JP2010524414A

JP2010524414A - 直流電圧遮断器

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Publication number: JP2010524414A
Application number: JP2010503396A
Authority: JP
Inventors: カールシュナイダー; フォルカーフルム; ヘルベルトヴァルヒャー; ロニーコルベ
Original assignee: フラウンホッファー−ゲゼルシャフトツァフェルダールングデァアンゲヴァンテンフォアシュンクエー．ファオ
Priority date: 2007-04-16
Filing date: 2008-04-16
Publication date: 2010-07-15
Also published as: DE502008000996D1; CA2683690A1; EP2137787A1; CN101657933A; DE102007018120A1; ATE475205T1; US20100182106A1; WO2008125341A1; KR20100007859A; EP2137787B1

Abstract

本発明は、絶縁体によって離隔された少なくとも１つの接地線と少なくとも１つの信号伝送線とを有する遮断増幅器であって、絶縁体に対向する信号伝送線の表面が絶縁体に対向する接地線の表面よりも大きい領域内で信号伝導線に、コンデンサが配置される遮断増幅器に関する。

Description

本発明は、絶縁体によって離隔されるように配置された少なくとも１つの接地導体と少なくとも１つの信号伝送導体とを有する直流電圧遮断器であって、コンデンサが信号伝送導体に配置される直流電圧遮断器に関する。そのような直流電圧遮断器は、電気信号の時間依存成分と直流電圧成分とを遮断または重畳する。このために、コンデンサの一方または両方の接点に追加の接続点が設けられ、この接続点によって直流電圧成分が供給または除去される。この部品に関する別の一般名称は、「バイアス-Ｔ」である。

従来技術によれば、バイアス-Ｔは、電気信号の直流電圧成分（ＤＣ）と時間依存成分（ＨＦ）とを分離する。理想的なバイアス-Ｔは、無限に大きなコンデンサＣと無限に大きなインダクタＬとを含む３ゲートである（図１参照）。重畳されたＤＣ信号とＨＦ信号とが、ゲート１によって印加または除去される。インダクタはＤＣ信号のみを通し、他方、コンデンサはＨＦ信号のみを通す。その結果、ＤＣ成分の信号経路は、ゲート１からゲート３に延び、ＨＦ成分の信号経路は、ゲート１からゲート２に延びる。インダクタとゲート３とを取り除けば、バイアス-Ｔは、ゲート１からゲート２への直流電圧の遮断に用いることができる。

しかし、実際のバイアス-Ｔは、コンデンサＣとインダクタＬとに関して有限値しか有さない。その結果、有限の大きさの下限遮断周波数ｆ_ｇ１が生じる。この遮断周波数未満では、ＨＦ信号は、ゲート１からゲート２への途中で大きく減衰される。交流（ＡＣ）回路の容量性抵抗Ｘ_ｃは、式

に従って挙動するので、この容量性抵抗は、周波数が増加するにつれて低下する。したがって、バイアス-Ｔに関する上限遮断周波数は、理論的には存在しない。

しかし、信号導体の周囲の空間が、伝送される波の電磁界によってほぼ完全に満たされることが分かっている（図２参照）。また、実際のコンデンサは、容量が増加するにつれて増加する外形の幾何学的寸法を有するので、この部品の存在が、その周囲における電界の分布を妨害する。したがって、コンデンサは、導波路内に不連続を生じさせ、これは反射を引き起こす。伝播する波の周波数が高くなるにつれて、即ち波長が小さくなるにつれて、この不連続によって引き起こされる伝送妨害が強くなる。このため、大きなコンデンサが、上限遮断周波数ｆ_ｇ２を制限することがある。

インダクタがゲート１とゲート３との間に設けられる場合、このインダクタも上限遮断周波数ｆ_ｇ２をもたらす。実際のインダクタは、有限の寸法を有する。したがって、インダクタは、コンデンサと同様に、導波路内に不連続を生じさせ、上述した悪影響をもたらす。

さらに、実際のインダクタは、容量およびオーム抵抗に関する有限値を有する。したがって、インダクタは、複数の理想的な部品の回路網として記述することができる。この回路網は、少なくとも１つの、短絡効果を有する共振振動数を有し、その結果、ＨＦ信号の伝送において少なくとも１つの最小値を生じる。できるだけ高い上限遮断周波数ｆ_ｇ２を実現するためには、この共振振動数は高くなければならない。基本的に、インダクタの共振振動数は、その寸法が小さくなるにつれて増加する。しかし、これは、導電体の断面積を小さくし、ＤＣ電流が印加される能力が制限する。

この問題を解決するために、独国特許出願公開第１０３０８２１１Ａ１号明細書は、ギャップを有さない本質的に同軸の外側導体によって取り囲まれた内側導体で、電磁波を伝送することを提案する。内側導体は、切離点でギャップによって切離されている。この切離点は、コンデンサによってブリッジされている。この場合には、できるだけ同軸導体構造における電界の分布を阻害しないようにするために、コンデンサは、内側導体内に挿入される。しかし、この構成は、伝送を阻害せずに、さらにコンデンサの片側をコイルと接触させるという課題を解決していない。

英国特許出願公開第２１８９９４２Ａ号明細書には、様々な幅のマイクロストリップ・ラインによって実現されるバイアス-Ｔが記載されている。この従来技術によれば、ゲート１とゲート２との間のマイクロストリップ・ラインが連続的に広がり、その結果、そのインピーダンスは低下する。ゲート１とゲート３との間のインダクタは、幅が非常に狭くインピーダンスが高いマイクロストリップ・ラインによって形成される。これは、ＨＦ信号が、幅の狭いマイクロストリップ・ラインを通ってゲート３に進むのを妨げる。ＤＣ電流が供給された後、マイクロストリップ・ラインの幅は狭まり、それにより、インピーダンスが元の値に戻る。実効線路長が短いので、ＤＣ電流を、いくぶん高い上限遮断周波数で供給することができる。しかし、このバイアス-Ｔはコンデンサを有さないので、ＤＣ信号とＨＦ信号とを分離するために使用することはできない。

独国特許出願公開第１０３０８２１１Ａ１号英国特許出願公開第２１８９９４２Ａ号

したがって、本発明の目的は、より広い帯域幅を有する直流電圧遮断器または直流電圧供給器を提供することである。さらに、本発明の目的は、従来技術で知られているものよりも高い上限遮断周波数および高められた最大ＤＣ電流を有する直流電圧供給器を提供することである。

本発明は、絶縁体によって離隔されるように配置された少なくとも１つの接地導体と少なくとも１つの信号伝送導体とを有する直流電圧遮断器であって、上記絶縁体に対向する上記信号導体の表面が、上記絶縁体に対向する上記接地導体の表面よりも大きい領域内で上記信号伝送導体に、コンデンサが配置されている直流電圧遮断器によって解決される。

本発明では、絶縁体に対向する信号導体および接地導体の表面とは、エンベロープの表面を意味する。ここで、エンベロープは、導体構造の断面において、夫々の導体の断面を完全に閉じる最小周回を有する曲線である。

本特許出願では、絶縁体は、信号伝送導体と接地導体との間での直流ガルバニ電流を遮る任意の材料と考えられる。例えば、絶縁体は、エア・ギャップまたは保護ガスからなっていてよい。しかし、特に誘電性固体の使用が考えられる。この場合、誘電率は、好ましくは約１乃至約１３の間である。より好ましくは、ポリテトラフルオロエチレン（ＰＴＦＥ）および／またはＧａＡｓおよび／または石英および／またはＩｎＰの使用である。本バイアス-Ｔは、特に単純な形態として、半絶縁性のドープ可能な基板上に、増幅器と共にモノリシック集積することができる。

場合によっては、合金または積層構造としての、複数の材料の組合せを絶縁体として使用することができる。

電気および通信工学では、数十年にわたって、導波路内の信号導体が、１つまたは複数の接地導体よりも小さな寸法を有することが前提となっている。例えば、同軸伝送線は、線路の対称軸上に配置された細い信号導体からなる。これが、円筒形の接地導体によって外側を取り囲まれる。プリント回路板（ＰＣＢ）上では、０．３乃至１ｍｍの幅の狭い銅導体が信号導体として使用され、一方、通常はＰＣＢの裏面全体が接地線として利用可能であり、または２つの接地導体が信号導体の各側に１つずつ配置される。ここで、本発明によれば、この既成概念を打ち破ることによって、本発明の目的を解決することができることが認識される。

本発明によれば、拡大された信号導体が使用され、これに対向する接地導体は小さなものにすぎない。幾何形状のこの逆転により、バイアス-ＴのコンデンサＣを形成する電子素子を、それらの電子素子が伝播するＨＦ波の電界分布を顕著には妨害しない空間領域内に配置することができる。これは、より幅の広いＨＦ線路の導体が、伝播する波の電界を常に完全に遮蔽することによるものであり、一方、より幅の狭い導体ではエッジ効果が生じ、それにより、この導体は、伝播する波の電界によって取り巻かれる。

したがって、本発明の目的は、接地導体と信号伝送導体とを有し、コンデンサが信号伝送導体上に配置されている直流電圧遮断器において、伝搬する交流電圧信号の電界強度を、上記接地導体の表面で生じる上記交流電圧信号の電界強度の振幅よりも上記交流電圧信号の電界強度の振幅が小さい領域が上記信号導体の表面に存在するように、上記信号伝送導体が遮蔽するように、上記信号伝送導体の寸法と上記接地導体の寸法とが設定されること、及びそのようにして遮蔽された上記信号伝送導体の領域内に上記コンデンサが配置されていることを、特徴とする直流電圧遮断器によって解決される。

電界強度は、計算によって求めることができる。導波路構造が分かっている場合、すなわち接地導体と信号伝送導体の正確な寸法が分かっている場合、導波路構造上の任意の点で電界強度を計算することができる。接地導体および信号伝送導体に関して本発明に従って選択された寸法に基づけば、接地導体の表面で生じる電界強度の振幅よりも交流電圧信号の電界強度の振幅が小さい領域が信号伝送導体に存在する。導体の表面で生じ又は計算される、交流電圧信号の電界強度の振幅の観察および比較が、同一位置で行われる。「同一位置で」とは、伝播する交流電圧信号の伝播の方向に直交する断面が観察されることを意味する。

このことを例示するために、ここで図３ａが示される。図３ａは、本発明による導波路構造を通る交流電圧信号の伝播方向に直交する断面である。信号伝送導体（この場合には上側の導体）において、接地導体の表面で見られる電界強度よりも電界強度が小さい領域が、接地導体とは反対側の面上に存在することが分かる。接地導体のこの表面は、導体と、導体を取り囲む絶縁体との間の界面である。接地導体は、力線によって取り巻かれ、したがって、その表面には、信号伝送導体での遮蔽領域内での振幅よりも小さい、交流電圧信号の電界強度の振幅を有する点が（信号伝送導体に対向する面にも、信号伝送導体とは反対側の面にも）存在しない。図３ａに示される例では、信号伝送導体での遮蔽領域は、接地導体とは反対側の信号伝送導体の面／表面にある。

ここで、信号伝送導体は、直流遮断ために切り離され、その結果、ギャップが生じ、このギャップは、１つまたは複数のコンデンサによってブリッジされる。直流電圧遮蔽をもたらす目的で信号伝送導体に導入されたギャップは、信号伝送導体の遮蔽能力を阻害する。それにも拘わらずに、ギャップから（信号の伝播方向に沿って）ギャップ幅１つ分または２つ分だけ離れた距離で、実質的に無電界の領域が再び生じ、したがって、これらの浮遊電界の影響は無視することができる。したがって、本発明によれば、直流電圧遮蔽のために、伝播方向に沿った特定の導体断面が選択され、信号伝送導体に直流電圧遮蔽用の遮蔽領域が得られるように、この断面に沿った導波路構造の寸法が設定される。ギャップをブリッジするためのコンデンサは、信号伝送導体のこの領域内、すなわち伝播するＡＣ信号の電界分布をコンデンサが顕著には妨害しない領域内に組み込まれる。

導体内にカプセル化された中空空間、したがってファラデー・ケージのように導体内に閉じ込められた中空空間の表面は、導体の表面とはみなされない。図９は、そのような中空空間（Ｈ）を有する導体（Ｌ）の断面図を示す。断面図で中空空間（Ｈ）内に描かれた破線は、カプセル化された中空空間の表面を示し、この表面は、信号導体の表面と接地導体の表面とにおける電界強度の比較では考慮されない。

直流電圧遮断器のさらなる発展形態では、コンデンサの少なくとも片側で信号伝送導体をインダクタおよび／またはオーム抵抗に接続することによって、直流電圧遮断器を、完全なバイアス-Ｔに拡張させることができる。このようにすると、信号導体に直流または直流電圧を重畳し、またはそのような電圧を除去することが可能である。インダクタにより、直流電圧遮断器が、同時に直流電圧供給器にもなる。本発明による導波路構造の構成により、インダクタも信号伝送導体の遮蔽領域内に配置されるので、この拡張は特に単純である。

本発明による直流電圧遮断器の特に好ましい発展形態では、コンデンサおよび／またはインダクタおよび／またはオーム抵抗は、正確に１つの素子からなり、これは、場合に応じてコンデンサ、コイル、または膜抵抗である。この場合、直流電圧遮断器は、特にコンパクトな構造を有することができる。これは、供給電圧を必要とせず、したがって堅牢であり信頼性が高い。

さらなる好ましい実施形態では、コンデンサおよび／またはインダクタおよび／またはオーム抵抗は、半導体部品および／または抵抗および／またはコンデンサおよび／またはインダクタを備える回路網によって形成することができる。そのような回路網を使用して、大きく重い部品の欠点を甘受する必要なく、容量または誘導性リアクタンスについて大きな値を実現することも可能である。

このようにすると、例えば、大きな誘導性リアクタンスでさえ、コイルのオーム抵抗を低いレベルで保つことができ、または複数の部品の回路網によって高容量コンデンサの誘電損失が小さくなる。

本発明による直流電圧遮断器の構成は、使用される部品にＳＭＤハウジングが与えられる場合に、より好ましい。そのような部品は、小さな幾何学的寸法を有し、その結果、導体構造の周りでの電界分布に対する部品の影響がさらに小さくなる。ワイヤ終端用の穴を開ける必要ないので、この実施形態は、ＨＦ信号の反射および損失が生じることがあるさらなるエラー発生源をもたない。さらに、ＳＭＤ素子は、同じ様な寸法の規格化されたハウジングを有し、これは、単純で信頼性の高い構造を提供にする。

このとき、絶縁体に対向する信号導体の面が、コンデンサに向かう方向でサイズを段階的または連続的に増加し、絶縁体に対向する接地導体の表面がサイズを段階的または連続的に減少させる場合に、本発明による直流電圧遮断器を、既存の周囲に特に簡単に組み込むことができる。この場合、電子回路における信号伝達の大部分について、既知の幅の狭い信号線を引き続き使用することができる。また、対向して位置する接地表面は、引き続き大きな表面を有するように構成することができる。バイアス-Ｔの領域でのみ、信号導体が段階的または連続的に広げられ、信号導体の拡大に応じて接地導体が狭まることにより、比率が逆転する。ここで、信号導体は、好ましくは、その最も幅の広い位置で中断され、生じたギャップが、少なくとも１つのコンデンサによってブリッジされる。次いで、直流電圧の遮断後、信号線は、再び元の値まで段階的または連続的に狭められ、接地線は、信号線の狭まりに応じて広げられる。導体表面のこの調節により、線路の特性インピーダンスは、バイアス-Ｔにわたって一定のままである。このようにして、ＨＦ信号の反射および劣化が確実に回避される。当業者は、既知の公式を使用して、特定の場合に関する導体の寸法を決定でき、その際、幅は、本質的には、使用される誘電体の厚さと比誘電率とに依存する。

本発明によるバイアス-Ｔの特に好ましい可能な用途の１つは、例えば、窒化ガリウム部品の計測技術（metrology）および増幅器技術である。なぜなら、これらの分野では、帯域幅、および／または高い直流を加えられる能力に特別な要件が課されるからである。本発明による直流供給器は、従来技術による単純な製造方法によって既存の基板レイアウトに集積することができる。したがって、一方でＨＦ信号を増幅し、同時に直流電圧成分を印加する増幅器モジュールが可能である。同じ半導体ウェハ上に増幅器と共に直流電圧遮断器をモノリシック集積することも、場合によっては可能である。このようにすると、線路長および遷移がより一層小さくされ、ＨＦ信号の妨害反射が回避される。

周囲の部品との干渉を回避し、かつ本発明による直流電圧遮断器への望ましくない高周波数信号の放射を回避するために、構造全体を、導電シールドまたはハウジングによって取り囲むことができる。より好ましくは、導電シールドまたはハウジングは、電気接地に接続される。伝播するＨＦ波の電界が信号導体と接地導体との間に集中されるように、当業者は、例えば、シールドと信号導体との間の距離をより大きくする。その結果、より小さな接地導体のみが、ＨＦ信号の導波に大きく関わり、シールドの影響は小さく保たれる。

ここで、全般的な本発明の概念を制限せずに、本発明を、以下の図面および実施形態を使用してより詳細に説明する。本発明による当該の導波路構造寸法は、実施形態に示される。

従来技術による直流電圧供給器の電気回路を示す図である。直列コンデンサＣを有する、および有さない従来技術によるマイクロストリップ・ラインの電界分布の概略図である。信号導体が上側の導体である。下に示される導体が接地導体である。３（ａ）は、中断のない逆転されたマイクロストリップ・ラインを示す図である。上側の導体が信号導体である。図３（ｂ）は、本発明による直列コンデンサＣを有する逆転されたマイクロストリップ・ラインを示す図である。上側の導体が信号導体である。本発明によるマイクロストリップ・ラインの概略図である。平坦な基板上のマイクロストリップ・ラインとして、本発明による直流電圧供給器を実現することができる基板レイアウトを示す図である。５００ｋＨｚ乃至５００ＭＨｚの周波数範囲内での、図４による直流電圧供給器の伝送測定および調節を示す図である。５００ＭＨｚ乃至４０ＧＨｚの周波数範囲内での同じ測定を示す図である。比較のために線路部分の測定値も示される。５００ＭＨｚ乃至４０ＧＨｚの周波数範囲内での、基準線路と図４による直流電圧供給器との伝送測定の差を示す図である。同軸伝送線として構成された、本発明による直流電圧供給器を示す図である。本発明による対称的なストリップ・ラインの概略図である。導体内にカプセル化された中空空間を例示する図である。

図２ａは、従来技術による幅の狭い信号線を示し、この信号線は、幅の広い接地線からある距離だけ離して配置されている。伝播する波の均一な電界分布が、２つの導体間に生じる。幅の狭い導体の縁部では、その導体を取り巻く湾曲した力線が走っている。その結果、幅の狭い信号導体の上面から出て延びる力線も存在する。

図２ｂは、直列コンデンサＣを有する従来技術による同じ導体を断面で示す。コンデンサが、フリーな導体からの力線の進路を遮っていることが明白に分かる。この妨害は、数百ＭＨｚまでの低い周波数では、信号の質に影響を及ぼさない。しかし、少なくとも約１０ＧＨｚの高周波数では、直列コンデンサが反射を引き起こし、これが信号の質の劣化をもたらす。

図３ａは、本発明によるマイクロストリップ・ラインを示す。このマイクロストリップ・ラインは、上側の信号導体が、幅の狭い接地導体よりも幅広であることを特徴とする。
これは、マイクロストリップ・ラインの電界分布を変化させず、電界分布は遮られない。図３ｂは、直流供給用にコンデンサＣとインダクタＬとを有する直流電圧供給器の領域を示す。ここでは、図２ｂに示される従来技術とは異なり、コンデンサＣとインダクタＬとが、導体構造の無電界領域内に配置されている。したがって、直流供給器においてさえ、電界分布は、遮りのない線路と変わらない。その結果、望み通り、コンデンサＣとインダクタＬとによる上限遮断周波数ｆ_ｇ２の発生が回避される。また、線路の断面がより大きいので、より大きくてより高容量のよりコンデンサを使用することができ、従って、有利ことに、下限遮断周波数の低下も実現される。

したがって、マイクロストリップ技術において、誘電体基板にストリップ（strip）の形態で接して設けられる、接地導体と信号伝送導体とを有する直流電圧遮断器が実現される。図３ｃは、本発明によるマイクロストリップ導体を通って伝播する交流電圧信号の伝播方向に直交する断面を示す。接地導体（Ｂ）が、誘電体基板（Ｓ）の片面に設けられ、信号伝送導体（Ａ）が、誘電体基板（Ｓ）の他方の面に設けられ、コンデンサ（Ｃ）が、上記基板とは反対側の信号伝送導体（Ａ）の面に配置され、信号伝送導体（Ａ）が接地導体（Ｂ）よりも幅広であることを特徴とする。「より幅広である」とは、信号伝送導体（Ａ）のメタライゼーションの２つの最外点ａ_１とａ_２とをつなぐ線分が、接地導体（Ｂ）のメタライゼーションの２つの最外点ｂ_１とｂ_２とをつなぐ線分よりも広いことを意味する。

図４は、本発明による、マイクロストリップ技術で実現される直流電圧供給器の基板レイアウトを示す。この図は、表面のメタライゼーションを灰色で示し、裏面のメタライゼーションを黒色で示す。上側では、信号導体が、左側の領域内で幅の狭いストリップ導体として形成され、一方、対向して位置する接地導体は、信号導体よりもかなり幅が広い。中央領域では、直流電圧遮断用の３つのコンデンサを有する直流供給器が実現される。直流電圧は、コンデンサの２つの側部でインダクタＬを使用して供給または除去される。

これら電子部品を有するこの中央領域では、信号線は、接地線よりもかなり幅が広い。この様にするため、信号線は、元々の接地導体の幅に達するまで連続的に広げられる。信号導体の幅に応じて、接地導体は、同じ表面領域内で、接地導体の幅が元々の信号導体の幅に達するまで狭められる。そのようなマイクロストリップ構造の特性インピーダンスは、導体の幅、ＰＣＢの厚さ、および比誘電率の関数であるので、図５および６に与えられた測定結果で示されるように、線路のインピーダンスは、導体の幅のこの変化によっては変わらない。したがって、幅の広い導体と幅の狭い導体との間に常に局所化される電磁波の場は、遷移領域内でＰＣＢの上面から底面へ浮遊する。したがって、ＰＣＢの上面に配置されたコンデンサＣおよび直流供給器の領域では、導体は無電界である。

図４に示される基板レイアウトは、上面および下面にそれぞれ厚さ１７μｍの銅メタライゼーションを有する厚さ５０８μｍのＰＣＢ基板上で実現された。基板材料は、１０ＧＨｚの周波数で誘電率ε_ｘ＝３．３８を有する市販のガラス繊維補強ＰＴＦＥ材料であった。この周波数での誘電損失は、０．００２７であった。ＰＣＢ全体が、幅４ｃｍ、長さ７．３ｃｍを有する。このうち、２×７．３ｃｍ^２の領域が、バイアス-Ｔによって占められる。さらなる２×７．３ｃｍ^２の領域は、追加の部品を有さない、均一な幅の直線基準線路を担持する。

図５ａは、５００ｋＨｚ乃至５００ＭＨｚの範囲内での散乱パラメータ（Ｓパラメータ）の測定結果を示す。変動し易い量である電流および電圧は測定が非常に難しいので、高周波数での線形時不変回路網の特性を記述するためには、Ｓパラメータが用いられる。Ｓパラメータは、回路網の様々なゲートで透過または反射される信号成分の振幅および位相を記述する。図５に示されるように、２５ＭＨｚ以上の周波数で、バイアス-Ｔのゲート１からゲート２へ、実質的に妨害のない伝送が可能である。帯域幅の下限は、使用されるインダクタによって決まる。

図５ｂは、５００ＭＨｚ乃至４０ＧＨｚの周波数範囲に関するＳパラメータの測定結果を示す。比較のために、追加の部品を有さない同じ長さのマイクロストリップ・ラインのデータが示されている。基準線路と、本発明による直流電圧供給器とがどちらも、より高い周波数で連続的に低下する伝送特性を示す。

図５ｂから、本発明によるバイアス-Ｔが、追加の部品を有さない直線基準線路と同じ質で信号を伝達することが分かる。直流電圧供給器によって従来見られた信号劣化は、本発明による基板レイアウトではもはや生じない。

これらのことが、図６に再び示される。この図は、基準線路と図４で見られる直流電圧供給器とに関する図５における伝送測定の差を示す。この差は、周波数３５ＧＨｚまではほぼゼロであり、３５ＧＨｚ以上では２ｄＢの差を測定することができる。

図７は、同軸形態での、本発明による直流供給器の代替実施形態を示す。マイクロストリップ・ラインに関する場合に先にそうであったように、ここでも、接地線がより大きなスケールの線であるという従来技術から知られている概念が打ち破られる。本発明によれば、対称軸上に配置された内側導体が、接地導体として使用される。この内側導体が、本質的に円筒形状の絶縁材料によって取り囲まれる。同様に本質的に円筒形状の信号導体が、中空円筒形の外側導体として、絶縁材料の周りで外側に取り付けられる。したがって、同軸伝送線の内部での電界分布は、従来技術による電界分布と異ならない。しかし、信号導体を外側に配置することにより、直流電圧遮断および直流電圧供給または除去用の部品を、同軸導体の外側の無電界領域内に配置できるようになる。このために、外側導体が切離され、生じたギャップが、コンデンサによってブリッジされる。直流電圧遮断をもたらす目的で信号伝送導体に導入されたギャップは、外側に配置された信号伝送導体の遮蔽能力を阻害する。それにも関わらず、ギャップからギャップ幅１つ分または２つ分だけ離れた距離で、実質的に無電界の領域が再び生じ、したがって、これらの浮遊電界の影響は無視することができる。外側導体の材料に応じて、コンデンサを外側導体の外側に配置することができ、あるいは、外側導体の材料の厚さがより大きい場合には、コンデンサをこの材料内に埋め込むこともできる。

図８は、本発明による直流電圧遮断器の追加の実施形態、すなわち対称的なストリップ・ラインの形態を示す。従来技術による対称的なストリップ・ラインの場合、信号伝送導体ストリップは、誘電体内に埋め込まれ、誘電体の向い合っている面に配置されて接地導体となる２つの導電層に平行に延びる。ここで、本発明によれば、この構成が変えられて、誘電体の両面に配置される２つの外側導電層（Ａ_１およびＡ_２）が信号伝送導体となり、誘電体内に埋め込まれた導体（Ｂ）が接地導体となる（図８参照）。誘電体の両面に配置された導体（Ａ_１およびＡ_２）、すなわち信号伝送導体（Ａ_１およびＡ_２）は、接地導体（Ｂ）よりも幅広である。図８によれば、これは、ａ_１とａ_２との間の線分が、ｂ_１とｂ_２との間の線分よりも広いことを意味する。同時に、ａ_１とａ_２とは、信号伝送導体Ａ_１およびＡ_２のメタライゼーションの両側の最外点であり、同様に、ｂ_１とｂ_２とは、接地導体のメタライゼーションの最外点である。ここで、直流電圧遮断のために、ａ_１およびａ_２に沿って信号伝送導体Ａ_１およびＡ_２にギャップが設けられる。直流電圧遮断用のコンデンサが、ギャップのごく近傍で、基板とは反対側の信号伝送導体Ａ_１およびＡ_２の面に配置される。

Claims

接地導体と信号伝送導体とを有し、コンデンサが前記信号伝送導体上に配置されている直流電圧遮断器において、
伝播する交流電圧信号の電界を、前記接地導体の表面に生じる前記交流電圧信号の電界強度の振幅よりも前記交流電圧信号の電界強度の振幅が小さい領域が前記信号導体の表面に存在するように、前記信号伝送導体が遮蔽するように、前記信号伝送導体の寸法と前記接地導体の寸法とが設定されていること、
及びそのようにして遮蔽された前記信号伝送導体の前記領域内に、前記コンデンサが配置されていることを、
特徴とする直流電圧遮断器。
絶縁体によって離隔されるように配置された少なくとも１つの接地導体と少なくとも１つの信号伝送導体とを有し、コンデンサが前記信号伝送導体に配置されている直流電圧遮断器であって、前記絶縁体に対向する前記信号導体の表面が、前記絶縁体に対向する前記接地導体の表面よりも大きい領域内に、前記コンデンサが配置されていることを特徴とする、
特に請求項１に記載の直流電圧遮断器。
前記信号伝送導体が、前記コンデンサの少なくとも片側で、インダクタおよび／またはオーム抵抗に接続されていることを、
特徴とする請求項１または２に記載の直流電圧遮断器。
前記コンデンサおよび／または前記インダクタおよび／または前記オーム抵抗が、正確に１つのコンデンサ、コイル、または膜抵抗からなることを、
特徴とする請求項１、２、または３に記載の直流電圧遮断器。
前記コンデンサおよび／または前記インダクタおよび／または前記オーム抵抗が、半導体部品および／または抵抗および／またはコンデンサおよび／またはインダクタを備える回路網によって形成されていることを、
特徴とする請求項１、２、または３に記載の直流電圧遮断器。
前記半導体部品および／または抵抗および／またはコンデンサおよび／またはインダクタに、ＳＭＤハウジングが設けられていることを、
特徴とする請求項４または５に記載の直流電圧遮断器。
前記絶縁体が、約１乃至約１３、特に約３乃至約１０の誘電率を有することを、
特徴とする請求項２乃至６のいずれか一項に記載の直流電圧遮断器。
前記絶縁体に対向する前記信号導体の領域が、前記コンデンサの方向へ広がり、前記絶縁体に対向する前記接地導体の表面が狭まることを、
特徴とする請求項２乃至７のいずれか一項に記載の直流電圧遮断器。
前記接地導体と前記信号伝送導体とが、平坦な絶縁体の向い合っている面に配置されていることを、
特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の直流電圧遮断器。
前記接地導体と前記信号伝送導体とが、平坦な絶縁体の同一の面に配置されていることを、
特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の直流電圧遮断器。
前記接地導体が、円筒形状の絶縁体によって取り囲まれ、前記円筒形状の絶縁体が、円筒形状の信号伝送導体によって取り囲まれることを、
特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の直流電圧遮断器。
前記円筒形状の信号伝送導体が、ワイヤ・メッシュから組み立てられていることを、
特徴とする請求項１１に記載の直流電圧遮断器。
少なくとも１つの接地導体と少なくとも１つの信号伝送導体とが、追加の導体によって取り囲まれていることを、
特徴とする請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の直流電圧遮断器。
請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の直流電圧遮断器を有する増幅器。
ＧａＮおよび／またはＧａＡｓを含むことを、
特徴とする請求項１４に記載の増幅器。
信号の直流電圧成分と交流電圧成分とを分離するための方法であって、コンデンサが前信号経路内に導入される方法において、
伝播する交流電圧信号の電界分布がほぼゼロである位置に前記コンデンサが配置されることを、
特徴とする方法。
前記信号の前記直流電圧成分が、前記コンデンサの少なくとも片側でインダクタによって供給または除去されることを、
特徴とする請求項１６に記載の方法。
前記信号の第１の直流電圧成分が、前記コンデンサの片側で供給または除去され、前記信号の第２の直流電圧成分が、前記コンデンサの反対側で除去または供給されることを、
特徴とする請求項１６または１７に記載の方法。
計測技術における請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の直流電圧遮断器の使用。