがあり、これに伴い、付加的構成要素の寿命の短縮や熱管理の問題が生じうる。

したがって、現在不足しているのは、様々な動作条件の下で、比較的高い電圧に対して、「１」に近い力率補正値を提供するための技術である。さらに不足しているのは、強力且つより均一に電力調整を行える、電気的構成要素、殊に、印加電力の変動が顕著な可視的効果を生じうるＬＥＤ装置等の照明装置のための、比較的高い電圧を供給する技術である。

本発明の開示は、様々な動作条件の下で、比較的高い電圧、例えば約４００Ｖ以上、に対して、「１」に近い力率補正値を提供するための技術と、回路を含むシステムとを対象とし且つそれらを包含するものである。本発明の開示に記載の、技術および回路系統を含めたシステムは、広範囲に且つより均一に電力および電流の調整を行いつつ電気的構成要素に対して比較的高い電圧を供給することができる。

実施例は、ＬＥＤから成る構造、例えば所望の個数の適宜のＬＥＤの直列配置構造、を動作させ制御するために利用または実施することができる。

本発明の開示の１つの態様は、力率補正を提供する技術およびシステムを含み、このシステムには回路、回路系統および／または回路段が含まれる。より詳しくは、本発明の開示の１つの態様は、電力調整および電流位相（例えばゼロ点）の検出のために補助インダクタ巻線を用いる力率補正回路に関し、またそのような力率補正回路を提供しうるものである。

本発明の開示のもう１つの態様は、直列配置された複数のＬＥＤのような電気的負荷のために構成された高電圧駆動回路に関し、またそのような高電圧駆動回路を提供しうるものである。そのような駆動段または回路の１つの実施例は、直列配置されたＬＥＤのような高電圧の用途および負荷に対する出力電流の均一性の向上を可能とするコンパレータおよび／または電圧レギュレータに実施することができる。

力率補正段または回路の実施例および駆動段または回路の実施例は、組み合わせた１つの回路として構成配置することができる。そのような実施形態は、電源装置として使用でき、共通の１つの回路基板に、例えば１つの基板の両面に構成してもよい。

本発明の開示のその他の態様、実施形態および詳細は、以下の記載により添付の図面を参照して明らかとなるであろう。

本発明の開示の態様および実施形態は、以下の記載を添付の図面と共に読めば、より十分に理解できるであろう。なお添付の図面は、本来説明のためのものとみなすべきであって、本発明を限定するものとみなすべきではない。図面は一定の縮尺比をもって描かれるわけではなく、本発明の開示の原理を説明することに重きが置かれている。

従来の力率補正技術を用いた電子装置のための電流および電圧波形を示す図である。 従来の力率補正制御回路を示す図である。 本発明の開示の１つの実施例による力率補正回路の回路図である。 本発明の開示の１つの実施例による力率補正回路の回路図である。 本発明の開示の１つの実施例による駆動回路の回路図である。 本発明の開示の１つの実施例による駆動回路の回路図である。 本発明の開示の別の実施例による力率補正回路の回路図である。 本発明の開示の別の実施例による力率補正回路の回路図である。 本発明の開示の別の実施例による駆動回路の回路図である。

いくつかの実施形態を図示するが、図示の実施形態は説明のためのものであって、図示の形態ならびに本明細書に記載の他の実施形態の変形・変更は、本発明の開示の範囲内で可能であり且つ実施できるであろう。

さらに、図には特定の成分値および／または部品番号または型番号が示されているが、本発明の開示の範囲内で他の適当な値を有する他の適当な部品ないし構成要素を使用してもよいことは、当業者であれば自明であろう。

本発明の開示の態様および実施形態は、力率補正に用いることができる回路または回路段および／または駆動機能を有する電気的装置または構成要素を提供する。そのような回路段または回路は、力率補正および／または電力調整能力を高め、例えばＬＥＤや関連する構成要素の直列配置構造のような電気的負荷の有効寿命を長くするとともに、熱損失やそれに関連するコストを低減するのに用いることができる。

本発明の開示の別の態様は、発光ダイオードの直列配置のような電気的負荷用に構成された高電圧駆動回路に関する。駆動回路の１つの実施例は、直列配置されたＬＥＤのような高電圧の用途および負荷に対して、出力電流の均一性を改善することができるコンパレータおよび／または電圧調整器を実現することができる。

本発明の開示の態様および実施形態は、本明細書の記載を添付の図面と共に読めば、より十分に理解できるであろう。なお添付の図面は、本来説明のためのものであって、本発明を限定しないものとみなすべきである。図示の回路の実施形態の主な特徴的構成には参照符号を付し（例えば図３のコンデンサ３３６）、関連する記載の中で言及しているが、さほど重要でない構成には図面において参照符号を付さず、説明も行っていない。しかしながら、理解を容易にするために、この詳細な説明に記載の図面において、図示の回路の機能的構成要素には、代表的な定格値、端子番号、および／または値に加えて、代表的な印加電圧入力値と接地記号ならびに回路要素記号および文字を（従来の規格にそって）設けている（例えば図３では、電極コンデンサＣ１の公称静電容量が４５０Ｖに対して６８μＦであることを示す）。なお図には特定の成分値および／または部品番号または型番号を示したが、本発明の開示の範囲内で他の適当な値を有する他の適当な部品または構成要素を使用してもよいことは、当業者であれば自明であろう。

本発明の開示の１つの態様は、電力調整および／または電流位相（例えばゼロ点）の検出のために補助インダクタ巻線を用いる力率補正回路に関する。そのような力率補正回路の一例を図３に示す。

図３は、本発明の開示の１つの実施例による、力率補正回路ないし段３００の回路図を示す。

図３に示すように、力率補正段３００は、ＥＭＩ（電磁妨害）フィルタ部３２０に接続された昇圧回路３１０（例えば昇圧前置変換器トポロジーまたは回路部分にて構成される）を含む構成とすることができる。ＥＭＩフィルタ部３２０は、図示のような、ライン、中性点およびアース接地を有する典型的な１２０ボルトの交流電源から供給されるような交流電力を受け取るように構成することができる。昇圧回路３１０は、能動的力率補正コントローラ３１２を含むものとすることができる。力率補正段３００は、電力調整回路３３０および整流器３４０も含むものとすることができる。いくつかの適用例ないし実施例において、力率補正段３００を、臨界導通モード（ＣＲＭ）で動作するように構成することができる。

昇圧回路３１０は、補助巻線３１６を有する昇圧つまり力率補正用コイル３１４を含むものとすることができる。補助巻線３１６からの電圧を力率補正コントローラ３１０および／またはその他の回路または構成要素、例えば図４に示すような駆動コントローラ、で使用するのに望ましい電圧に調整するために、定電圧回路もしくはレギュレータ３３０を力率補正段３００に含めてもよい。整流器３４０を力率補正段３００に含めることができ、昇圧回路３１０への整流電圧および電流を容易に生成するために、図示のようにＥＭＩフィルタ回路３２０からの交流を受け取るように構成配置してもよい。実施例では、ＮＣＰ１６０６Ｂコントローラを力率コントローラ３１０として用いることができる。特定の用途に対して、ＮＣＰ１６０６コントローラのいずれの端子に加わる最大電圧も２０Ｖ以下に制限することができる。実施例において、昇圧コイル３１４を、市販のコイルクラフト社製ＦＡ２８９０−ＡＬ型力率補正昇圧インダクタとすることができる。

引き続き図３に関して述べると、ＥＭＩフィルタ回路３１０は、電磁妨害遮断ないし濾波のために、図示のように、バリスタ３２２と、ヒューズ３２４と、複数のコンデンサ３２６（１）、３２６（２）、３２６（３）、３２６（４）と、１つ以上のコイルすなわちインダクタ３２８（１）、３２８（２）、３２８（３）、３２８（４）とを含むものとすることができる。

力率補正コントローラ３１２（例えば図３に示すように構成されたＮＣＰ１６０６型コントローラ）は、インダクタ電圧を検知することで正しい遮断時間を決定する。インダクタ電流がゼロに降下したとき、トランジスタスイッチ３１７（実施例では、Ｑ１として示される、フェアチャイルド・セミコンダクター社の市販の５５０Ｖ Ｎ形エンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴであるＦＤＰＦ７Ｎ５０型トランジスタ）のドレイン電圧は基本的に流動的であり、降下し始めることがある。この瞬間にスイッチ３１７をオンにすると、臨界導通モード（ＣＲＭ）動作が達成される。この高電圧を昇圧インダクタで直接測定することは、一般的には非経済的で非実用的である。そこで昇圧インダクタ３１４から、より小型の補助巻線３１６を取り出す。この巻線３１６は、ゼロ電流検出器（ＺＣＤ）巻線として動作し（例えば、図示のようにコントローラ３１２の端子８に接続されており）、殊に、力率補正コントローラ３１２が使用するための、インダクタ３１４の出力に比例する出力を提供する。

上記のように、補助コイル巻線３１６の主な用途は、力率補正コントローラ（例えば実施例ではＮＣＰ１６０６型集積回路）によって、力率補正インダクタ３１４の電流が所定の位相点にいつ達するかを特定する、例えば、力率補正インダクタ３１４で電流のゼロ点通過がいつ起きるかを特定することができるようにすることである。臨界導通モード運転に関しては、交流サイクルに亘ってオン時間は一定であるのに対し、臨界導通モード運転におけるオフ時間は目下の入力電圧と共に変動する。

ゼロ電流検知を行う他に、補助コイル巻線３１６は、力率補正コントローラ３１２、例えばＮＣＰ１６０６コントローラおよび／またはそれに関連するまたは接続された構成要素および回路系統、例えば図４で図示説明するスーパーテックスＨＶ９９１０型のような駆動コントローラ、を作動させるのに必要な電力の供給も行う。

力率補正段３００の動作において、力率補正コントローラ３１２（例えばＮＣＰ１６０６）は、回路３００に給電を開始するときには不作動状態である。給電開始すると、僅かな電流が抵抗３１３（１）および３１３（２）を介して流れ始める。なお、これらの抵抗は、１つの実施例として、図３にＲ２４およびＲ２３で示すような２７０オームの抵抗値を有するものとすることができる。このようにして発生した電流はコンデンサ３１５を充電する。このコンデンサは、例えば図３にＣ１３で示すような２５Ｖで１０μＦの値をもつ電極コンデンサとすることができる。コンデンサ３１５の電圧が力率補正コントローラ３１２用のオン電圧Ｖcc（on）に達すると、力率補正コントローラ３１２は起動することができ、トランジスタスイッチ３１７（実施例ではＱ１として示される、５５０Ｖ Ｎ形エンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴである、フェアチャイルド・セミコンダクター社の市販のＦＤＰＦ７Ｎ５０型トランジスタ）をオンにする。これにより、力率補正インダクタ３１４（実施例ではＬ２として示される、市販のコイルクラフト社製の部品番号ＦＡ２８９０−ＡＬのインダクタ）に電流が流れ、補助巻線３１６の電流も比例して上昇する。

力率補正段３００の定電圧回路（またはレギュレータ）３３０は、共通のエミッタ増幅器３３２と、ツェナーダイオード３３４と、蓄積コンデンサ３３６と、ローカルコンデンサ３３８とを含むものとすることができ、ローカルコンデンサ３３８は、例えばダイオード３３９と電荷ポンプ３１８とを介してコイル３１４の補助巻線３１６に接続することができる。共通エミッタ増幅器３３２は、図示のようにＮＰＮトランジスタを含むものとすることができる。実施例では、図３に示すように、ＮＰＮトランジスタは、定格８０Ｖ_CEMAXのＢＣＰ５６型トランジスタとすることができ、蓄積コンデンサ３３６は、５３Ｖに対して定格４７μＦの電極コンデンサとすることができ、ローカルコンデンサ３３８は、２５Ｖに対して定格１０μＦのコンデンサとすることができる。

力率補正段３００の電圧レギュレータ３３０は、補助巻線３１６からの電圧を所望のレベルに、例えば、補助巻線の供給電圧である４０Ｖから力率補正コントローラ３１２に必要な２０Ｖに調整するように動作することができる。そのような調整は、多くの用途にとって望ましいといえる。なぜなら、コンデンサ３３６の電圧（例えば、図示のように、実施例ではｃ９において４０Ｖとなりうる）が安価で容易に入手可能な線形レギュレータ、例えばＬＭ７８１２型レギュレータ、に印加する電圧としては大き過ぎることがあるので、あるいは、そのようなレギュレータの最大定格値に近すぎて、安全性の点で満足できるないしは望ましいとはいえないからである。

力率補正段３００の動作において、（例えば臨界導通モード運転の間に）力率補正コントローラの一定のオン時間が経過すると、スイッチ３１７がオフにされ、力率補正インダクタ３１４に集められたエネルギーがダイオード３１１を介してコンデンサ３１９に送られる。このコンデンサ３１９は、例えば図３ではＣ１として示される、４００Ｖ出力３５０のための、４５０Ｖの最大電圧のとき６８μＦの電極コンデンサである。力率補正インダクタ電流がゼロまで降下すると（これは補助巻線３１６で検出される）、力率補正コントローラ３１２（例えばトランジスタスイッチＱ１）がスイッチ３１７を一定のオン時間の間導通させる。このようにして同じ過程が繰り返される。一定のオン時間とは、力率補正インダクタ３１４の電流が、入力電圧が高まればより高い値になり、入力電圧が低くなれば低くなる期間である。このように、入力電流パルスが入力電圧に結びつけられているので、力率補正段３００により提供される力率は高くなる（「１」に近づく）。

上記のように、補助巻線３１６は力率補正コントローラ３１２（例えばＮＣＰ１６０６）および／またはそれに接続された構成要素（例えば図４の駆動回路４１２）を動作させる電力を供給するために用いることができる。この役割において、補助巻線３１６の交流出力（または交流成分）が有利に直流に変換され平滑化される。電荷ポンプ３１８（例えば図３においてＲ２１、Ｃ２２およびＤ６を含む）を３１４の補助巻線３１６に接続してもよい。蓄積コンデンサ３３６の電圧は、補助巻線３１６からの電圧よりもダイオード１つ分降下する。例えば、インダクタ３１４の公称電圧が４００Ｖで、巻線比が１０：１であるとすれば、補助巻線３１６には４０Ｖの電圧が加わる（ただしこれは電荷ポンプ３１８の抵抗およびコンデンサを通過することで降下する前の値である）。

定電圧回路３３０の説明を引き続き行うと、その電圧が（先行技術に比べて）高く且つ蓄積コンデンサ３３６の静電容量を所望の値、例えば６８μＦ、４７μＦ、３９μＦ等、となるよう設計できるので、出力の電圧超過状態が原因で力率補正スイッチング回路がシャットダウンしたときに、蓄積された十分なエネルギーを、力率補正コントローラ３１２および／またはその他の回路構成要素（例えば、図４で図示説明するコントローラ４１２）に供給することができる。コンデンサ３３６から供給できるエネルギーがない場合には、電圧超過状態にユーザーが気づけるようにする。例えば電気的負荷がＬＥＤの連鎖体の場合、部材ないし負荷（複数列のＬＥＤ）に力率補正のオフ時間に亘って給電するにはコンデンサ３３６のエネルギーが不十分なとき、フラッシュ光としてユーザーに電圧超過状態を気づかせることができる。

力率補正回路に加えて、本発明の開示は別の態様を提示しており、その態様には、電気的負荷に比較的高い電圧、例えば４００Ｖの直流、と高度に均一な電流とを供給するよう構成配置された駆動回路または回路段が含まれる。図４は、本発明の開示の１つの実施例による、そのような駆動回路または段４００の回路図を示す。

図４に示すように、駆動段４００は、駆動制御トポロジーまたは回路４１０と、比較回路４２０と、基準電圧回路ないし定電圧回路４３０とを含む構成とすることができる。駆動段４００は、入力側４５０で受け取った電力を、電気的負荷４６０に適した値に調整するよう構成配置することができる。入力側４５０の電圧は比較的高い電圧、例えば４００Ｖまたはそれ以上の直流電圧、またはそのような電圧範囲に亘る電圧、例えば約４００Ｖから約５００Ｖ等とすることができる。実施例では、駆動段４００は、図４に示すような直列配置ＬＥＤを含む電気負荷に連結することができる。また駆動段４００には、図示のようにコンデンサバンク４７０を含めてもよい。

駆動制御回路４１０は、駆動用集積回路（ＩＣ）であるコントローラ４１２を含むものとすることができる。比較回路４２０は適宜のコンパレータ４２２を含むことができる。定電圧回路４３０は、図示のように構成された適宜の調整器（つまりシャント・レギュレータ）４３２を含むことができる。駆動回路４００の適用例において、パルス幅変調型高効率ＬＥＤ駆動制御ＩＣをコントローラ４１２として用いることができる。実施例においては、市販のスーパーテックス社製ＨＶ９９１０ＢＮＧ−Ｇ型ＬＥＤ駆動用ＩＣを駆動コントローラ４１２として用いることができる。実施例において、テキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＴＬ３３１ＩＤＢＶ型単一差動コンパレータをコンパレータ４２２として用いることができる。また、実施例において、テキサス・インスツルメンツ社から入手可能なＴＬ４３１ｃＤＢｚ型シャント・レギュレータ（またはそれに類するもの）を調整器４３２として定電圧回路４３０に用いることができる。

引き続き図４に関して説明すると、駆動段４００は、例えば図示のように入力側４５０とスイッチ４５６のドレインとの間に構成されるダイオードつまりフライバックダイオード４５２を含む構成とすることができ、スイッチ４５６は、スイッチとして構成されたＭＯＳＦＥＴとすることができる。フライバックダイオード４５２は、スイッチ（例えばＭＯＳＦＥＴ）のオフ時に、負荷電流ないしインダクタ電流（すなわち負荷および／またはインダクタを流れる電流）のための帰還路を提供することができる。コントローラ４１２がＭＯＳＦＥＴ４５６をオンにすると、電流がＬＥＤ負荷４６０およびインダクタ４５４を流れる。コントローラ４１２がＭＯＳＦＥＴ４５６をオフにすると、オン時間の間にインダクタ４５４に蓄積されたエネルギーによって、電流は引き続き負荷４６０とインダクタ４５４に流れ込む。この電流がフライバックダイオード４５２に順方向バイアスを加えてループを閉じる。実施例では、ダイオード４５２は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）ショットキダイオード、例えば市販のクレー社製ＣＳＤ０１０６０Ａ型とすることができる。そのように構成することで、駆動段４００の負荷を形成する装置ないし構成要素の寿命を長くすることができる。

実施例において、段４００は、例えば図３の力率補正段３００から供給される約４００Ｖの直流入力電圧を受け取るよう構成され、所望の負荷に対して調整された電力を供給するのに用いることができる。段４００は、実施例において、１００ＫＨｚ、０．４２５アンペアで動作させることができる。実施例において、駆動段４００を直列配置されたＬＥＤに電流を供給するために用いることができる。段４００は、所望の電流定格で、例えば３５０ｍＡ±３〜４％で、電流を供給することができる。これに対して、先行技術では、同様の電圧で電気的負荷に供給される電流の精度は±２０％に過ぎなかった。

引き続き図４に関して説明する。駆動コントローラ４１２（例えば図４にＵ１で示すＨＶ９９１０型ＩＣ）は、動作中、トランジスタスイッチ４５２（例えば、フェアチャイルド・セミコンダクター社製の市販の部品番号５５０ＶのＮ形エンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴであるＦＤＰＦ７Ｎ５０型トランジスタＱ２）をオンにすることでパルス幅変調（ＰＷＭ）サイクルを開始することができる。この時点で、力率補正電源４５０から供給される電流（例えば４００Ｖの直流）は、負荷４６０（例えば複数のＬＥＤ）を流れ、それからインダクタ４５４とスイッチ４５６と抵抗４５８とを通って接地されることになる。この結果、電流は、コンパレータ４２２のプラス入力がそのマイナス入力より高くなるまで上昇するようになる。プラス入力がそのマイナス入力より高くなった時点で、コンパレータの出力がハイになり、これによりコントローラの（ＣＳ）入力を駆動するので、コントローラ４１２がスイッチ４５６をオフにする。オフ時間（例えばＲoscで示す端子１４に接続された抵抗Ｒ７の値によって決定される）が過ぎると、サイクルが再び繰り返される。

引き続き図４に関して述べると、先行技術の駆動装置では、諸々の用途にとって許容できないほど高い基板間出力電流変動が起こっていたが、駆動回路４００は、このような先行技術を改善する電流調整を行うことができる。基板間（またはユニット間）の電流変動の幅は広いが、駆動回路４００は、それを克服することができる。電流変動は、従来技術の駆動コントローラ、例えばＨＶ９９１０、の性能が、電流検知引き込み閾値電圧Ｖcs(hi)に関して低いことに起因していた。この電圧は、例えば２２５ｍＶから２７５ｍＶであり、その場合、３５０ｍＡの公称電流に対して、３１４ｍＡから３８４ｍＡの間の電流変動を生じることがあり、このためコントローラのデータシートの全範囲が見込まれていた。

上記のように、供給電流のそのような大幅な変動は、多くの負荷用途、例えば直列配置された高効率ＬＥＤ、にとって許容できないかまたは望ましくない。外部コンパレータ４２０と基準ないし定電圧回路４３０とを設ける、ないしは追加することにより、先行技術に比べて遙かに優れた精度が得られ、コンパレータ４２０（例えばＴＬ３３１）のオフセット電圧が５ｍＶまたは約５ｍＶとなり、基準ないし定電圧回路４３０（例えばＴＬ４３１）の精度が２％または約２％となる。結果的に、駆動回路４００を用いることで、とりわけ、先行技術における±２０％の電流変動幅を±３〜４％に、例えば公称値の２％以内の精度に低減することができる。そのような電流均一性は、特に、例えば４００Ｖ以上の比較的高い電圧で、ＬＥＤのような照明素子等の電気的負荷にとって、寿命延長のために特に望ましい。

図５は、本発明の開示の別の実施形態による力率補正段５００の回路図を示す。力率補正段５００は、図３に記載の力率補正段３００とほぼ同様の構成であり、ＥＭＩ（電磁妨害）フィルタ部５２０に接続された昇圧回路５１０（例えば昇圧前置変換器トポロジーまたは回路部分にて構成される）を含む構成とすることができる。ＥＭＩフィルタ部５２０は、図示のような、ライン、中性点およびアース接地を有する典型的な１２０ボルトの交流電源から供給されるような交流電力を受け取るように構成することができる。昇圧回路５１０は、能動的力率補正コントローラ５１２を含む構成とすることができる。力率補正段５００は、電力レギュレータ回路５３０および整流器５４０も含む構成とすることができる。いくつかの適用例ないし実施例において、力率補正段５００を、臨界導通モード（ＣＲＭ）で動作するように構成することができる。

昇圧回路５１０は、補助巻線５１６を有する昇圧コイル５１４を含むこともできる。補助巻線５１６からの電圧を力率補正コントローラ５１２および／またはその他の回路または構成要素、例えば図６に示し、下で説明するような駆動コントローラ６１２、で使用するのに望ましい電圧に調整するために、定電圧回路もしくはレギュレータ５３０を力率補正段５００に含めてもよい。実施例において、力率補正コイル５１４は、市販のコイルクラフト社製Ｚ９２６４−Ｂフライバックトランスとすることができる。

引き続き図５に関して、昇圧回路５１０への整流電圧および電流を容易に生成するために、整流器５４０を力率補正段５００に含めることができ、図示のようにＥＭＩフィルタ回路５２０からの交流を受け取るように構成配置してもよい。実施例では、市販のオン・セミコンダクター社のＮＣＰ１６０６Ｂ型コントローラを力率コントローラ５１２として用いることができる。特定の用途に対して、ＮＣＰ１６０６コントローラのどの端子に加わる最大電圧も２０Ｖ以下に制限することができる。

図５に示すように、ＥＭＩフィルタ回路５２０は、電磁妨害遮断ないし濾波のために、図示のように、バリスタ５２２と、ヒューズ５２４と、複数のコンデンサ５２６（１）、５２６（２）、５２６（３）、５２６（４）と、１つ以上のコイルないしインダクタ５２８とを含むものとすることができる。

また図５に示すように、定電圧回路（つまりレギュレータ）５３０は、共通のエミッタ増幅器５３２と、ツェナーダイオード５３４と、蓄積コンデンサ５３６と、ローカルコンデンサ５３８とを含むものとすることができ、ローカルコンデンサ５３８は、例えばダイオード５３９と電荷ポンプ５１８とを介して力率補正コイル５１４の補助巻線５１６に接続することができる。共通エミッタ増幅器５３２は、図示のようにＮＰＮトランジスタを含むものとすることができる。実施例では、ＮＰＮトランジスタは、定格８０Ｖ_CEMAXのＢＣＰ５６型トランジスタとすることができ、蓄積コンデンサ５３６は、６３Ｖに対して定格３９μＦの電極コンデンサとすることができ、ローカルコンデンサ５３８は、２５Ｖに対して定格１０μＦのコンデンサとすることができる。

図６は、本発明の開示の１つの実施形態の駆動段６００の回路図を示す。駆動段６００は、駆動制御トポロジーまたは回路６１０を含む構成とすることができる。駆動段６００は、入力側６５０で受け取った電力を、電気的負荷６６０に適するように調整するよう構成配置することができる。入力側４５０の電圧は比較的高い電圧、例えば４００Ｖ以上の直流電圧、またはそのような電圧範囲に亘る、例えば約４００Ｖから約５００Ｖ等、の電圧とすることができる。実施例では、駆動段６００は、図６に示すような直列配置ＬＥＤを含む電気負荷に連結することができる。また駆動段６００には、図示のようにコンデンサバンク６７０を含めてもよい。回路６００は、力率補正電源６５０からの電流（例えば４００Ｖの直流）が負荷６６０（例えば複数列のＬＥＤ）を流れてからインダクタ６５４とスイッチ６５６と抵抗６５８とを通って接地されるように構成されている。

駆動制御回路６１０は、駆動用ＩＣないしコントローラ６１２を含む構成とすることができる。駆動回路６００には、コントローラ６１２として汎用ＬＥＤ駆動制御ＩＣを用いることができる。実施例では、メリックス・マイクロエレクトロニック・インテグレイテッド・システム社の市販のＭＬＸ１０８０３型ＬＥＤ駆動用ＩＣを駆動コントローラ６１２として用いることができる。駆動コントローラはトランジスタスイッチ６５６を制御するように構成配置されている。実施例において、スイッチ６５６は、５５０Ｖ Ｎ形エンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴであるフェアチャイルド・セミコンダクター社の市販のＦＤＰＦ７Ｎ５０型スイッチである。

引き続き図６に関して説明すると、駆動段４００は、例えば図示のように入力側６５０とＭＯＳＦＥＴスイッチ６５６のドレインとの間に構成されるフライバックダイオード６５２を含む構成とすることができる。コントローラ６１２がＭＯＳＦＥＴ６５６をオンにすると、電流がＬＥＤ負荷６６０とインダクタ６５４に流れる。コントローラ６１２がＭＯＳＦＥＴ６５６をオフにすると、オン時間の間にインダクタ６５４に蓄積されたエネルギーによって、電流は引き続き負荷６６０およびインダクタ６５４に流れ込む。この電流がフライバックダイオード６５２に順方向バイアスを加えてループを閉じる。実施例では、ダイオード６５２は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）ショットキダイオード、例えば市販のクレー社製ＣＳＤ０１０６０Ａ型、とすることができる。そのように構成することで、駆動段６００の負荷を形成する装置ないし構成要素の寿命を長くすることができる。

実施例において、段５００は、例えば図５の力率補正段５００から供給される約４００Ｖの直流入力電圧を受け取るよう構成され、所望の負荷に対して調整された電力を供給するのに用いることができる。段６００は、実施例において、１００ＫＨｚ、０．４２５アンペアで動作することができる。実施例において、駆動段６００は直列配置されたＬＥＤに電流を供給するために用いることができる。さらに、実施例において、駆動段６００は力率補正段５００または力率補正段３００（または類似の力率補正段）と共に実装することができる。そのように組み合わせた構成により、対象となる電気的負荷に適した電源装置を提供することができる。なお対象となる電気的負荷には、例えばＬＥＤの直列配置構造が含まれるが、これに限定されない。このような組み合わせた構成の実施例には、力率補正段と駆動段とを共通の１つの回路基板に、例えばその回路基板の両面に実装することが含まれよう。

上記のように、本発明の開示による実施形態は、比較的高い電圧（例えば４００Ｖ以上の直流電圧）の電力を、多くの業界で多様な用途に使用されているＬＥＤ（またはその他の光源）の直列配置構造に加えるために用いることができる。そのようなＬＥＤは、通常２．５Ｖから４．５Ｖの間の印加電圧を必要とする。ＬＥＤは、どのような種類や色のものでもよく（例えば、意図する照明配置の要求に応じて、どの彩色光を発光するものでも、白色光でも、彩色光と白色光を混合したものでもよく）、また、どのような輝度能力ないし強度のものでもよいが、可視スペクトルの範囲内が好ましい。ＬＥＤは、意図する配色を作り出すものであれば、どのような半導体構成および材料または組成物（合金）で構成してもよい。このようなＬＥＤは、ＬＥＤと共に組み込まれるかＬＥＤに被せられる屈折光学系を備えていてもよいし、屈折光学系が無くてもよい。また、屈折光学系の代わりに、またはそれに加えて、低角度および中角度のＬＥＤ光線を外に向けて反射させる周辺レフレクタを備えていてもよい。

実施例において、本発明の開示による力率補正段（例えば図３で図示説明した力率補正段）および駆動段（例えば図４で図示説明した駆動段）を組み合わせて、１つ以上の照明素子のための電源装置として働くようにすることができる。そのように組み合わされた電源装置は、１つ以上の照明素子と共に実装して照明装置または照明設備を形成することができる。

実施例において、１つ以上のＬＥＤをプリント回路基板（「ＰＣＢ」）上で構成配置することができ、このプリント回路基板に、（例えば図４で図示説明したような）１つのオンボード・ドライバーおよび／または（例えば図３で図示説明したような）力率補正回路も設けて、光源、例えばＬＥＤを所望の電流で駆動することができる。例えば、１つのＬＥＤに適した電流を用いることができる。例えば、代表的電流範囲は、約２５０ｍＡから約８００ｍＡとすることができるが、これに限定されない。例えば一例として電流は約３５０ｍＡである。そのような回路基板には、一端から他端まで延びるバス、例えば２４Ｖ直流バス、を設けてもよい。もちろんバス用に他の電圧を用いてもよい。適宜の個数の適宜のＬＥＤを線型照明基板に実装してもよい。図示の例においては、最低８０ルーメンで動作する５個のＬＥＤ（フィリップス・ルミレッズ・ライティング社の市販のＬＵＸＥＯＮ(R)ＲｅｂｅｌのＬＥＤ）から成る構造体を１つ以上、本発明の開示の駆動装置および／または力率補正回路ないし段と共に用いることができる。本発明の開示の範囲内で、その他の適当なＬＥＤもしくは他の光源および出力値を用いることもできよう。

このように、本発明の開示による回路の実施形態は、比較的高い直流電圧、例えば約４００Ｖの直流電圧以上で、力率補正値を改善するのに用いることができる。さらに、本発明が開示する実施形態により、そのような高電圧用の電気的負荷に対する電流調整能力を改善させる駆動回路を提供することができる。本発明が開示するそのような技術および実施形態は、先行技術に比べて、消耗、熱疲労、出力変動、電力消費ならびにコストを低減することができる。先に述べたように、本発明の開示の実施形態は、直列配置ないし連鎖構造のＬＥＤへの給電に用いるのが特に好適である。

以上、いくつかの実施形態を説明してきたが、本発明が開示する方法、システムおよび装置は、本発明の開示の趣旨を逸脱することなく他の特定の形態でも実施できることは当業者には理解されよう。例えば、本明細書では、所定の入力または出力電圧および電流に関連して本発明の態様および実施形態を説明してきたが、それ以外を実施および利用することも本発明の開示の範囲内で当然可能である。さらに、本発明の開示の実施形態を、ＬＥＤの直列配置構造からなる電気的負荷に給電する場合について説明してきたが、電気的負荷をＬＥＤとして説明したのは一例にすぎず、開示の範囲はそれに限定されない。本発明の開示が実質的にあらゆる種類の電気的負荷と共に用いうるものであることは自明であろう。

したがって、本明細書および添付の請求範囲に記載の実施形態は、本発明の開示を説明するものに過ぎず、それを限定するものではないとみなされるべきである。

Claims (39)

1. 照明装置および力率補正回路であって、
   交流電源から交流入力を受け取るよう構成配置された電磁遮断フィルタと、
   前記電磁遮断フィルタに接続された整流器であって、前記電磁遮断フィルタから交流入力を受け取って、整流された電流を発生するように構成配置された整流器と、
   前記整流器に接続され、力率補正コントローラと、補助巻線を有する力率補正コイルとを含む昇圧回路であって、前記整流された電流を受け取って、前記交流電源の交流入力よりも高い電圧を有する力率補正された出力を発生するように構成配置された昇圧回路と、
   前記補助巻線に接続され、前記補助巻線に接続された共通エミッタ増幅器を含む共通エミッタ増幅部を含む電圧調整器とを備え、前記電圧調整器が、前記補助巻線により供給される電圧を前記力率補正コントローラに印加するのに望ましい電圧に調整するよう構成配置されている照明装置および力率補正回路。
2. 前記昇圧部が電荷ポンプを含む、請求項１の回路。
3. 前記昇圧部が臨界導電モードトポロジーに構成配置されている、請求項１の回路。
4. 前記電圧調整器が更に、前記共通エミッタ増幅器トランジスタのベースおよびエミッタに接続されたツェナーダイオードを含む、請求項１の回路。
5. 前記電圧調整器が更に、前記補助巻線と前記共通エミッタ増幅器の間に直列接続されたダイオードを備える、請求項１の回路。
6. 前記電圧調整器が更に、前記ダイオードと接地点との間に接続された蓄積コンデンサを備える、請求項５の回路。
7. 前記電磁遮断フィルタが１２０Ｖの交流入力を受け取るよう構成配置され、また前記昇圧回路が約４００Ｖの直流出力を発生するように構成配置されている、請求項１の回路。
8. 前記力率補正コントローラはＮＣＰ１６０６型コントローラである、請求項１の回路。
9. 照明装置駆動回路であって、
   駆動コントローラを含む駆動制御回路と、
   コンパレータを含み、前記コンパレータが前記駆動制御回路に接続されている比較回路と、
   前記比較回路に接続された電圧調整器とを備えており、
   前記駆動回路は、電気的負荷に供給される電流を、公称電流±約２％に調整するように構成配置されている、照明装置用駆動回路。
10. 前記電圧調整器はシャント・レギュレータを含む、請求項９の駆動回路。
11. 前記コンパレータは単一の差動コンパレータを含む、請求項９の駆動回路。
12. トランジスタスイッチのオフ時に負荷電流ないしインダクタ電流のための帰還路を提供するように構成配置されたダイオードを更に備える、請求項９の駆動回路。
13. 前記ダイオードが炭化ケイ素ショットキー・ダイオードを含む、請求項１２の駆動回路。
14. 約４００Ｖの電圧の電力を受け取るよう構成配置された入力を更に備える、請求項９の駆動回路。
15. 前記入力と接地との間に構成されたコンデンサバンクを更に備える、請求項１４の駆動回路。
16. 前記コンパレータが前記駆動コントローラの電流検知入力に接続されている、請求項９の駆動回路。
17. 前記駆動コントローラはＨＶ９９１０型コントローラである、請求項１６の駆動回路。
18. 次の構成を備える照明用電源装置：
    （i）力率補正段であって、
    交流電源から交流入力を受け取るよう構成配置された電磁遮断フィルタと、
    前記電磁遮断フィルタに接続された整流器であって、前記電磁遮断フィルタから交流入力を受け取って、整流された電流を発生するように構成配置された整流器と、
    前記整流器に接続され、力率補正コントローラと、補助巻線を有する力率補正コイルとを含む昇圧回路であって、前記整流された電流を受け取って、前記交流電源の交流入力よりも高い電圧を有する力率補正された出力を発生するように構成配置された昇圧回路と、
    前記補助巻線に接続され、前記補助巻線に接続された共通エミッタ増幅器を含む共通エミッタ増幅部を含む電圧調整器であって、前記補助巻線により供給される電圧を前記力率補正コントローラに印加するのに望ましい電圧に調整するよう構成配置された電圧調整器とを備えた力率補正段、および
    （ii）前記力率補正段からの出力を受け取って、電気的負荷への出力電力として供給するように構成配置された、駆動コントローラを含む駆動段。
19. 前記駆動段が、
    駆動コントローラを含む駆動制御回路と、
    前記駆動制御回路に接続されたコンパレータを含む比較回路と、
    前記比較回路に接続された電圧調整器とを備えており、
    前記駆動回路は、電気的負荷に供給される電流を、公称電流±約２％に調整するように構成配置されている、請求項１８の電源装置。
20. 前記電圧調整器はシャント・レギュレータを含む、請求項１９の電源装置。
21. 前記コンパレータは単一の差動コンパレータを含む、請求項１９の電源装置。
22. トランジスタスイッチのオフ時に負荷電流ないしインダクタ電流のための帰還路を提供するように構成配置されたダイオードを更に備える、請求項１９の電源装置。
23. 前記ダイオードが炭化ケイ素ショットキー・ダイオードを含む、請求項２２の電源装置。
24. 約４００Ｖの電圧の電力を受け取るよう構成配置された入力を更に備える、請求項１９の電源装置。
25. 前記入力と接地との間に構成されたコンデンサバンクを更に備える、請求項２４の電源装置。
26. 前記コンパレータが前記駆動コントローラの電流検知入力に接続されている、請求項１９の電源装置。
27. 前記駆動コントローラはＨＶ９９１０型コントローラである、請求項２６の電源装置。
28. 前記力率補正段と前記駆動段とが共通の１つの回路基板上に構成配置されている、請求項１９の電源装置。
29. 前記昇圧部が電荷ポンプを含む、請求項１９の電源装置。
30. 前記昇圧部が臨界導電モードトポロジーにおいて構成配置されている、請求項１９の電源装置。
31. 前記電圧調整器が更に、前記共通エミッタ増幅器トランジスタのベースおよびエミッタに接続されたツェナーダイオードを含む、請求項１９の電源装置。
32. 前記電圧調整器が更に、前記補助巻線と前記共通エミッタ増幅器の間に直列接続されたダイオードを備える、請求項１９の電源装置。
33. 前記電圧調整器が更に、前記ダイオードと接地点との間に接続された蓄積コンデンサを備える、請求項３２の電源装置。
34. 前記電磁遮断フィルタが１２０Ｖの交流入力を受け取るよう構成配置され、また前記昇圧回路が約４００Ｖの直流出力を発生するように構成配置されている、請求項１９の電源装置。
35. 前記力率補正コントローラはＮＣＰ１６０６型コントローラである、請求項１９の電源装置。
36. 次の構成を備える照明装置：
    （i）力率補正段であって、
    交流電源から交流入力を受け取るよう構成配置された電磁遮断フィルタと、
    前記電磁遮断フィルタに接続された整流器であって、前記電磁遮断フィルタから交流入力を受け取って、整流された電流を発生するように構成配置された整流器と、
    前記整流器に接続され、力率補正コントローラと、補助巻線を有する力率補正コイルとを含む昇圧回路であって、前記整流された電流を受け取って、前記交流電源の交流入力よりも高い電圧を有する力率補正された出力を発生するように構成配置された昇圧回路と、
    前記補助巻線に接続され、前記補助巻線に接続された共通エミッタ増幅器を含む共通エミッタ増幅部を含む電圧調整器であって、前記補助巻線により供給される電圧を前記力率補正コントローラに印加するのに望ましい電圧に調整するよう構成配置された電圧調整器とを備えた力率補正段、
    （ii）前記力率補正段からの出力を受け取って、電気的負荷への出力電力として供給するように構成配置された、駆動コントローラを含む駆動段、および
    （iii）前記駆動回路から電力を受け取るよう構成配置された１つ以上の照明素子。
37. 前記駆動段が、
    駆動コントローラを含む駆動制御回路と、
    コンパレータを含み、前記コンパレータが前記駆動制御回路に接続されている比較回路と、
    前記比較回路に接続された電圧調整器とを備えており、
    前記駆動回路は、電気的負荷に供給される電流を、公称電流±約２％に調整するように構成配置されている、請求項３６の照明装置。
38. 前記１つ以上の照明素子は、１つ以上の発光ダイオードを含む、請求項３６の照明装置。
39. 前記１つ以上の発光ダイオードは、直列配置で接続された複数の発光ダイオードを含む、請求項３６の照明装置。

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