JP2010525855A - Mriに関するデジタルフィードバックを備えるrf送信機 - Google Patents
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Abstract
1つ若しくは複数のアンテナデバイス、コイル、コイル要素、若しくはコイルアレイの形のRF送信機、又はこれらを有するRF送信機14に供給するRF送信信号を生成する方法及びRF送信システムが開示される。更に、特に核磁気共鳴NMRを励起させるRF励起システムとして磁気共鳴イメージングMRIシステムにおいて使用される、複数の斯かるRF送信機を供給するマルチチャネルRF送信システムが開示される。要求RF送信信号は、デジタル領域においてRF送信信号と比較され、複素前置補償器11、適合ユニット17及びルックアップテーブルユニット18を用いて両者の間の差分又は誤差に関してデジタル的に修正される。
Description
本発明は、1つ若しくは複数のアンテナデバイス、コイル、コイル要素若しくはコイルアレイの形のRF送信機、又はこれらを有するRF送信機に供給するRF送信信号を生成する方法、及びRF送信システムに関する。更に、本発明は、特に核磁気共鳴(NMR)を励起させる磁気共鳴撮像(MRI)システムにおけるRF励起システムとして使用される、複数の斯かるRF送信機に供給するマルチチャネルRF送信システムに関する。本発明は更に、斯かる単一又はマルチチャネルRF送信又は励起システムを有するMRIシステムに関する。
国際公開第2005/083458号は、「method of effecting nuclear magnetic resonance experiments using Cartesian feedback」及び複数の送信コイルを備える特定の構成を開示する。各送信コイルは、その電流の振幅及び位相を必要値にセットするため、それ自身の独立した送信機及び電流検出器を持つ。コイル間の結合の悪影響は、コイルにおける電流を測定し、これらの値の間の差を決定するため、測定された電流の振幅及び位相の値と入力信号についての送信機の既知の値とを比較し、コイルにおける電流の振幅及び位相が高い精度で必要値に等しいよう、入力される送信信号の振幅及び位相をリセットするためにこの差を使用することにより、克服される又は少なくとも改善される。
上記の方法及び構成の不都合点は、フィードバックループの不安定性が特定の状況及び負荷状態下で発生する可能性がある点、及び制御される送信コイルの数が増えると回路に関する費用が急速に増加される点にあることが分かった。更に、ノイズ及び要素耐性が原因で、斯かるフィードバックループを用いると、送信信号の所望の振幅及び位相の制限された精度だけが得られることができる。
より詳細には、RF送信システムに含まれるRF電力増幅器の利得が、時間依存であること、並びに増幅器の要素の熱的加熱が原因で及び増幅器電源変動が原因で、送信されたRFパルスの間変化する可能性があることが分かった。これらの変動によって、一般にパルスオーバーシュート及びパルス降下として知られるRFパルス出力の変化がもたらされる。ここでも他の熱及び電源状態が原因で、電力増幅器の利得が、RFパルス毎に変化する可能性もある。RF電力増幅器の必要な時間応答が得られることができないので、これらの効果は、生成されたRF場が、所望のRF場からずれることをもたらす場合がある。その結果、一般にRF送信信号のレベル安定性が、対処されるべき第1の問題と考えられる。
更に、ほとんどのRF電力増幅器は、特により高い出力レベルに関してかなりの非線形応答を持つ。その結果、RF送信信号の線形性が、対処されるべき第2の問題である。
対処されるべき第3の問題は、特に長い低消費電力及び短い高電力RFパルスのミックスされたシーケンスを生成する場合における、特定の増幅器の出力信号のダイナミックレンジである。これは、通常、必要なRFパルスに適応するため、電源状態が変化されなければならないという結果をもたらす。
磁気共鳴イメージング(MRI)システムの場合、これらの問題は、MR信号性能の劣化を生じさせる場合があるので、その結果、貧弱な画像及びスペクトル品質が観察される。特にRF送信レベルが不安定であれば、ゴーストが発生することがあり、RF送信の非線形性により、空間分解能損失が観察される。
これらの全ての問題は、複数のRFコイル若しくはコイルアレイの形の複数のRF送信機、若しくはこれらのコイルを有する複数のRF送信機を作動させるマルチチャネルRFの場合、又は、例えばMRIシステムにおいて使用されるような他のマルチチャネルRF励起システムの場合、強化される又は悪化される。RF送信チャネル間の通常の近い整列及び関連RF送信機の実際の負荷に関する独立性が原因で、個別の送信チャネルとそれらの要素との間の相互結合効果が発生する。その結果、RF送信チャネルにおける信号の位相及び振幅は、互いに従属しており、順に電力が、個別のRF送信チャネル又は要素間で交換される。これにより、RF送信チャネルの1つ又は複数の出力での(即ちRF送信機の入力での)RF信号の振幅及び/又は位相は、関連RF送信チャネルの入力で印加される信号の必要な振幅及び/又は位相からかなりずれるか、振幅及び/又は位相に関して変化することができる。その結果、MRIシステムの検査空間に生成されるRF場は、所望のRF場からずれることができる。
これは、特に高磁場強度を持つそれらのMRIシステムにおいて問題をもたらす。そこでは、必要なRF送信又は励起信号の波長が検査対象物の寸法に届き、これは、検査対象物内の誘電共鳴若しくは波伝播効果、又は不均一なRF励起場を生じさせる。MRI検査の間、これらの不必要な効果の影響を補償するため、例えば、パラレル送信イメージング又はRFパルスのパラレル送信、及びトランスミットSENSE(例えばKatscherらによる「Trannsmit SENSE」、Magnetic Resonances in Medicine (2003) 49、144-150参照)又はRFシミング(Ibrahimらによる「Effect of RF coil excitation on field inhomogeneity AT ultra high fields: a field optimized TEM resonator」、Magnetic Resonance Imaging (2001) Dec 19(10)、1339-47参照)といった既知の方法に基づき、各RF送信チャネルのRF送信信号の特に振幅及び位相が、互いから独立に選択及び制御されなければならない。
結果的に、斯かるRF送信システムの送信コイル要素でのRF送信信号が、パラレル送信イメージングの上記方法により計算される関連要求信号と出来るだけ正確に相関することが基本的要件である。
本発明の基礎をなす1つの目的は、少なくとも1つのRF送信チャネルの出力で生成されるRF送信信号が、RF送信システムの各チャネルに供給される、又はRF送信システムにより生成される要求信号に少なくとも実質的に及び高い精度で、相関する、又は一致する、又は整合する、又は対応するよう、1つ又は複数のアンテナデバイス、コイル、又はコイルアレイの形の1つ又は複数のRF送信機、又はこれらを有する1つ又は複数のRF送信機に供給するRF送信信号を生成する方法及び単一又はマルチチャネルRF送信システムを提供することにある。
上記の相関又は一致又は対応は、特に要求信号に対するRF送信信号の振幅、位相、レベル安定性、線形性及びダイナミックレンジの少なくとも1つに関連付けられる。
上記の相関又は一致又は対応の程度は、特に例えば上述の国際公開第2005/083458号に開示される従来技術と比較して改善されるものである。
上記目的は、請求項1に記載の方法及び請求項3に記載のRF送信システムにより解決される。
本発明による方法及びRF送信システムの1つ利点は、デジタル領域における実現により、有害な又は変化する負荷状態の下であっても、例えばMRIシステムにおいて、検査対象物が、RF励起場にさらされる検査空間内で移動される場合であっても、フィードバックループの不安定性が、比較的簡単で信頼性が高い態様で回避されることができる点にある。特に、例えば呼吸運動といった患者の運動により生じる負荷状態の変化も考慮される。
所望のRF要求に従ってRF増幅器の入力信号を変化させるためにリアルタイムフィードバックループが使用される場合、又は電流源が使用される場合、安全マージンは著しく減らされることができる。従って、スキャンの間、所望の波形からの偏差が、SAR限界又は任意の安全でない状態の違反を検出するために監視される。適切な安全マージンの選択は、堅牢な検出と、関連するより大きな「SARマージン」又はより小さな「SARマージン」との間のトレードオフである。これは、患者の動きに対してより高い感受性/感度(sensitive)を生じさせる。本発明によれば、患者の動きを考慮するリアルタイムフィードバックループが可能にされる。その結果、SAR安全マージンを狭くすることができる上、患者の動きが原因によるスキャンの不用意な終了が回避される。
更に、特にRF送信チャネルが多数の場合、本発明によるRF送信システムは、アナログ領域における実現の場合と比較して回路に関する費用がより少なくて済む。
同じことが、上記の相関又は対応に関するRF送信システムの要素のノイズ及び耐性の影響に当てはまる。この影響は、アナログ領域における実現と比べてかなり減少又は除去される。
最終的に、MRIシステムにおける応用の場合には、本発明による方法及びRF送信システムは、例えばRFシミング又はトランスミットSENSE方法といった、検査空間における所望の(均一な)RF励起場を得るために複数のRF送信チャネルのそれぞれに対するRF送信又は励起信号の振幅及び位相を計算するための既知の方法と有利に結合されることができる。
従属項は、本発明の有利な実施形態を開示する。
請求項2に記載の方法は、評価及び補償される、検出RF送信信号と要求RF信号との間の好ましい種類の差分又は誤差を開示する。
請求項4及び5に記載のRF送信システムを用いると、要求RF信号の必要な訂正に関する非常に高速な評価が、リアルタイムかつ高精度に実行されることができる。
請求項6に記載のRF送信システムを用いると、信号処理及び訂正は、低いベース周波数帯において実行されることができる。
添付の請求項により規定される本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の特徴が、任意の組合せにおいて結合されることができることを理解されたい。
本発明の更なる詳細、特徴及び利点は、図面を参照して与えられる本発明の好適な、かつ例示的な実施形態についての以下の説明から明らかになるだろう。
一般に、本発明によれば、RF送信システムの出力で生成される、又はRFアンテナ(RF送信機)で検出されるRF送信信号が、デジタル領域へと変換され、RF送信システムに対して供給される又はRF送信システムにより生成される元のリクエストされたデジタル要求信号とデジタル領域で比較される。デジタルエラー信号が、RF送信システムの出力で(即ちRFアンテナの入力で)RF送信出力要求信号を得るため、デジタル又はアナログ入力信号を修正するのに使用される。その結果、デジタル領域におけるリアルタイムフィードバックループが実現される。
更に性能を増加させるため、較正されたプレ補償が更に使用されることができる。
以下において説明される、本発明によるRF送信システムの実施形態は、特にMRIシステムの検査ゾーンに含まれるRFコイルの形のRF送信機を用いてRF励起場を生成するために、磁気共鳴撮像システムにおけるRF励起システムとしての使用のため提供される。通常、斯かるRF励起システムは、それぞれ以下に説明される形式の複数のRF送信システム(マルチチャネルRF励起システム)を有する。
本発明の第1の実施形態によれば、RF送信システムは、RF信号をRF送信機に供給するRF電力増幅器と、RF電力増幅器に入力信号を提供する起動回路と、起動回路を制御する制御回路とを一般に有する。この制御回路は、RF電力増幅器(又はRF送信機)の出力信号をサンプリングして、所定の要求信号と測定された出力信号とをデジタル的に比較し、RF電力増幅器に対する入力又は要求信号をデジタル的に修正する。
この第1の実施形態の好ましい変形例によれば、制御回路はフィードフォワード機能を持つ。これは、選択されたMRI取得シーケンスに基づき起動回路をプリセットする。
第1の実施形態により、特に改善された送信レベルの安定性及び線形性が実現されることができる。更に、RF電力レベルのより広い変形例が、RF電力増幅器の増幅レベルに対する高度な設定により実現されることができる。制御回路により、RF送信レベルの変動の典型的な時間より短い、又はMRI取得シーケンスにおけるRFパルスの反復率より少ない時間間隔(通常はサンプリングに関して0.8μs、修正に関して50μs)内に、出力信号のサンプリング及び入力信号の訂正が得られることができる。RF増幅器の設定の訂正でさえ、RFパルス内で実行されることができる。
図1は、本発明の第1の実施形態による、斯かるRF送信システムの全体の機能ブロック図を示す。このシステムは、ストレッチエンジン100、大きさ機能ユニット101、第1の加算器ユニット102、第2の加算器ユニット103、乗算器104、直接デジタルシンセサイザ200、減衰器300、RF電力増幅器400、アナログ領域ADとデジタル領域DDとの間のアナログデジタル変換器500、デジタル受信機600、複素・極コンバータ700、大きさ安定器800、位相安定器900及び電力監視ユニット1000を有する。RF電力増幅器400は、RFコイル又はアンテナに供給する出力信号RF(t)を生成し、順電力(forward power)のためのイネーブル入力PA及び出力FPを有する。
ストレッチエンジン100は、コンピュータで実行されるソフトウェアとリアルタイム制御のMRハードウェアとの間のインターフェースとして機能する。ソフトウェアは、時間(ストレッチ)の次の期間に対する必要なハードウェア制御設定を決定する。一方、ストレッチエンジン100は現在のストレッチに関するハードウェアを制御する。従って各ストレッチにおいて、ストレッチエンジン100は、ソフトウェアによりプレロードされる設定を用いてハードウェアを時間制御する。
これらの設定は、大きさ、位相及び搬送周波数といったRFパルスRF(t)(RFアンテナに供給されることになる出力パルス又はRF送信信号)に関してリクエスト又は要求される設定である。これらの設定は通常、所望のスペクトル反応でのRFパルスRF(t)の生成を可能にするため、数マイクロ秒おきにセットされる。ダイレクトデジタルシンセサイザ200は、3つのリアルタイム制御可能な入力、即ち、RFパルスRF(t)の大きさに関する第1の入力、RFパルスRF(t)の位相に関する第2の入力及びRFパルスRF(t)の搬送周波数に関する第3の入力を有する。
ストレッチエンジン100は、リクエスト又は要求された振幅波形AM(t)、リクエスト又は要求された位相波形PM(t)及びリクエスト又は要求された搬送周波数波形FM(t)のサンプルを数マイクロ秒おきに出力する。振幅サンプルAM(t)は、大きさ機能ユニット101により大きさサンプルDM(t)及び位相オフセット値Poへと変換される。位相オフセット値Poは、ネガティブ振幅サンプルに対しては180°であり、他に対しては0°である。
第1の加算器ユニット102は、ストレッチエンジン100により生成されるリクエスト又は要求された位相波形サンプルPM(t)及び位相安定器900により生成される位相エラー信号Peの合計である出力信号を生成する。
第2の加算器ユニット103は、第1の加算器ユニット102の出力信号に位相オフセット値Poを加え、ダイレクトデジタルシンセサイザ200の第1の入力に対して、合計出力信号(要求又はリクエストされた位相信号dem_phase(t))を生成する。
リクエスト又は要求された大きさサンプル信号dem_mag(t)(又はDM(t))は、乗算器104の第1の入力に対して、及び大きさ安定器800に対して印加される。この安定器は、リクエストされた大きさの利得に関するその出力信号dem_gain(t)を用いて乗算器104の第2の入力を制御する。これにより、ダイレクトデジタルシンセサイザ200の第2の入力(大きさ入力)に印加されるリクエスト又は要求された大きさレベルの制御が可能にされる。
リクエスト又は要求された搬送周波数サンプル信号FM(t)が、ダイレクトデジタルシンセサイザ200の第3の入力に印加されると共に、デジタル受信機600に印加される。
ダイレクトデジタルシンセサイザ200のRF出力信号は、ストレッチエンジン100を用いて所望のRF送信信号RF(t)の粗いレベル設定のために使用される減衰器300の入力に印加される。
減衰器300の出力信号は、RFアンテナに供給されるRF送信信号RF(t)を生成するRF電力増幅器400に供給される。RF電力増幅器400は、ストレッチエンジン100により生成されるイネーブル信号PAによりイネーブルにされる。RF電力増幅器400の出力での順電力FPが、アナログデジタル変換器500に供給される。この出力は、複素ベースバンド信号I及びQを生成するデジタル受信機600に接続される。複素ベースバンド信号I及びQは、複素・極コンバータ700に供給される。このコンバータは、大きさ安定器800及び電力監視ユニット1000に供給される受信大きさ信号RM(t)と、位相安定器900に供給される受信位相信号PM(t)とを生成する。
大きさ安定器800、位相安定器900及び電力監視ユニット1000は、C/Sインターフェースを介して、ストレッチエンジン100により制御される。
精細なレベル設定は、大きさ安定器800を制御することにより実行されることもできる。
図2は、図1に記載の回路装置のこの大きさ安定器800の詳細な機能ブロック図を示す。この安定器は、パルス開始検出機能ユニット801、遅延機能ユニット802、遅延クロックユニット803、第1のラッチユニット804、第2のラッチユニット805、減算器ユニット806、逆関数ユニット807、乗算器808、加算器ユニット809及び要求利得機能ユニット810を有する。
大きさ安定器800は、4つのインターフェース、即ち、要求大きさサンプル入力DM(t)、受信大きさサンプル入力RM(t)、要求利得出力信号dem_gain(t)及びストレッチエンジンインターフェースC/Sに対する各1つのインターフェースを持つ。
大きさ安定器800は、遅延機能ユニット802を用いて生成される遅延要求大きさ信号DDM(t)と受信大きさ信号RM(t)とを比較するために提供される。減算器ユニット806を用いて生成されるこれらの2つの信号DDM(t)、RM(t)間の差EM(t)は、遅延された要求大きさ信号の逆数l/DDM(t)に比例する係数で乗算器808を用いて増倍され、以前に使用された要求利得値dem_gain(t)に、加算器ユニット809を用いて加算される。
図3は、図1に記載の回路装置の複素・極コンバータ700の詳細な機能ブロック図を示す。それは、デジタル受信機600から複素ベースバンド信号I及びQを受信し、第1の出力で信号S=max(I,Q)、第2の出力で位相信号0°又は90を生成する第1の関数ユニット701を有する。更に、逆関数ユニット702、第1の乗算器703、第2の関数atan(x)ユニット704、加算器ユニット705、第3の関数1/cos(x)ユニット706及び第2の乗算器707は、受信大きさ信号RM(t)及び受信位相信号PM(t)を生成するために提供される。
図1〜3に示されるRF送信システムの処理が、以下より詳細に説明される。
電力増幅器400の出力信号RF(t)は、
RF(t)=dem_mag(t)*dem_gain(t)*Gtx(t)*sin(ωt+φ)
により与えられ、ここで、
dem_mag(t)は、時間の関数としてのRF信号の要求された大きさであり、
dem_gain(t)は、時間の関数としてのリクエストされた大きさの利得であり、
Gtx(t)は、時間の関数としての送信部(即ち電力増幅器400の出力に対する乗算器104の出力)の利得であり、
ωは、RFの信号の搬送周波数であり、
φは、RF信号のオフセット位相である。
RF(t)=dem_mag(t)*dem_gain(t)*Gtx(t)*sin(ωt+φ)
により与えられ、ここで、
dem_mag(t)は、時間の関数としてのRF信号の要求された大きさであり、
dem_gain(t)は、時間の関数としてのリクエストされた大きさの利得であり、
Gtx(t)は、時間の関数としての送信部(即ち電力増幅器400の出力に対する乗算器104の出力)の利得であり、
ωは、RFの信号の搬送周波数であり、
φは、RF信号のオフセット位相である。
標準のコスト効率の良いRF電力増幅器は、パルス及び時間にわたる利得変動だけでなく例えばパルスオーバーシュート及びパルス降下といったパルス内の利得変動を持つ傾向がある。これらは、送信部利得Gtx(t)の時間依存性に関する主な理由である。リクエストされた大きさの利得を人が更新することができるレートより、送信部利得変動が比較的遅いと仮定する場合、これらの送信部利得変動の影響が著しく減らされることができる。2つの積が一定であるよう、即ち、
dem_gain(t)*Gtx(t)=定数
が成立するよう、要求大きさ利得dem_gain(t)を変化させることにより、送信利得変動は減らされることができる。
dem_gain(t)*Gtx(t)=定数
が成立するよう、要求大きさ利得dem_gain(t)を変化させることにより、送信利得変動は減らされることができる。
これは、これらの2つの信号の変動に関して、
dGtx(t)=−[ddem_gain(t)/dem_gain(t)]*Gtx
という所望の関係をもたらす。
dGtx(t)=−[ddem_gain(t)/dem_gain(t)]*Gtx
という所望の関係をもたらす。
電力増幅器400の出力信号は、電力増幅器400の順電力FP監視出力信号を受信することにより測定される。例えば送信コイル又はアンテナにおいて位置決めされるRF場センサコイルのRF信号といった、送信連鎖における更に別のRF信号を測定することも可能である。
このRF「監視」信号は、アナログデジタル変換器500によりデジタル化され、デジタル受信機600により複素ベースバンド信号I及びQへと変換される。ベースバンド信号は、複素・極コンバータ700により大きさRM(t)及び位相信号PM(t)へと変換される。受信大きさRM(t)及びRF出力信号RF(t)の間の関係は、
RM(t)=Grx(t)*RF(t)=dem_mag(t)*dem_gain(t)*Gtx(t)*Grx(t)
により与えられる。ここで、
Grx(t)は、時間の関数としての、生成されたRF信号RF(t)に対する、受信大きさ信号RM(t)の利得である。
RM(t)=Grx(t)*RF(t)=dem_mag(t)*dem_gain(t)*Gtx(t)*Grx(t)
により与えられる。ここで、
Grx(t)は、時間の関数としての、生成されたRF信号RF(t)に対する、受信大きさ信号RM(t)の利得である。
ここでは、受信順電力のアナログ部の利得変動が、送信部の変動と比較して微細なものであると想定されるが、これは不合理ではない。これは、一定の受信機利得Grxが想定されることができることを意味する。送信利得Gtx(t)の変動に起因する受信大きさ信号RM(t)における変動の感度は、
dRM(t)/dGtx(t)=dem_mag(t)*dem_gain(t)*Grx
により与えられる。
dRM(t)/dGtx(t)=dem_mag(t)*dem_gain(t)*Grx
により与えられる。
受信大きさ信号RM(t)と時間同期するよう、遅延機能ユニット802は、要求大きさ信号DM(t)を遅延させる。この遅延は、要求大きさ信号DM(t)に対する、受信大きさ信号RM(t)の伝播遅延に等しい。遅延は、マイクロ秒のオーダーとすることができる。
遅延クロックユニット803は、要求利得制御信号を更新するのに必要な時間をこの遅延に加えた時間とおよそ等しい時間期間を持つクロック信号を生成する。遅延された要求信号DDM(t)がプログラム可能な閾値以下の信号レベルを持つとき、遅延クロックユニット803は非活動的である。
遅延クロックユニット803の各クロックパルス上で、遅延された要求大きさ信号DDM(t)及び受信大きさ信号RM(t)の現在値が、それぞれ、第1及び第2のラッチユニット804、805にラッチされる。
ラッチされた受信大きさ信号RM(t)は、減算器ユニット806によりラッチされた遅延要求大きさ信号DDM(t)から減算される。一旦安定すると、この差分信号EM(t)はほぼ0となるだろう。送信利得の変動が原因によるラッチされた受信大きさ信号RM(t)における任意の変動が、逆符号で差分信号EM(t)において存在する。従って、送信利得Gtx(t)の変動が原因による差分信号EM(t)における変動の感度は、
dEM(t)/dGtx(t)=−dem_mag(t)*dem_gain(t)*Grx
により与えられる。
dEM(t)/dGtx(t)=−dem_mag(t)*dem_gain(t)*Grx
により与えられる。
式dGtx(t)=−[ddem_gain(t)/dem_gain(t)]*Gtxと組み合わせると、
dEM(t)=−dem_mag(t)*dem_gain(t)*Grx*dGtx(t)=dem_mag(t)*Grx*Gtx*ddem_gain(t)
が導かれる。
dEM(t)=−dem_mag(t)*dem_gain(t)*Grx*dGtx(t)=dem_mag(t)*Grx*Gtx*ddem_gain(t)
が導かれる。
従って、送信変動を補償するため、要求利得信号は、
ddem_gain(t)=dEM(t)/[dem_mag(t)*Gtx(t)*Grx]
により変化されなければならない。
ddem_gain(t)=dEM(t)/[dem_mag(t)*Gtx(t)*Grx]
により変化されなければならない。
逆関数ユニット807は、要求大きさ信号と送信及び受信経路の利得との積を計算する。逆関数ユニット807は、例えばプログラム可能なルックアップテーブルを用いて実現されることができる。
逆関数ユニット807の得られた結果は、乗算器808により差分信号EM(t)で増倍される。所望の要求利得変動ddem_gain(t)である乗算器808の出力は、加算器ユニット809により要求利得信号dem_gainの現在値に加算される。結果は、要求利得に関する次の値であり、要求利得機能810の要求利得レジスタに格納される。
それが非活動的状態にあり、非ゼロのサンプルが検出されるとき、パルス開始検出機能ユニット801は、生成された要求大きさサンプルを検査し、開始信号を生成する。固定された又はプログラム可能な連続数の0要求大きさサンプルが検出されるとき、それは非活動状態に戻る。
パルス開始検出機能ユニット801により生成される開始信号は、遅延クロックユニット803及び要求利得機能ユニット810に印加される。これは、遅延クロックユニット803を開始させ、要求利得機能ユニット810の要求利得信号をプログラム可能な開始値に初期化する。これは、生成されたRFパルスがオーバーシュートより望ましいアンダーシュートで常に始まることを保証するのに使用されることができる。
上記の制御機能は、例えばデジタル信号プロセッサを使用することだけでなく他の態様でも実現されることができる点に留意されたい。
図4は、1チャネルRF送信システムの形で、本発明の第2の実施形態によるRF送信システムの機能ブロック図を示す。マルチチャネルRF送信システムは、複数の斯かるチャネルにより実現されることができる。
RF送信システムは、デジタル領域において要求RF信号を生成するRF波形発生器10を有する。この要求RF信号は、複素利得前置補償器11及び適合ユニット17に供給される。複素利得前置補償器11の出力は、入力信号をアナログ領域に変換するデジタルアナログ変換器12の入力に接続される。アナログ出力信号は、RF電力増幅器13を介してRF送信機14に供給される。これは、例えばRFコイルを有する。
RF送信信号は、例えばRF送信機14に及び/又は電力増幅器13の出力に配置される小さなコイルの形のセンサを用いて検出される。これらのセンサ信号(論理和ゲート15を持つセンサ信号の組合せにより概略的に示される)の1つは、アナログデジタル変換器16に供給され、続いて複素利得前置補償器11を制御する適合ユニット17に、デジタル領域で供給される。適合ユニット17に接続されるルックアップテーブルユニット18が、同様に提供される。
このRF送信システムにより、特に送信チャネルにおけるRF要素の非線形性及びそれらの送信チャネルの2つ又はこれ以上の間での相互結合効果が、要求RF波形の閉ループデジタルプレ補償を用いて、デジタル領域において、能動的に及び自動的に補償されることができる。その結果、得られた複素アナログRF送信信号が、RF波形発生器10により生成される要求RF波形信号に対して良好な相関を持つ。
一般に、これはデジタルフィードバック経路を提供することにより実現される。そこでは、適合ユニット17が、RF波形発生器10により生成される要求RF信号及び実際に検出されるフィードバックRF送信信号から、結果として生じる差分又は誤差を計算する。この差分又は誤差は、実際の波形と要求波形との間の誤差又は差分を最小化するため、(例えばRFシミング又はトランスミットSENSE方法を用いて計算される)要求RF信号をプレ補償する(プレ強調する)ために使用される。また、例えば呼吸といった患者の運動により生じる要求波形からの実際の波形のずれが、自動的に考慮される。こうして、この運動を安全マージンに含ませる必要性はなく、狭い安全マージンが使用されることができる。一方、スキャンの不用意な割込みは回避される。これらの狭い安全マージンは、患者の運動が考慮されるので、SARの過大評価が減らされることを反映する。
より詳細には、任意の望ましくない効果が上述したように補償される態様で、複素利得前置補償器11は、RF波形発生器10からの各入力RF要求信号の振幅及び位相(又は周波数)を調整する。要求RF信号の変化又は調整の量に関する情報は、ルックアップテーブルユニット18に格納されるルックアップテーブルにより制御される。ここで、ルックアップテーブルは、適合ユニット17により絶えず更新される。好ましくは、要求RF信号と検出RF送信又は出力信号との間の結果として生じる差分が最小化される態様で、ルックアップテーブルの値は更新される。
ルックアップテーブルを使用することが好ましい。なぜなら通常、適合ユニット17は必要な訂正をリアルタイムで計算するほど十分高速に実現されることはできないからである。結果的に、ルックアップテーブルは、要求RF信号と訂正信号との間の減結合を提供する。ルックアップテーブルは、異なる送信チャネル間の送信チャネル又は結合の非線形性を考慮する振幅及び位相(又は周波数)変調を変形又は補間する情報を含む。
複素利得前置補償器11の出力での修正される(即ち予歪される)デジタル信号は、直接変換技術を用いてデジタルアナログ変換器12によりアナログ領域へと変換される。MRIシステムの場合には、デジタルアナログ変換器12は、必要な磁場強度のラーモア周波数、例えば3Tのシステムに対しては128MHzを供給することができる必要がある。
予歪されるアナログ信号は、例えばMRアンテナ又はコイルであるRF送信機14に送信される前にRF電力増幅器13により増幅される。
直接変換技術を使用するアナログデジタル変換器16が、RF増幅器13の実際のRF送信信号の小さな部分をデジタル化する。適合ユニット17は、要求及び実際の信号の間の誤差を計算する。上記したように、電力増幅器13の出力信号の小さな部分を使うことにより、又は例えばRFコイルの形の各RF送信機14で結合電流又はRF場センサを選択的に使用することにより、実際の信号は測定されることができる。
目的は、このデルタ/エラー信号を最小化することである。適合処理が、サンプリングされる遅延入力だけでなく、実際のRF信号(出力信号)の遅延されたバージョンを使用する点に留意されたい。しかしながら、アナログデジタル変換器16の適切に高い更新率を用いるとき、この遅延は、無視されることができ、任意の不安定性をもたらしてはならない。要求RF波形及びサンプリングされた出力信号が多分異なる時間分解能を持つので、入力信号は(線形に)補間されることになる。
図5は、再び1チャネルRF送信システムの形で、本発明の第3の実施形態によるRF送信システムの機能ブロック図を示す。ここでも、マルチチャネルRF送信システムは、複数の斯かるチャネルにより実現されることができる。
図4に示されるのと同じ又は対応する要素は、同一参照番号を用いて表される。
ここでも、このRF送信システムはデジタル領域において要求RF送信信号を生成するRF波形発生器10を有する。この信号は、複素利得前置補償器11及び適合ユニット17に対して供給される。複素利得前置補償器11の出力は、入力信号をアナログ領域へと変換するデジタルアナログ変換器12の入力に接続される。デジタルアナログ変換器12の出力は、直角変調器19の入力に接続される。この出力信号は、例えばRFコイルの形のRF送信機14にRF電力増幅器13を介して供給される。
ここでもRF送信信号は、例えばRF送信機14に及び/又は電力増幅器13の出力に配置される小さなコイルの形のセンサを用いて検出される。これらのセンサ信号(論理和ゲート15を持つセンサ信号の組合せにより概略的に示される)の1つは、直交復調器20に供給され、この出力は、アナログデジタル変換器16の入力に接続される。直角変調器19及び直交復調器20は共に、局所発振器21に接続される。
アナログデジタル変換器16のデジタル出力信号は、デジタル領域で適合ユニット17に供給される。ここでもこれは、前述したようにルックアップテーブルユニット18を用いて複素利得前置補償器11を制御する。
この第3の実施形態を用いると、第2の実施形態と同じ方法が、しかしながら、復調技術を用いて実行される。この場合、デジタルアナログ変換器12は、(少なくとも所望のより高いラーモア周波数から離れた)ベースバンドに近いアナログ信号(調整された要求RF信号)を生成し、直角変調器19は、RF送信信号の所望のより高い周波数に対してこの信号をミックスアップする。同じことが、デジタル化の間にも当てはまり、そこでは、直交復調器20を用いて、検出RF送信信号が、アナログデジタル変換器16が適切に処理することができるベースバンド又は周波数帯へのデジタル化の前にミックスダウンされる。
磁場強度(例えば7T)に関して、第2の実施形態及び図4に記載の直接変換技術がデジタルアナログ変換器12に対する適切な要素の欠乏が原因で直接適用されることができない場合、このコンバータ12は、ベースバンド(例えば128MHz)と異なる信号を供給することができ、その後、直角変調器19は、所望のラーモア周波数に対してこの信号の周波数をミックスアップする。
本発明は、単一又はマルチチャネルRF送信機能を持つ任意のMRIシステムに適用でき、特に高磁場強度に適用できる。例えば不均質な画像を生じさせる波の伝播効果(時々誘電共鳴と呼ばれる)の補償と組み合わせて、この問題を解決するのにトランスミットSENSEといった新規な方法を使用することが可能である。従って、それは、これらのマルチチャネルRF送信システムのデザインにおける重要な要素である。更に、トランスミットSENSEといった新規な方法は、MRIシステムに対する新規な用途を可能にすることになる。にもかかわらず、複数のTxチャネルの使用に関する、本発明によるRF信号の正確な及び独立した制御は、多くの利点を持つ。
本発明が図面及び明細書において図示及び説明されたが、斯かる図示及び説明は、説明的又は例示的であると考えられるべきであって限定するものではなく、本発明は開示された実施形態に限定されるものではない。上述の本発明の実施形態に対する変形例が、添付の請求項により規定される本発明の範囲から逸脱することなく可能である。
図面、開示及び添付の特許請求の範囲の研究から、開示された実施形態に対する変形が、請求項に記載された発明を実施する当業者により理解され及び遂行されることができる。請求項において、単語「有する」は他の要素又はステップを除外するものではなく、不定冠詞「a」又は「an」は複数性を除外するものではない。単一のプロセッサ又は他のユニットが、請求項に記載される複数のアイテムの機能を満たすことができる。特定の手段が相互に異なる従属項に記載されるという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利に使用されることができないことを示すものではない。コンピュータープログラムは、他のハードウェアと共に又はその一部として供給される光学的記憶媒体又は固体媒体といった適切な媒体に格納/配布されることができるが、インターネット又は他の有線若しくは無線通信システムを介してといった他の形式で配布されることもできる。請求項における参照符号は、発明の範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。
Claims (10)
- RF送信システム用いてRF送信機に供給するRF送信信号を生成する方法において、
−前記RF送信システムの出力で又は前記RF送信機で生成されるRF送信信号を検出するステップと、
−前記検出されるRF送信信号をデジタル信号に変換するステップと、
−前記RF送信システムに供給される又は前記RF送信システムにより生成される前記デジタル化された検出RF送信信号と要求RF信号との間の差分又は誤差を評価するステップと、
−前記RF送信信号が前記要求信号に少なくとも実質的に等しい又は対応する又は相関するよう、前記差分又は誤差が少なくとも最小化又は除去される態様で、前記要求RF信号をデジタル的に調整するステップとを有する、方法。 - 前記デジタル化された検出RF送信信号及び前記要求RF信号の間の前記差分又は誤差が、前記信号のレベル安定性、前記信号の線形性、前記信号のダイナミックレンジ、前記信号の振幅、前記信号の位相の少なくとも1つの形で評価される、請求項1に記載の方法。
- 請求項1に記載のRF送信信号を生成するRF送信システムであって、
前記RF送信システムの前記出力で又は前記RF送信機で生成されるRF送信信号を検出するセンサと、前記検出RF送信信号をデジタル領域へと変換するデジタルアナログ変換器と、RF波形発生器により生成される要求RF信号及び前記検出RF送信信号から、結果として生じる差分又は誤差を前記デジタル領域において計算する適合ユニットと、前記差分又は誤差が少なくとも最小化又は除去されるよう、前記計算された差分又は誤差に基づき前記要求RF信号をデジタル的に調整する複素利得前置補償器とを有する、RF送信システム。 - 前記適合ユニットにより計算される前記差分又は誤差に基づき、前記要求RF信号の調整量を制御するためのルックアップテーブルを格納するルックアップテーブルユニットが提供される、請求項3に記載のRF送信システム。
- 前記要求RF信号及び前記RF送信信号の間の前記計算された差分又は誤差が少なくとも最小化又は除去されるという態様で、前記ルックアップテーブルユニットに格納される前記ルックアップテーブルを更新する前記適合ユニットが提供される、請求項4に記載のRF送信システム。
- 前記RF送信信号の所望のより高い周波数へと前記調整された要求RF信号をミックスアップする直角変調器と、デジタル化の前に、前記デジタルアナログ変換器を用いて所望の低い周波数へと前記検出RF送信信号をミックスダウンする直交復調器とを有する、請求項3に記載のRF送信システム。
- 請求項1に記載のRF送信信号を生成するRF送信システムであって、
RF送信機にRF信号を供給するRF電力増幅器と、前記RF電力増幅器に入力信号を提供する起動回路と、前記起動回路を制御する制御回路とを有し、前記制御回路が、前記RF電力増幅器の又は前記RF送信機の前記出力信号をサンプリングするため、前記測定された出力信号と要求信号とをデジタル的に比較するため、及び前記RF電力増幅器に対する前記入力信号をデジタル的に修正するために提供される、RF送信システム。 - 前記制御回路が、選択されたMR取得シーケンスに基づき前記起動回路をプリセットため、フィードフォワード機能と共に提供される、請求項7に記載のRF送信システム。
- 請求項3に記載の少なくとも1つのRF送信システムを有する磁気共鳴撮像システム。
- プログラム可能なマイクロコンピュータで実行されるとき、請求項1に記載の方法を実行するよう、又は前記方法に用いられるよう構成されるコンピュータープログラムコードを有するコンピュータープログラム。
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PCT/IB2008/051253 WO2008135872A1 (en) | 2007-05-04 | 2008-04-03 | Rf transmitter with digital feedback for mri |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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---|---|---|---|
JP2010504924A Pending JP2010525855A (ja) | 2007-05-04 | 2008-04-03 | Mriに関するデジタルフィードバックを備えるrf送信機 |
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---|---|
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Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011011050A (ja) * | 2009-06-04 | 2011-01-20 | Toshiba Corp | 磁気共鳴イメージング装置および磁気共鳴イメージング方法 |
JP2011137809A (ja) * | 2009-12-07 | 2011-07-14 | Bruker Biospin Ag | Nmrシステムにおいてrf信号を調整する方法及びこの方法を実行するプローブヘッド |
JP2014528296A (ja) * | 2011-10-06 | 2014-10-27 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフトSiemens Aktiengesellschaft | 2チャネル型磁気共鳴トモグラフィシステム |
JP2015019813A (ja) * | 2013-07-18 | 2015-02-02 | 株式会社日立メディコ | 磁気共鳴イメージング装置及び補正用b1マップを計算する方法 |
JP2015058009A (ja) * | 2013-09-17 | 2015-03-30 | 株式会社日立メディコ | 磁気共鳴イメージング装置 |
JP2016032528A (ja) * | 2014-07-31 | 2016-03-10 | 株式会社東芝 | Mri装置 |
US10310046B2 (en) | 2014-07-07 | 2019-06-04 | Toshiba Medical Systems Corporation | MRI apparatus with correction of envelope of RF pulse |
JP2020006013A (ja) * | 2018-07-11 | 2020-01-16 | キヤノンメディカルシステムズ株式会社 | 磁気共鳴イメージング装置および高周波増幅回路 |
JPWO2019138575A1 (ja) * | 2018-01-15 | 2020-02-27 | 株式会社エム・アール・テクノロジー | Mri装置用電子ファントム及びその制御方法 |
JP2020078756A (ja) * | 2014-11-11 | 2020-05-28 | ハイパーファイン リサーチ,インコーポレイテッド | 低磁場磁気共鳴のためのパルス・シーケンス |
US11333726B2 (en) | 2018-07-31 | 2022-05-17 | Hypefine Operations, Inc. | Low-field diffusion weighted imaging |
Families Citing this family (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8890528B2 (en) * | 2009-09-18 | 2014-11-18 | Analogic Corporation | RF power transmitter |
JP2011130352A (ja) * | 2009-12-21 | 2011-06-30 | Panasonic Corp | 電力増幅回路及び通信機器 |
CN102613974B (zh) * | 2011-01-26 | 2014-08-20 | 成都芯通科技股份有限公司 | 一种数字化核磁共振射频放大器及其实现方法 |
CN102551722B (zh) * | 2012-01-12 | 2013-09-11 | 辽宁开普医疗系统有限公司 | 一种基于全数字化谱仪的磁共振成像系统 |
RU2483426C1 (ru) * | 2012-04-12 | 2013-05-27 | Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт приборостроения имени В.В. Тихомирова" | Передатчик свч |
WO2013158651A1 (en) * | 2012-04-16 | 2013-10-24 | The Medical College Of Wisconsin | System and method for direct radio frequency phase control in magnetic resonance imaging |
US10684337B2 (en) * | 2013-01-25 | 2020-06-16 | Regents Of The University Of Minnesota | Multiband RF/MRI pulse design for multichannel transmitter |
CN115932685A (zh) * | 2015-08-21 | 2023-04-07 | 皇家飞利浦有限公司 | 用于磁共振系统中的核激励的rf信号的生成 |
JP6804228B2 (ja) * | 2016-08-01 | 2020-12-23 | キヤノンメディカルシステムズ株式会社 | 磁気共鳴イメージング装置 |
CN106291423A (zh) * | 2016-09-07 | 2017-01-04 | 厦门大学 | 核磁共振仪梯度预加重调节装置 |
WO2018112188A1 (en) | 2016-12-14 | 2018-06-21 | Waveguide Corporation | Variable gain amplification for linearization of nmr signals |
CN108627783B (zh) | 2017-03-23 | 2022-01-14 | 通用电气公司 | 射频线圈阵列及磁共振成像发射阵列 |
EP3546972A1 (en) * | 2018-03-29 | 2019-10-02 | Koninklijke Philips N.V. | Integrated doherty amplifier and magnetic resonance imaging antenna |
WO2019226624A1 (en) * | 2018-05-21 | 2019-11-28 | Hyperfine Research, Inc. | Radio-frequency coil signal chain for a low-field mri system |
CN112272777A (zh) * | 2018-06-12 | 2021-01-26 | 皇家飞利浦有限公司 | 用于mr中的动态范围压缩的逆分散滤波器 |
CN110895317A (zh) * | 2018-09-12 | 2020-03-20 | 通用电气公司 | 磁共振成像的射频系统和射频控制方法及磁共振成像系统 |
CN109683115B (zh) * | 2019-02-12 | 2024-05-03 | 泰山医学院 | 一种磁共振射频功率放大器装置及磁共振系统 |
CN112285620A (zh) * | 2019-07-24 | 2021-01-29 | 通用电气精准医疗有限责任公司 | Rf发射系统和方法、mri系统及其预扫描方法以及存储介质 |
US11510588B2 (en) | 2019-11-27 | 2022-11-29 | Hyperfine Operations, Inc. | Techniques for noise suppression in an environment of a magnetic resonance imaging system |
CN113534018A (zh) * | 2020-04-14 | 2021-10-22 | 通用电气精准医疗有限责任公司 | 射频放大器的线性补偿方法与装置以及磁共振成像系统 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6433546B1 (en) * | 1999-03-17 | 2002-08-13 | Siemens Aktiengesellschaft | Magnetic resonance transmission method supplying fraction of output signal to receiver and using intermediate signal as scanning signal |
JP2006153461A (ja) * | 2004-11-25 | 2006-06-15 | Hitachi Ltd | 核磁気共鳴計測装置 |
Family Cites Families (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4694254A (en) * | 1985-06-10 | 1987-09-15 | General Electric Company | Radio-frequency spectrometer subsystem for a magnetic resonance imaging system |
US4739268A (en) * | 1987-01-21 | 1988-04-19 | Kabushiki Kaisha Toshiba | RF pulse control system for a magnetic resonance imaging transmitter |
US5140268A (en) * | 1990-06-15 | 1992-08-18 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Method and means for correcting RF amplifier distortion in magnetic resonance imaging |
US5442290A (en) * | 1992-08-04 | 1995-08-15 | The Regents Of The University Of California | MRI gradient drive current control using all digital controller |
US6252461B1 (en) * | 1997-08-25 | 2001-06-26 | Frederick Herbert Raab | Technique for wideband operation of power amplifiers |
JP3530727B2 (ja) * | 1997-11-14 | 2004-05-24 | キヤノン株式会社 | 記録装置及び記録制御方法 |
US6154030A (en) * | 1998-03-30 | 2000-11-28 | Varian, Inc. | Digital eddy current compensation |
DE19828955C2 (de) * | 1998-06-29 | 2000-07-06 | Siemens Ag | Digitaler Schwingungserzeuger |
US6934341B2 (en) * | 2000-08-29 | 2005-08-23 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for plurality signal generation |
US6411090B1 (en) * | 2001-07-02 | 2002-06-25 | Ge Medical Systems Global Technology Company, Llc | Magnetic resonance imaging transmit coil |
US20030036810A1 (en) * | 2001-08-15 | 2003-02-20 | Petite Thomas D. | System and method for controlling generation over an integrated wireless network |
DE10254660B4 (de) * | 2002-11-22 | 2006-04-27 | Siemens Ag | Verfahren zur Korrektur des B 1- Felds bei MR-Messungen und Magnetresonanz-Messeinrichtung |
US7259630B2 (en) * | 2003-07-23 | 2007-08-21 | Andrew Corporation | Elimination of peak clipping and improved efficiency for RF power amplifiers with a predistorter |
DE102004002009B4 (de) * | 2004-01-14 | 2006-07-06 | Siemens Ag | Verfahren zum Betrieb eines Magnetresonanzsystems, Magnetresonanzsystem und Computerprogrammprodukt |
DE102004006552B4 (de) * | 2004-02-10 | 2013-08-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur Kontrolle eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, Hochfrequenzeinrichtung, Hochfrequenzkontrolleinrichtung und Magnetresonanztomographiesystem |
WO2005083458A1 (en) * | 2004-02-26 | 2005-09-09 | National Research Council Of Canada | Method of effecting nuclear magnetic resonance experiments using cartesian feedback |
US7135864B1 (en) * | 2005-07-20 | 2006-11-14 | General Electric Company | System and method of elliptically driving an MRI Coil |
US7642782B2 (en) * | 2005-10-27 | 2010-01-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Active decoupling of transmitters in MRI |
-
2008
- 2008-04-03 WO PCT/IB2008/051253 patent/WO2008135872A1/en active Application Filing
- 2008-04-03 CN CN200880014666A patent/CN101675354A/zh active Pending
- 2008-04-03 EP EP08737708A patent/EP2147326A1/en not_active Withdrawn
- 2008-04-03 US US12/598,454 patent/US20100141257A1/en not_active Abandoned
- 2008-04-03 JP JP2010504924A patent/JP2010525855A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6433546B1 (en) * | 1999-03-17 | 2002-08-13 | Siemens Aktiengesellschaft | Magnetic resonance transmission method supplying fraction of output signal to receiver and using intermediate signal as scanning signal |
JP2006153461A (ja) * | 2004-11-25 | 2006-06-15 | Hitachi Ltd | 核磁気共鳴計測装置 |
Cited By (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011011050A (ja) * | 2009-06-04 | 2011-01-20 | Toshiba Corp | 磁気共鳴イメージング装置および磁気共鳴イメージング方法 |
JP2011137809A (ja) * | 2009-12-07 | 2011-07-14 | Bruker Biospin Ag | Nmrシステムにおいてrf信号を調整する方法及びこの方法を実行するプローブヘッド |
US9784811B2 (en) | 2011-10-06 | 2017-10-10 | Siemens Aktiengesellschaft | Two-channel magnetic resonance imaging |
JP2014528296A (ja) * | 2011-10-06 | 2014-10-27 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフトSiemens Aktiengesellschaft | 2チャネル型磁気共鳴トモグラフィシステム |
JP2015019813A (ja) * | 2013-07-18 | 2015-02-02 | 株式会社日立メディコ | 磁気共鳴イメージング装置及び補正用b1マップを計算する方法 |
JP2015058009A (ja) * | 2013-09-17 | 2015-03-30 | 株式会社日立メディコ | 磁気共鳴イメージング装置 |
US10310046B2 (en) | 2014-07-07 | 2019-06-04 | Toshiba Medical Systems Corporation | MRI apparatus with correction of envelope of RF pulse |
JP2016032528A (ja) * | 2014-07-31 | 2016-03-10 | 株式会社東芝 | Mri装置 |
US10353042B2 (en) | 2014-07-31 | 2019-07-16 | Toshiba Medical Systems Corporation | MRI apparatus |
JP2020078756A (ja) * | 2014-11-11 | 2020-05-28 | ハイパーファイン リサーチ,インコーポレイテッド | 低磁場磁気共鳴のためのパルス・シーケンス |
JPWO2019138575A1 (ja) * | 2018-01-15 | 2020-02-27 | 株式会社エム・アール・テクノロジー | Mri装置用電子ファントム及びその制御方法 |
JP2020006013A (ja) * | 2018-07-11 | 2020-01-16 | キヤノンメディカルシステムズ株式会社 | 磁気共鳴イメージング装置および高周波増幅回路 |
US10996294B2 (en) | 2018-07-11 | 2021-05-04 | Canon Medical Systems Corporation | MRI apparatus and RF amplification circuit |
JP7169795B2 (ja) | 2018-07-11 | 2022-11-11 | キヤノンメディカルシステムズ株式会社 | 磁気共鳴イメージング装置および高周波増幅回路 |
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