EP2137787A1 - Gleichspannungstrenner - Google Patents

Gleichspannungstrenner

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EP2137787A1
EP2137787A1 EP08748935A EP08748935A EP2137787A1 EP 2137787 A1 EP2137787 A1 EP 2137787A1 EP 08748935 A EP08748935 A EP 08748935A EP 08748935 A EP08748935 A EP 08748935A EP 2137787 A1 EP2137787 A1 EP 2137787A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
conductor
capacitance
voltage
insulator
Prior art date
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Granted
Application number
EP08748935A
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English (en)
French (fr)
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EP2137787B1 (de
Inventor
Karl Schneider
Volker Hurm
Herbert Walcher
Ronny Kolbe
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Publication of EP2137787A1 publication Critical patent/EP2137787A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP2137787B1 publication Critical patent/EP2137787B1/de
Not-in-force legal-status Critical Current
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
    • H01P1/36—Isolators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/2007—Filtering devices for biasing networks or DC returns
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/202—Coaxial filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters

Definitions

  • the invention relates to a DC isolator with at least one ground conductor and at least one signal-carrying conductor, which are arranged spaced apart by means of an insulator, wherein a capacitance is arranged in the signal-carrying conductor.
  • Such DC separators separate or superimpose the time-dependent component and the DC component of an electrical signal.
  • a further connection is provided at one or both contacts of the capacitor, to which the DC voltage component is added or removed.
  • the English name "Bias-T" is also common.
  • a prior art bias T separates the DC component (DC) and the time dependent component (RF) of an electrical signal from one another.
  • An ideal bias T is a 3-port which contains an infinite capacitance C and an infinite inductance L, cf. Fig. 1.
  • gate 1 the superposition of the DC and RF signal falls on or off.
  • the inductance only allows one DC signal, while the capacitance only passes one RF signal.
  • the signal path of the DC component from port 1 to port 3 is the signal path of the HF component from port 1 to port 2.
  • the bias DC can be used for DC separation from port 1 to port 2
  • a real bias T has only finite values of capacitance C and inductance L. This results in a finite large lower limit frequency f gl . Below this cut-off frequency, the RF signal is heavily attenuated on its way from port 1 to port 2. Since the capacitive resistance X c of an AC circuit according to the formula
  • a real inductance has finite dimensions. It therefore causes, like the capacitance, a discontinuity in the waveguide with the negative effects described above. Moreover, a real inductor has always finite values for capacity and ohm 1 see resistance. It can therefore be described as a network of several ideal components. This network has at least one resonance frequency at which it is the
  • this resonant frequency must be high.
  • the resonant frequency of an inductance increases as its dimensions become smaller. This, however, the cross-sectional area of the conductors is small and the load capacity with a DC current is limited.
  • DE 103 08 211 A1 proposes to guide the electromagnetic wave on an inner conductor, which is surrounded by a gap-free, substantially coaxial outer conductor.
  • the inner conductor is separated at a separation point by a gap. This separation point is bridged by a capacitor.
  • this arrangement does not solve the problem of additionally contacting one side of the capacitor with a coil without disturbing the transmission.
  • a bias T is known which is realized by microstrip lines of different widths.
  • the microstrip line between Tor 1 and Tor 2 is continuously wider, whereby their impedance decreases.
  • Inductance between Tor 1 and Tor 3 is characterized by a very narrow microstrip line formed with high impedance.
  • the RF signal is prevented from passing through the narrow microstrip line to port 3.
  • the width of the microstrip line and thus the impedance decreases again to the original value. Due to the short effective line length, DC currents can be supplied at slightly higher upper limit frequencies.
  • the Bias-T has no capacity, it can not be used to separate a DC and an RF signal.
  • the object of the present invention is accordingly to provide a DC voltage isolator or a DC voltage supply with increased bandwidth. Furthermore, the object of the present invention is to provide a DC voltage supply, which compared to the prior art has an increased upper limit frequency and an increased maximum DC current.
  • the invention is achieved by a DC voltage disconnector having at least one ground conductor and at least one signal-carrying conductor, which are arranged spaced apart by means of an insulator, wherein in the signal-carrying conductor, a capacitance is arranged in a region in which the insulator facing surface of the signal conductor is larger as the insulator facing surface of the ground conductor.
  • the surface of the envelope is understood as the surface of the signal and ground conductors facing the insulator.
  • the envelope is the curve with minimum circumference, which completely encloses the cross section of the respective conductor.
  • the insulator in the sense of the present patent application, any material is understood which prevents a direct galvanic current flow between the signal-carrying conductor and ground conductor.
  • the insulator may consist of an air gap or a protective gas.
  • the use of a dielectric solid in question is about 1 to about
  • the bias T can be integrated in a particularly simple way monolithically with an amplifier on a substrate.
  • combinations of several materials can be used either as an alloy or as a layer structure as an insulator.
  • an enlarged signal conductor is used which faces a small ground conductor only.
  • the electronic components which form the capacitance C of a bias Ts can be arranged in a space region in which they do not appreciably disturb the field distribution of the propagating RF wave. This is due to the fact that the wider conductor of an RF line always completely shields the field of the propagating wave, whereas edge effects occur at the narrower conductor, so that this conductor is encompassed by the field of the propagating wave.
  • the object of the invention is thus achieved by a DC isolator with a ground conductor and a signal-carrying conductor, wherein the signal-carrying conductor, a capacitor is arranged, characterized in that the dimensions of the signal-carrying conductor and the
  • the ground conductor are designed so that the signal-carrying conductor shields the electric field of the propagating AC signal, such that there is an area on the surface of the signal conductor in which the amplitude of the electric field strength of the AC signal is lower than the amplitude of the electric field strength of the AC signal, which occurs at the surface of the ground conductor, and the capacitor is disposed in the thus shielded portion of the signal-carrying conductor.
  • the -electric field strength is accessible to calculations. With knowledge of the waveguide structure, ie the exact dimensions of the ground conductor and the signal-carrying conductor, the electric field strength can be calculated at each point of the waveguide structure.
  • FIG. 3a is shown here.
  • FIG. 3a is a cross section orthogonal to the direction of propagation of the alternating voltage signal through a waveguide structure according to the invention. It can be seen that the signal-carrying conductor (in this case the upper conductor) on the side remote from the ground conductor has a region where the electric field strength is lower than can be found on the surface of the ground conductor.
  • the signal-carrying conductor in this case the upper conductor
  • the ground conductor is encompassed by the field lines and so can be found at any point on its surface (neither on the side facing the signal-carrying conductor nor on the side facing away from the signal-carrying conductor) a point with such low amplitude the electric field strength of the AC signal as in the shielded area at the signal-carrying conductor.
  • the shielded area on the signal-carrying conductor is on the side facing away from the ground conductor / surface of the signal-carrying conductor.
  • the gap which is introduced into the signal-carrying conductor for carrying out the DC voltage separation, disturbs the shielding capability of the signal-carrying conductor.
  • an almost field-free region again occurs, so that the effect of these stray fields is negligible.
  • a specific conductor section along the propagation direction is taken, wherein the dimensions of the waveguide structure along this section are designed according to the invention, so that the signal-carrying conductor according to the invention a shielded area for DC separation is provided.
  • the capacitors are installed for bridging the gap, ie in a region in which they do not appreciably disturb the field distribution of the propagating AC voltage signal.
  • a conductor does not include surfaces of cavities encapsulated in the conductor, ie cavities encapsulated in the manner of a Faraday cage within a conductor.
  • Fig. 9 is a cross section of a conductor (L) having such a cavity (H).
  • the dashed line in the cavity (H) shown in cross-section shows the surface of the encapsulated cavity, which is not taken into account in the comparison of the electric field strengths on the surface of the signal conductor and on the surface of the ground conductor.
  • this can be expanded to the complete bias T by the signal-carrying conductor is connected on at least one side of the capacitance with an inductance and / or ohm 1 see resistance. In this way, a direct current or a DC voltage can be superimposed on the signal conductor or dissipate such a voltage. Due to the inductance is from the DC voltage disconnector also simultaneously
  • the capacitance and / or the inductance and / or the ohmic resistance consists of exactly one component, which is a capacitor, a coil or a sheet resistance on a case-by-case basis.
  • the DC isolator can be made very compact, requires no supply voltage and is therefore conditionally robust and reliable.
  • the capacitance and / or the inductance and / or the ohm 1 see Resistor may be formed by a network comprising semiconductor devices and / or resistors and / or capacitors and / or inductors.
  • Resistor may be formed by a network comprising semiconductor devices and / or resistors and / or capacitors and / or inductors.
  • the structure of the DC disconnector according to the present invention when the components used are provided with SMD housings.
  • Such components have small geometric dimensions, whereby the influence of the components on the electric field distribution around the conductor arrangement is further reduced. Since no holes for wire connections must be present, this embodiment dispenses with a further source of error at which reflections and losses of the RF signal can occur.
  • SMD components have standardized housings of similar dimensions which allow a simple and reliable construction.
  • a particularly simple integration of the DC voltage isolator according to the invention into existing environments results when the surface of the signal conductor facing the insulator increases stepwise or continuously in the direction of the capacitance and the surface of the ground conductor facing the insulator decreases stepwise or continuously.
  • the known narrow signal lines are used for much of the signal transport on the electronic circuit.
  • the opposite ground surface can continue to be performed over a large area. Only in the area of the bias T, the conditions are reversed by the signal conductor is gradually or continuously widened and the ground conductor correspondingly narrower. This is then interrupted at the widest point of the signal conductor, the resulting gap being bridged by at least one capacitance.
  • the signal line is again reduced stepwise or continuously to the original value and the ground line is correspondingly widened for this purpose.
  • the characteristic impedance of the line remains constant over the bias T.
  • reflections and deteriorations of the RF signal are reliably avoided.
  • the dimensions of the conductors will be determined by a person skilled in the art on the basis of known formulas in individual cases, the width depending essentially on the thickness and the relative permittivity of the dielectric used.
  • the bias T according to the invention is the measurement technology, for example on gallium nitride components and the amplifier technology, since there are special demands on the bandwidth and / or the load capacity with high direct currents in these areas.
  • the DC power supply according to the invention can be integrated into an existing board layout with simple production methods according to the prior art.
  • a Amplifier module possible, which on the one hand amplifies the RF signal and simultaneously imposes a DC voltage component.
  • the monolithic integration of the DC voltage isolator with an amplifier on the same semiconductor wafer is possible. As a result, line lengths and transitions are again reduced and interfering reflections of the RF signal are avoided.
  • the entire arrangement can be surrounded by an electrically conductive shield or a housing. This is especially preferably connected to the electrical ground.
  • an electrically conductive shield or a housing This is especially preferably connected to the electrical ground.
  • the person skilled in the art will, for example, provide a greater distance of the shield from the signal conductor. As a result, only the smaller ground conductor is significantly involved in the waveguide of the RF signal and the influence of the shield remains low.
  • FIG. 1 shows the electrical circuit of a DC voltage supply according to the prior art.
  • FIG. 2 shows a schematic illustration of the electrical field distribution of a microstrip line according to the prior art with and without Serial Capacity C.
  • the signal conductor is the top conductor.
  • the conductor shown below is the ground conductor.
  • Fig. 3 (a) shows an undistorted inverted microstrip line and Fig. 3 (b) shows an inverted one
  • Microstrip line having a series capacitance C according to the present invention.
  • the upper conductor is the signal conductor.
  • FIG. 3c shows a schematic representation of a microstrip line according to the invention
  • FIG. 4 shows a board layout with which the DC voltage supply according to the invention can be realized as a microstrip line on a planar substrate.
  • FIG. 5a shows the measured transmission
  • FIG. 5b shows the same measurements in the frequency range from 500 MHz to 40 GHz.
  • measured values of a line section are plotted as a comparison.
  • FIG. 6 shows the difference between the measured transmission of a reference line and the DC voltage supply according to FIG. 4 in the frequency range from 500 MHz to 40 GHz.
  • FIG. 7 shows a DC voltage supply according to the present invention in the construction of a coaxial line.
  • FIG. 8 shows a schematic illustration of a symmetrical strip line according to the invention
  • Figure 9 shows what is meant by a self-encapsulated in the conductor cavity
  • Figure 2a shows a narrow signal line according to the prior art, which is arranged at a distance from a wide ground line. Between both conductors, a homogeneous field distribution of the propagating wave is formed. At the edge of the narrower conductor run curved field lines, which embrace the conductor. This also exists. Field lines, which emanate from the top of the narrow signal conductor.
  • FIG. 2b shows the same prior art conductor with a series capacitance C in cross section. It can clearly be seen that the capacitance disturbs the field line course of the free conductor. This interference remains at low frequencies up to a few 100 MHz without affecting the signal quality. At high frequencies from about 10 GHz, however, the series capacity causes reflections that degrade the signal quality.
  • FIG. 3a shows a microstrip line according to the present invention. This is characterized by the fact that the upper signal conductor is wider than the narrow ground conductor. The field distribution of the undisturbed microstrip line does not change as a result.
  • FIG. 3b shows the
  • Range of DC supply with capacitances C and an inductance L for DC supply are now, unlike the prior art according to FIG. 2b, arranged in the field-free region of the conductor arrangement.
  • the field distribution also remains at the DC power supply unchanged over the undisturbed line.
  • the occurrence of an upper limit frequency f g2 by the capacitance C and the inductance L is prevented as desired. Due to the larger cross-sectional area larger capacitors can be used with larger capacity values, so that the lower limit frequency is advantageously reduced.
  • FIG. 3c shows a cross section orthogonal to the direction of propagation of the propagating alternating voltage signal through a microstrip conductor according to the invention.
  • the ground conductor (B) is applied on one side of the dielectric substrate (S) and the signal-carrying conductor (A) on the other side of the dielectric substrate (S), wherein on the side of the signal-carrying conductor (A) remote from the substrate, a capacitor (C ) is arranged on the signal-carrying conductor (A), characterized in that the signal-carrying conductor (A) is wider than the ground conductor (B). Wider means that the track that marks the two outermost points . and a 2 connects the metallization of the signal-carrying conductor (A), is wider than the distance that the two outermost
  • FIG. 4 shows the board layout of a DC voltage feeder realized in microstrip technology according to the present invention.
  • the figure shows the surface metallization in gray and the backside metallization in black.
  • the opposite ground conductor is significantly wider than the signal conductor.
  • the DC supply with three capacitors for DC separation is realized.
  • the DC voltage via inductances L is added or removed.
  • the signal line is significantly wider than the ground line.
  • the signal line is continuously increased until it reaches the width of the original ground conductor.
  • the ground conductor is reduced in the same area adapted for this, until it has reached the width of the original signal conductor. Since the characteristic impedance of such a microstrip arrangement is a function of the conductor width, the printed circuit board thickness and the relative permittivity, the impedance of the line does not change due to this change in the conductor width, as the measurement results according to FIGS. 5 and 6 show.
  • the field of the electromagnetic wave which is always located between the wide and the narrow conductor, thus migrates in the region of the transition from the circuit board top to the bottom. In the area of capacities C and the
  • the board layout from FIG. 4 was realized on a printed circuit board substrate having a thickness of 508 ⁇ m with a copper metallization on the top and bottom sides of 17 ⁇ m thickness in each case.
  • the entire circuit board has a width of 4 cm and a length of 7.3 cm. Of these, an area of 2 x 7.3 cm 2 is occupied by the Bias-T, a further area of 2 x 7.3 cm 2 carries a straight, uniformly wide reference line without further components.
  • FIG. 5a shows a measurement of the scattering parameters (S parameters) in the range from 500 kHz to 500 MHz.
  • S-parameters are used to describe characteristics of linear time-invariant networks at high frequencies, since the variable quantities current and voltage can only be measured with great difficulty.
  • S-parameters describe in magnitude and phase the signal parts which are transmitted or reflected at different ports of a network. According to FIG. 5, a virtually undisturbed transmission from port 1 to port 2 of the bias Ts is possible at a frequency of 25 MHz or higher. The bandwidth limit downwards is given by the inductance used.
  • FIG. 5b shows the measurement of the S-parameters for the frequency range from 500 MHz to 40 GHz.
  • the data of the same length microstrip line are shown without further components.
  • Both the reference line and the DC voltage supply according to the invention show a transmission which continuously drops to higher frequencies.
  • FIG. 5b reveals that the bias T according to the invention transports the signal with the same quality as the one shown in FIG straight reference line without further components. The previously observed by a GIeichwoodsZu Installation signal degradation does not occur in the board layout according to the invention.
  • FIG. 5 shows the difference of the measured transmissions from FIG. 5 for the reference line and the logic voltage supply according to FIG. 4. Up to a frequency of 35 GHz, this difference is virtually zero, and from 35 GHz a difference of 2 dB can be measured.
  • FIG. 7 shows an alternative embodiment of the DC supply according to the invention in coaxial form.
  • the paradigm known from the prior art breaks down that the ground line represents the larger-area line.
  • the inner conductor arranged on the axis of symmetry is used as the ground conductor. This is surrounded by a substantially cylindrical insulator material. Outside of the insulator material, the likewise substantially cylindrical signal conductor is attached as a hollow cylindrical outer conductor.
  • the field distribution in the interior of the coaxial conductor does not differ from the field distribution according to the prior art.
  • the externally arranged signal conductor allows components for DC separation and
  • the outer conductor is separated and the resulting gap bridged with capacitors.
  • the gap which is introduced to carry out the DC separation in the signal-carrying conductor, disturbs the Shielding capability of the externally arranged signal-carrying conductor. Nevertheless, an almost field-free area already occurs one to two gap width away from the gap, so that the effect of this stray field is negligible.
  • the capacitors can be mounted on the outside of this or, if the outer conductor has a greater material thickness, can also be embedded in them.
  • FIG. 8 shows a further embodiment of the DC isolator according to the invention, specifically in the form of the symmetrical stripline.
  • the signal carrying conductor strip is embedded in a dielectric and runs parallel to two conductive layers deposited on the two opposite sides of the dielectric and serves as a grounding conductor.
  • this arrangement is now modified (see FIG. 8) such that the two outer conductive layers (A 1 and A 2 ), which are applied on the two opposite sides of the dielectric, represent the signal-carrying conductors, and the inner conductor embedded in the dielectric (B) is the ground conductor.
  • the outermost points of the metallization of the signal-carrying conductors A x and A 2 , and b x and b 2 the outermost points of the metallization of the ground conductor.
  • to DC voltage separation is now introduced into the signal-carrying conductors A j and A 2 a gap along a x and a 2 .
  • the capacitors for DC separation are arranged on the side of the signal-carrying conductors Ai and A 2 remote from the substrate, directly in the vicinity of the gap.

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Abstract

Gleichspannungstrenner mit mindestens einem Masseleiter und mindestens einem signal führenden Leiter, welche mittels eines Isolators beabstandet angeordnet sind, wobei im signal führenden Leiter eine Kapazität in einem Bereich angeordnet ist, in welchem die dem Isolator zugewandte Fläche des Signalleiters größer ist als die dem Isolator zugewandte Fläche des Masseleiters.

Description

Gleichspannungstrenner
Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungstrenner mit mindestens einem Masseleiter und mindestens einem signalführenden Leiter, welche mittels eines Isolators beabstandet angeordnet sind, wobei im signalführenden Leiter eine Kapazität angeordnet ist. Solche Gleich- spannungstrenner separieren oder superponieren den zeitabhängigen Anteil und den Gleichspannungsanteil eines elektrischen Signals. Hierzu ist an einer oder an beiden Kontakten des Kondensators ein weiterer Anschluss vorgesehen, an welchen der Gleichspannungsanteil zu- oder abgeführt wird. Für diese Bauelemente ist auch die englische Bezeichnung "Bias-T" gebräuchlich.
Ein Bias-T nach dem Stand der Technik trennt den Gleichspannungsanteil (DC) und den zeitabhängigen Anteil (HF) eines elektrischen Signals von einander. Ein ideales Bias-T ist ein 3 -Tor, das eine unendlich große Kapazität C und eine unendlich große Induktivität L enthält, vgl. Fig. 1. Durch Tor 1 fällt die Überlagerung des DC- und HF- Signals ein oder aus. Die Induktivität lässt nur ein DC- Signal, die Kapazität hingegen nur ein HF-Signal passieren. Somit verläuft der Signalpfad des DC-Anteils von Tor 1 zu Tor 3 der Signalpfad des HF-Anteils von Tor 1 zu Tor 2. Bei Verzicht auf die Induktivität und Tor 3 kann das Bias-T zur Gleichspannungstrennung von Tor 1 zu Tor 2 verwendet werden. Ein reales Bias-T weist jedoch nur endliche Werte der Kapazität C und der Induktivität L auf. Daraus resultiert eine endlich große untere Grenzfrequenz fgl . Unterhalb dieser Grenzfrequenz wird das HF-Signal auf seinem Weg von Tor 1 zu Tor 2 stark bedämpft. Da sich der kapazitive Widerstand Xc eines Wechselstromkreises nach der Formel
verhält, wird dieser kapazitive Widerstand mit zunehmender Frequenz stetig kleiner. Daher würde man aus der Theorie keine obere Grenzfrequenz eines Bias-Ts erwarten.
Allerdings hat sich gezeigt, dass der Raum um den Signalleiter fast vollständig vom elektromagnetischen Feld der geführten Welle ausgefüllt ist, vgl. Fig. 2. Da eine reale Kapazität auch geometrische äußere Abmessungen hat, welche mit zunehmendem Kapazitätswert steigen, stört die Anwesenheit des Bauelementes die Feldverteilung in seiner Umgebung. Die Kapazität stellt also eine Diskontinuität im Wellenleiter dar, welche Reflexionen verursacht. Je höher die Frequenzen bzw. je kleiner die Wellenlängen der sich ausbreitenden Wellen sind, desto stärker beeinträchtigt diese Diskontinuität die Transmission. Deshalb können große Kapazitäten die obere Grenzfrequenz fg2 beschränken.
Sofern eine Induktivität zwischen Tor 1 und Tor 3 vorgesehen ist, verursacht auch diese Induktivität eine obere Grenzfrequenz fg2. Eine reale Induktivität weist endliche Abmessungen auf. Sie verursacht daher wie die Kapazität eine Diskontinuität im Wellenleiter mit den oben beschriebenen negativen Auswirkungen. Eine reale Induktivität weist darüber hinaus immer auch endliche Werte für die Kapazität und den ohm1 sehen Widerstand auf. Sie lässt sich daher als Netzwerk mehrerer idealer Bauelemente beschreiben. Dieses Netzwerk weist mindestens eine Resonanzfrequenz auf, bei der es die
Wirkung eines Kurzschlusses hat und dadurch mindestens ein Minimum in der Transmission des HF-Signals verursacht. Um eine möglichst hohe obere Grenzfrequenz fg2 zu erreichen, muss diese Resonanzfrequenz hoch sein. Die Resonanz- frequenz einer Induktivität steigt im Regelfall, wenn deren Abmessungen kleiner werden. Dadurch wird jedoch die Querschnittsfläche der Stromleiter klein und die Belastbarkeit mit einem DC-Strom ist begrenzt.
Zur Lösung dieser Probleme schlägt die DE 103 08 211 Al vor, die elektromagnetische Welle auf einem Innenleiter zu führen, welcher von einem spaltfreien, im Wesentlichen koaxialen Außenleiter umgeben ist. Der Innenleiter ist an einer Trennstelle durch einen Spalt getrennt. Diese Trennstelle ist mit einem Kondensator überbrückt. Um die Feldverteilung in der koaxialen Leiteranordnung möglichst wenig zu stören, ist dabei der Kondensator in den Innenleiter eingesetzt. Diese Anordnung löst jedoch nicht das Problem, zusätzlich eine Seite des Kondensators mit einer Spule zu kontaktieren, ohne die Transmission zu stören.
Aus der GB 2 189 942 A ist ein Bias-T bekannt, welches durch unterschiedlich breite Mikrostreifenleitungen realisiert ist. Nach diesem Stand der Technik wird die Mikrostreifenleitung zwischen Tor 1 und Tor 2 kontinuierlich breiter, wodurch ihre Impedanz sinkt. Die
Induktivität zwischen Tor 1 und Tor 3 wird durch eine sehr schmale Mikrostreifenleitung mit hoher Impedanz gebildet. Somit wird verhindert, dass das HF-Signal über die schmale Mikrostreifenleitung zu Tor 3 läuft. Nachdem der DC-Strom zugeführt ist, verringert sich die Breite der Mikrostreifenleitung und damit die Impedanz wieder bis auf den Ursprungswert. Aufgrund der kurzen effektiven Leitungslänge können DC-Ströme bei etwas erhöhten oberen Grenzfrequenzen zugeführt werden. Da das Bias-T jedoch keine Kapazität aufweist, kann es nicht zur Trennung eines DC- und eines HF-Signals verwendet werden.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht demnach darin, einen Gleichspannungstrenner bzw. eine Gleichspannungszuführung mit vergrößerter Bandbreite bereitzustellen. Weiterhin besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Gleichspannungszuführung bereitzustellen, welche im Vergleich zum Stand der Technik eine erhöhte obere Grenzfrequenz und einen vergrößerten maximalen DC-Strom aufweist.
Die Erfindung wird gelöst durch einen Gleichspannungs- trenner mit mindestens einem Masseleiter und mindestens einem signalführenden Leiter, welche mittels eines Isolators beabstandet angeordnet sind, wobei im signalführenden Leiter eine Kapazität in einem Bereich angeordnet ist, in welchem die dem Isolator zugewandte Fläche des Signalleiters größer ist als die dem Isolator zugewandte Fläche des Masseleiters .
Unter der dem Isolator zugewandten Fläche der Signal- und Masseleiter im Sinne der Erfindung wird die Fläche der Einhüllenden verstanden. Im Querschnitt der Leiter- anordnung ist die Einhüllende dabei die Kurve mit minimalem Umfang, welche den Querschnitt der jeweiligen Leiter vollständig umschließt.
Als Isolator im Sinne der vorliegenden Patentanmeldung wird jedes Material verstanden, welches einen direkten galvanischen Stromfluss zwischen signalführendem Leiter und Masseleiter verhindert. Beispielsweise kann der Isolator aus einem Luftspalt bestehen oder einem Schutzgas. Insbesondere kommt jedoch die Verwendung eines dielektrischen Festkörpers in Frage. Bevorzugt beträgt die Dielektrizitätskonstante in diesem Fall etwa 1 bis etwa
13. Besonders bevorzugt ist die Verwendung von Polytetra- fluorethylen (PTFE) und/oder GaAs und/oder Quarz und/oder InP. Auf einem halbleitend dotierbaren Isolator kann das Bias-T in besonders einfacher Weise monolithisch mit einem Verstärker auf ein Substrat integriert werden.
Fallweise können auch Kombinationen aus mehreren Materialien entweder als Legierung oder als Schichtstruktur als Isolator eingesetzt werden.
In der Elektro- und Nachrichtentechnik gibt es die Jahrzehnte alte Grundannahme, dass in einem Wellenleiter der Signalleiter kleinere Abmessungen besitzt als der bzw. die Masseleiter. Beispielsweise bestehen Koaxialleitungen aus einem dünnen Signalleiter, welcher in der Symmetrieachse der Leitung angeordnet ist. Dieser ist von einem zylindrischen Masseleiter außen umgeben. Auf Leiterplatten wird als Signalleiter ein schmaler Kupferleiter von 0,3 bis 1 mm verwendet, wohingegen als Masseleitung meist die gesamte Rückseite der Leiterplatte zur Verfügung steht oder zwei Masseleiter beidseitig des Signalleiters angeordnet sind. Erfindungsgemäß wurde jetzt erkannt, dass die Aufgaben der vorliegenden Erfindung dadurch gelöst werden können, dass mit diesem Paradigma gebrochen wird.
Erfindungsgemäß wird ein vergrößerter Signalleiter verwendet, welcher einem nur kleinen Masseleiter gegenüber steht. Infolge dieser Umkehrung der Geometrie können die elektronischen Bauteile, welche die Kapazität C eines Bias-Ts bilden, in einem Raumbereich angeordnet werden, in welchem sie die Feldverteilung der propagierenden HF-Welle nicht merklich stören. Dies liegt darin begründet, dass der breitere Leiter einer HF-Leitung das Feld der propagierenden Welle stets vollständig abschirmt, wohingegen am schmäleren Leiter Randeffekte auftreten, so dass dieser Leiter vom Feld der propagierenden Welle umgriffen wird.
Die Aufgabe der Erfindung wird also gelöst durch einen Gleichspannungstrenner mit einem Masseleiter und einem signalführenden Leiter, wobei am signalführenden Leiter ein Kondensator angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Abmessungen des signalführenden Leiters und die
Abmessungen des Masseleiters so ausgeführt sind, dass der signalführende Leiter das elektrische Feld des propagierenden Wechselspannungssignals abschirmt, derart, dass es einen Bereich an der Oberfläche des Signalleiters gibt, in dem die Amplitude der elektrischen Feldstärke des Wechselspannungssignals niedriger ist als die Amplitude der elektrischen Feldstärke des Wechselspannungssignals, die an der Oberfläche des Masseleiters auftritt, und der Kondensator im derart abgeschirmten Bereich des signalführenden Leiters angeordnet ist. Die -elektrische Feldstärke ist Berechnungen zugänglich. Bei Kenntnis der Wellenleiterstruktur, also der genauen Abmessungen des Masseleiters und des signalführenden Leiters, kann die elektrische Feldstärke an jedem Punkt der Wellenleiterstruktur berechnet werden. Aufgrund der erfinderisch gewählten Abmessungen des Masseleiters und des signalführenden Leiters gibt es am signalführenden Leiter Bereiche, in denen die Amplitude der elektrischen Feldstärke des Wechselspannungssignals niedriger ist als die Amplitude der elektrischen Feldstärke, die an der
Oberfläche des Masseleiters auftritt. Die Betrachtung und der Vergleich der an der Oberfläche der Leiter auftretenden bzw. berechneten Amplituden der elektrischen Feldstärke des Wechselspannungsignals erfolgt ortsgleich. Ortsgleich bedeutet, dass ein Querschnitt orthogonal zur Ausbreitungsrichtung des propagierenden Wechselspannungssignals betrachtet wird.
Zur Verdeutlichung sei hier Figur 3a gezeigt. Figur 3a ist ein Querschnitt orthogonal zur Ausbreitungsrichtung des Wechselspannungssignals durch eine erfindungsgemäße Wellenleiterstruktur. Es ist zu sehen, dass es beim signalführenden Leiter (hier der obere Leiter) auf der der masseleiter-abgewandten Seite einen Bereich gibt, wo die elektrische Feldstärke niedriger ist, als auf der Oberfläche des Masseleiters gefunden werden kann. Die
Oberfläche ist die Grenzfläche zwischen Leiter und dem ihn umgebenden Isolator. Der Masseleiter wird von den Feldlinien umgriffen und so findet sich an keiner Stelle seiner Oberfläche (weder an der dem signalführenden Leiter zugewandten Seite noch an der dem signalführenden Leiter abgewandten Seite) eine Stelle mit so niedriger Amplitude der elektrischer Feldstärke des Wechselspannungssignals als im abgeschirmten Bereich am signalführenden Leiter. Im Beispiel der Figur 3a ist der abgeschirmte Bereich am signalführendem Leiter auf der masseleiter-abgewandten Seite/Oberfläche des signalführenden Leiters.
Der signalführenden Leiter wird nun zur
Gleichspannungstrennung aufgetrennt und dadurch entsteht ein Spalt, der mit einem Kondensator bzw. mit Kondensatoren überbrückt wird. Der Spalt, der für die Durchführung der Gleichspannungstrennung in den signalführenden Leiter eingebracht wird, stört die Abschirmungsfähigkeit des signalführenden Leiters. Dennoch tritt bereits ein bis zwei Spaltbreit vom Spalt entfernt (entlang der Ausbreitungsrichtung des Signals) wieder ein nahezu feldfreier Bereich auf, so dass der Effekt dieser Streufelder vernachlässigbar ist. Für die Gleichspannungstrennung wird also ein bestimmter Leiterabschnitt entlang der Ausbreitungsrichtung genommen, wobei die Abmessungen der Wellenleiterstruktur entlang dieses Abschnittes erfindungsgemäß ausgeführt sind, so dass am signalführenden Leiter erfindungsgemäß ein abgeschirmter Bereich für die Gleichspannungstrennung zur Verfügung gestellt wird. In diesem Bereich am signalführendem Leiter werden die Kondensatoren zur Überbrückung des Spaltes eingebaut, also in einem Bereich, in welchem sie die Feldverteilung des propagierenden Wechselspannungssignals nicht merklich stören.
Als Oberfläche eines Leiters zählen nicht Oberflächen von im Leiter eingekapselten Hohlräumen, also nach Art eines Faradayschen Käfigs innerhalb eines Leiters abgekapselte Hohlräume. In Figur 9 ist ein Querschnitt eines Leiters (L) dargestellt, der einen solchen Hohlraum (H) aufweist. Die im Querschnitt eingezeichnete gestrichelte Linie im Hohlraum (H) zeigt die Oberfläche des eingekapselten Hohlraumes, wobei diese bei dem Vergleich der elektrischen Feldstärken an der Oberfläche des Signalleiters und an der Oberfläche des Masseleiters nicht berücksichtigt wird.
In einer weiteren Ausgestaltung des Gleichspannungs- trenners kann dieser zum vollständigen Bias-T erweitert werden, indem der signalführende Leiter auf mindestens einer Seite der Kapazität mit einer Induktivität und/oder einem ohm1 sehen Widerstand verbunden ist. Auf diese Weise lässt sich dem Signalleiter ein Gleichstrom bzw. eine Gleichspannung überlagern oder eine solche Spannung abführen. Durch die Induktivität wird aus dem Gleichspannungstrenner auch gleichzeitig eine
GleichspannungsZuführung. Diese Erweiterung ist durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung der Wellenleiterstruktur besonders einfach, da auch die Induktivitäten im abgeschirmten Bereich des signalführenden Leiters platziert werden.
In einer besonders bevorzugten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Gleichspannungstrenners besteht die Kapazität und/oder die Induktivität und/oder der ohm 'sehe Widerstand aus genau einem Bauteil, welches fallweise ein Kondensator, eine Spule oder ein Schichtwiderstand ist. In diesem Fall kann der Gleichspannungstrenner besonders kompakt aufgebaut werden, benötigt keine Versorgungsspannung und ist dadurch bedingt robust und zuverlässig.
In einer weiteren bevorzugten Ausführung kann die Kapazität und/oder die Induktivität und/oder der ohm1 sehe Widerstand durch ein Netzwerk gebildet werden, welches Halbleiterbauelemente und/oder Widerstände und/oder Kondensatoren und/oder Induktivitäten umfasst. Mittels solcher Netzwerke können auch große Werte für die Kapazität oder die Induktivität realisiert werden, ohne die Nachteile großer und schwerer Bauelemente hinnehmen zu müssen. So kann beispielsweise auch bei großen Induktivitäten der ohm'sche Widerstand einer Spule gering gehalten werden oder die dielektrische Verlustleistung kapazitätsstarker Kondensatoren wird durch ein Netzwerk mehrerer Bauelemente vermindert .
Besonders bevorzugt ist der Aufbau des Gleichspannungs- trenners gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn die verwendeten Bauelemente mit SMD-Gehäusen versehen sind. Solche Bauteile weisen geringe geometrische Abmessungen auf, wodurch der Einfluss der Bauelemente auf die elektrische Feldverteilung rund um die Leiteranordnung weiter verringert wird. Da keine Bohrungen für Drahtanschlüsse vorhanden sein müssen, verzichtet diese Ausführungsform auf eine weitere Fehlerquelle, an welcher Reflexionen und Verluste des HF-Signals auftreten können. Darüber hinaus weisen SMD-Bauteile standardisierte Gehäuse ähnlicher Abmessungen auf, welche einen einfachen und zuverlässigen Aufbau ermöglichen.
Eine besonders einfache Integration des erfindungsgemäßen Gleichspannungstrenners in bestehende Umgebungen ergibt sich dann, wenn die dem Isolator zugewandte Fläche des Signalleiters in Richtung auf die Kapazität hin stufenweise oder kontinuierlich zunimmt und die dem Isolator zugewandte Fläche des Masseleiters stufenweise oder kontinuierlich abnimmt. In diesem Fall können weiterhin die bekannten schmalen Signalleitungen für einen Großteil des Signaltransports auf der elektronischen Schaltung verwendet werden. Auch kann die gegenüberliegende Massefläche weiterhin großflächig ausgeführt werden. Lediglich im Bereich des Bias-T werden die Verhältnisse umgekehrt, indem der Signalleiter stufenweise oder kontinuierlich verbreitert wird und der Masseleiter korrespondierend hierzu schmäler wird. Bevorzugt an der breitesten Stelle des Signalleiters wird dieser dann unterbrochen, wobei der entstehende Spalt durch mindestens eine Kapazität überbrückt wird. Nach der Gleichspannungs- trennung wird dann die Signalleitung wieder stufenweise oder kontinuierlich auf den ursprünglichen Wert verringert und die Masseleitung hierzu korrespondierend verbreitert. Durch diese Anpassung der Leiterflächen bleibt der Wellenwiderstand der Leitung über das Bias-T hinweg konstant. Dadurch werden Reflexionen und Verschlechterungen des HF- Signales zuverlässig vermieden. Die Abmessungen der Leiter wird der Fachmann anhand bekannter Formeln im Einzelfall bestimmen, wobei die Breite im Wesentlichen von der Dicke und der relativen Dielektrizitätszahl des verwendeten Dielektrikums abhängen.
Zu den besonders bevorzugten Einsatzmöglichkeiten des erfindungsgemäßen Bias-T gehört die Messtechnik, beispielsweise an Galliumnitrid-Bauelementen und die Verstärkertechnik, da in diesen Bereichen besondere Anforderungen an die Bandbreite und/oder die Belastbarkeit mit hohen Gleichströmen bestehen. Die erfindungsgemäße Gleichstromzuführung lässt sich mit einfachen Herstellungsmethoden nach dem Stand der Technik in ein bestehendes Platinenlayout integrieren. Somit wird ein Verstärkermodul möglich, welches einerseits das HF-Signal verstärkt und gleichzeitig einen Gleichspannungsanteil aufprägt. Fallweise ist auch die monolithische Integration des Gleichspannungstrenners mit einem Verstärker auf dem selben Halbleiter-Wafer möglich. Dadurch werden Leitungs- längen und Übergänge nochmals kleiner und störende Re- flektionen des HF-Signals vermieden.
Um eine Störung umliegender Baugruppen zu vermeiden und die Einstrahlung unerwünschter HochfrequenzSignale in den erfindungsgemäßen Gleichspannungstrenner zu vermeiden, kann die gesamte Anordnung von einer elektrisch leit- fähigen Abschirmung oder einem Gehäuse umgeben werden. Besonders bevorzugt wird dieses mit der elektrischen Masse verbunden.. Damit sich das elektrische Feld der propagierenden HF-Welle zwischen Signal- und Masseleiter konzentriert, wird der Fachmann beispielsweise einen größeren Abstand der Abschirmung vom Signalleiter vorsehen. Dadurch ist nur der kleinere Masseleiter maßgeblich an der Wellenführung des HF-Signals beteiligt und der Einfluss der Abschirmung bleibt gering.
Ohne Beschränkung des allgemeinen Erfindungsgedankens soll die Erfindung anhand der nachfolgenden Figuren und Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. In den Ausführungsbeispielen werden erfindungsgemäße Abmessungen der jeweiligen Wellenleiterstrukturen gezeigt.
Figur 1 zeigt die elektrische Schaltung einer Gleichspannungszuführung nach dem Stand der Technik.
Figur 2 zeigt eine schematische Darstellung der elektrischen Feldverteilung einer Mikrostreifen- leitung nach dem Stand der Technik mit und ohne Serienkapazität C. Der Signalleiter ist der obere Leiter. Der unten dargestellte Leiter ist der Masseleiter.
Figur 3 3 (a) zeigt eine ungestörte invertierte Mikro- Streifenleitung und 3 (b) zeigt eine invertierte
Mikrostreifenleitung mit einer Serienkapazität C gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 3a und 3b ist der obere Leiter der Signalleiter.
Figur 3c zeigt eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Mikrostreifenleitung
Figur 4 zeigt ein Platinenlayout, mit welchem die erfindungsgemäße Gleichspannungszuführung als Mikrostreifenleitung auf einem ebenen Substrat realisiert werden kann.
Figur 5a zeigt die gemessene Transmission und die
Anpassung der GleichspannungsZuführung nach Figur 4 im Frequenzbereich von 500 kHz bis 500 MHz.
Figur 5b zeigt dieselben Messungen im Frequenzbereich von 500 MHz bis 40 GHz. Zusätzlich sind Messwerte eines Leitungsstückes als Vergleich aufgetragen.
Figur 6 zeigt die Differenz der gemessenen Transmission einer Referenzleitung und der Gleichspannungs- Zuführung nach Figur 4 im Frequenzbereich von 500 MHz bis 40 GHz.
Figur 7 zeigt eine Gleichspannungszuführung gemäß der vorliegenden Erfindung in der Bauweise einer Koaxialleitung . Figur 8 zeigt eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen symmetrischen Streifenleitung
Figur 9 zeigt, was unter einem im Leiter selbst eingekapselten Hohlraum zu verstehen ist
Figur 2a zeigt eine schmale Signalleitung nach dem Stand der Technik welche beabstandet zu einer breiten Masseleitung angeordnet ist. Zwischen beiden Leitern bildet sich eine homogene Feldverteilung der propagierenden Welle aus. Am Rand des schmäleren Leiters verlaufen gebogene Feldlinien, welche den Leiter umgreifen. Dadurch existieren auch. Feldlinien, welche von der Oberseite des schmalen Signalleiters ausgehen.
Figur 2b stellt denselben Leiter nach dem Stand der Technik mit einer Serienkapazität C im Querschnitt dar. Deutlich ist zu erkennen, dass die Kapazität den Feldlinienverlauf des freien Leiters stört. Diese Störung bleibt bei niedrigen Frequenzen bis einigen 100 MHz ohne Auswirkungen auf die Signalqualität. Bei hohen Frequenzen ab ca. 10 GHz verursacht die Serienkapazität jedoch Reflexionen, welche die Signalqualität verschlechtern.
Figur 3a zeigt eine Mikrostreifenleitung gemäß der vorliegenden Erfindung. Diese zeichnet sich dadurch aus, dass der obere Signalleiter breiter ist als der schmale Masseleiter. Die Feldverteilung der ungestörten Mikrostreifen- leitung ändert sich dadurch nicht. Figur 3b zeigt den
Bereich der GleichspannungsZuführung mit Kapazitäten C und einer Induktivität L zur Gleichstromzuführung. Diese sind nun, anders als beim Stand der Technik nach Figur 2b, im feldfreien Bereich der Leiteranordnung angeordnet. Somit bleibt die Feldverteilung auch an der Gleichstromzuführung gegenüber der ungestörten Leitung unverändert. Dadurch wird das Auftreten einer oberen Grenzfrequenz fg2 durch die Kapazität C und die Induktivität L wunschgemäß verhindert. Aufgrund des größeren Leitungsquerschnittes können größere Kondensatoren mit größeren Kapazitätswerten eingesetzt werden, so dass auch die untere Grenzfrequenz vorteilhaft verringert wird.
In Mikrostreifentechnik ist der Gleichspannungstrenner also realisiert mit einem Masseleiter und einem signalführendem Leiter welche als Streifen auf ein dielektrisches Substrat aufgebracht sind. In Figur 3c ist ein Querschnitt orthogonal zur Ausbreitungsrichtung des propagierenden Wechselspannungssignals durch einen erfindungsgemäßen Mikrostreifenleiter gezeigt. Der Masseleiter (B) ist auf der einen Seite des dielektrischen Substrats (S) und der signalführende Leiter (A) auf der anderen Seite des dielektrischen Substrats (S) aufgebracht, wobei auf der substratabgewandten Seite des signalführenden Leiters (A) ein Kondensator (C) am signalführenden Leiter (A) angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der signalführende Leiter (A) breiter ist als der Masseleiter (B) . Breiter bedeutet, dass die Strecke, die die zwei äußersten Punkte an. und a2 der Metallisierung des signalführenden Leiters (A) verbindet, breiter ist als die Strecke, die die beiden äußersten
Punkte, bi und b2, der Metallisierung des Masseleiters (B) verbindet .
Figur 4 zeigt das Platinenlayout eines in Mikrostreifentechnik realisierten Gleichspannungseinspeisers gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Figur zeigt die Oberflächenmetallisierung in grau und die Rückseitenmetallisierung in schwarz. Auf der Oberseite ist im linken Bereich der Signalleiter als schmale Leiterbahn ausgebildet, der gegenüberliegende Masseleiter ist deutlich breiter als der Signalleiter. Im mittleren Bereich ist die Gleichstrom- Zuführung mit drei Kondensatoren zur Gleichspannungs- trennung realisiert. Beiderseits der Kondensatoren wird die Gleichspannung über Induktivitäten L zu- bzw. abgeführt .
In diesem mittleren Bereich mit den elektronischen Bauelementen ist die Signalleitung deutlich breiter als die Masseleitung. Dazu wird die Signalleitung kontinuierlich vergrößert, bis diese die Breite des ursprünglichen Masseleiters erreicht. Der Masseleiter wird im gleichen Flächenbereich dazu angepasst verringert, bis dieser die Breite des ursprünglichen Signalleiters erreicht hat. Da der Wellenwiderstand einer solchen Mikro- streifenanordnung eine Funktion der Leiterbreite, der Leiterplattendicke und der relativen Dielektrizitätszahl ist, ändert sich die Impedanz der Leitung durch diese Änderung der Leiterbreite nicht, wie die Messergebnisse nach Fig. 5 und 6 zeigen. Das Feld der elektromagnetischen Welle, welches stets zwischen dem breiten und dem schmalen Leiter lokalisiert ist, wandert somit im Bereich des Übergangs von der Leiterplattenoberseite auf die Unterseite. Im Bereich der Kapazitäten C und der
Gleichstromzuführungen, welche an der Leiterplattenoberseite angeordnet sind, ist der Leiter somit feldfrei .
Das Platinenlayout aus Figur 4 wurde auf einem Leiterplattensubstrat mit einer Dicke von 508 μm mit einer Kupfermetallisierung auf der Ober- und Unterseite von jeweils 17 μm Dicke realisiert. Das Substratmaterial war ein handelsübliches, glasfaserverstärktes PTFE-Material mit einer Dielektrizitätszahl εr=3,38 bei einer Frequenz von 10 GHz. Der dielektrische Verlust bei dieser Frequenz beträgt 0,0027. Die gesamte Leiterplatte hat eine Breite von 4 cm und eine Länge von 7,3 cm. Davon ist eine Fläche von 2 x 7,3 cm2 mit dem Bias-T belegt, eine weitere Fläche von 2 x 7,3 cm2 trägt eine gerade, gleichmäßig breite Referenzleitung ohne weitere Bauelemente.
Figur 5a zeigt eine Messung der Streuparameter (S- Parameter) im Bereich von 500 kHz bis 500 MHz. S-Parameter werden zur Beschreibung von Eigenschaften linearer zeitinvarianter Netzwerke bei hohen Frequenzen verwendet, da sich die variablen Größen Strom und Spannung nur noch mit großen Schwierigkeiten messen lassen. S-Parameter beschreiben in Betrag und Phase die Signalteile, welche an verschiedenen Toren eines Netzwerkes transmittiert oder reflektiert werden. Nach Figur 5 ist eine nahezu ungestörte Transmission von Tor 1 zu Tor 2 des Bias-Ts bei einer Frequenz von 25 MHz oder höher möglich. Die Band- breitebegrenzung nach unten ist durch die eingesetzte Induktivität gegeben.
Figur 5b zeigt die Messung der S-Parameter für den Frequenzbereich von 500 MHz bis 40 GHz. Zum Vergleich sind die Daten der gleich langen Mikrostreifenleitung ohne weitere Bauelemente dargestellt. Sowohl die Referenz - leitung als auch die erfindungsgemäße Gleichspannungs- zuführung zeigen eine Transmission, welche kontinuierlich zu höheren Frequenzen abfällt.
Die Figur 5b lässt erkennen, dass das erfindungsgemäße Bias-T das Signal mit gleicher Güte transportiert wie die gerade Referenzleitung ohne weitere Bauelemente. Die bisher durch eine GIeichspannungsZuführung beobachtete Signalverschlechterung tritt bei dem erfindungsgemäßen Platinenlayout nicht mehr auf.
Dieser Sachverhalt ist in Figur 6 nochmals dargestellt. Die Grafik zeigt die Differenz der gemessenen Transmissionen aus Fig. 5 für die Referenzleitung und die GIeichspannungsZuführung nach Figur 4. Bis zu einer Frequenz von 35 GHz ist diese Differenz nahezu Null, ab 35 GHz ist eine Differenz von 2 dB messbar.
Figur 7 zeigt eine alternative Ausführungsform der erfindungsgemäßen Gleichstromzuführung in Koaxialform. Wie bereits bei der Mikrostreifenleitung wird mit dem aus dem Stand der Technik bekannten Paradigma gebrochen, dass die Masseleitung die großflächigere Leitung darstellt.
Erfindungsgemäß wird der innere, an der Symmetrieachse angeordnete Leiter als Masseleiter verwendet. Dieser ist von einem im Wesentlichen zylindrischen Isolatormaterial umgeben. Außen um das Isolatormaterial wird der ebenfalls im Wesentlichen zylinderförmige Signalleiter als hohlzylindrischer Außenleiter angebracht. Somit unterscheidet sich die Feldverteilung im inneren des Koaxialleiters nicht von der Feldverteilung nach dem Stand der Technik. Der außen angeordnete Signalleiter gestattet jedoch, Bauelemente zur Gleichspannungstrennung und
Gleichspannungszu- oder -abfuhr im feldfreien Bereich außerhalb des Koaxialleiters anzubringen. Hierzu wird der Außenleiter aufgetrennt und der entstehende Spalt mit Kondensatoren überbrückt. Der Spalt, der für die Durchführung der Gleichspannungstrennung in den signalführenden Leiter eingebracht wird, stört die Abschirmungsfähigkeit des außen angeordneten Signalführenden Leiters. Dennoch tritt bereits ein bis zwei Spaltbreite vom Spalt entfernt wieder ein nahezu feldfreier Bereich ein, so dass der Effekt dieser Streufelder vernachlässigbar ist. Die Kondensatoren_können je nach Material des Außenleiters außen auf diesem angebracht werden oder bei größerer Materialstärke des Außenleiters auch in diesen eingelassen werden.
Figur 8 zeigt eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gleichspannungstrenner, und zwar in Form der symmetrischen Streifenleitung. Bei der symmetrischen Streifenleitung nach dem Stand der Technik ist der Signalführende Leiterstreifen in einem Dielektrikum eingebettet und verläuft parallel zu zwei leitfähigen Schichten, die auf den beiden gegenüberliegenden Seiten des Dielektrikums aufgebracht sind, und als Masseleiter dienen. Erfindungsgemäß wird diese Anordnung nun so verändert (siehe Figur 8) , dass die zwei äußeren leitfähigen Schichten (A1 und A2) , die auf den beiden gegenüberliegenden Seiten des Dielektrikums aufgebracht sind, die signalführenden Leiter darstellen, und der im Dielektrikum eingebettete innere Leiter (B) der Masseleiter ist. Dabei sind die auf den gegenüberliegenden Seiten des Dielektrikums aufgebrachten Leiter (Ai und A2) , also die signalführenden Leiter (Ai und A2) , breiter als der Masseleiter (B) . Nach Figur 8 heißt dies, dass die Strecke zwischen ax und a2 breiter ist als die Strecke zwischen bx und b2. Dabei sind a.λ und a2 die jeweils äußersten Punkte der Metallisierung der signalführenden Leiter Ax und A2, sowie bx und b2 die äußersten Punkte der Metallisierung des Masseleiters. Zur Gleichspannungstrennung wird nun in die Signalführenden Leiter Aj und A2 ein Spalt entlang ax und a2, eingebracht. Die Kondensatoren für die Gleichspannungstrennung werden auf der substratabgewandten Seite der signalführenden Leiter Ai und A2 angeordnet, unmittelbar in der Nähe des Spaltes.

Claims

Patentansprüche
1. Gleichspannungstrenner mit einem Masseleiter und einem signalführenden Leiter, wobei am signalführenden Leiter eine Kapazität angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Abmessungen des signalführenden Leiters und die Abmessungen des Masseleiters so ausgeführt sind, dass der signalführende Leiter das elektrische Feld des propagierenden Wechselspannungssignals abschirmt, derart, dass es einen Bereich an der Oberfläche des Signalleiters gibt, in dem die Amplitude der elektrischen Feldstärke des WechselSpannungSignals niedriger ist als die Amplitude der elektrischen Feldstärke des Wechselspannungssignals, die an der Oberfläche des Masseleiters auftritt, und die Kapazität im derart abgeschirmten Bereich des signalführenden Leiters angeordnet ist .
2. Gleichspannungstrenner, insbesondere nach Anspruch 1, mit mindestens einem Masseleiter und mindestens einem signalführenden Leiter, welche mittels eines Isolators beabstandet angeordnet sind, wobei im signalführenden Leiter eine Kapazität angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität in einem Bereich angeordnet ist, in welchem die dem Isolator zugewandte Fläche des Signalleiters größer ist als die dem Isolator zugewandte Fläche des Masseleiters.
3. Gleichspannungstrenner nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der signalführende Leiter auf mindestens einer Seite der Kapazität mit einer Induktivität und/oder einem ohm1 sehen Widerstand verbunden ist.
4. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität und/oder die Induktivität und/oder der ohm'sche Widerstand aus genau einem Kondensator, einer Spule oder einem Schichtwiderstand bestehen.
5. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität und/oder die Induktivität und/oder der ohm'sche Widerstand durch ein Netzwerk gebildet wird, welches Halbleiterbauelemente und/oder Widerstände und/oder Kondensatoren und/oder Induktivitäten umfasst .
6. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 4 oder
5, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleiterbauelemente und/oder Widerstände und/oder Kondensatoren und/oder Induktivitäten mit SMD-Gehäusen versehen sind.
7. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 2 bis
6, dadurch gekennzeichnet, dass der Isolator eine Dielektrizitätskonstante von etwa 1 bis etwa 13, insbesondere etwa 3 bis etwa 10 aufweist.
8. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 2 bis
7, dadurch gekennzeichnet, dass die dem Isolator zugewandte Fläche des Signalleiters in Richtung auf die Kapazität hin zunimmt und die dem Isolator zugewandte Fläche des Masseleiters abnimmt.
9. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 1 bis
8, dadurch gekennzeichnet, dass der Masseleiter und der signalführende Leiter auf gegenüberliegenden Seiten eines ebenen Isolators angeordnet sind.
10. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Masseleiter und der signalführende Leiter auf der selben Seite eines ebenen Isolators angeordnet sind.
11. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Masseleiter von einem zylinderförmigen Isolator umgeben ist, welcher seinerseits von einem zylinderförmigen, signalführenden Leiter umgeben ist
12. Gleichspannungstrenner nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der zylinderförmige, signal- führende Leiter aus einem Drahtgeflecht zusammengesetzt ist.
13. Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine
Masseleiter und der mindestens eine signalführende Leiter von einem weiteren Leiter umgeben ist.
14. Verstärker mit einem Gleichspannungstrenner nach einem der Ansprüche 1 bis 13.
15. Verstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass er GaN und/oder GaAs enthält.
16. Verfahren zur Trennung des Gleich- und des Wechselspannungsanteils eines Signals, bei welchem eine Kapazität in den Signalpfad eingebracht wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität an einer Stelle angeordnet wird, an welcher die Feldverteilung des propagierenden Wechselspannungssignales nahezu null ist.
17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichspannungsanteil des Signals an mindestens einer Seite der Kapazität über eine Induktivität zu- oder abgeleitet wird.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Gleichspannungsanteil des Signals an einer Seite der Kapazität zu- oder abgeleitet wird und ein zweiter Gleichspannungsanteil des Signals an der gegenüberliegenden Seite der Kapazität ab- oder zugeleitet wird.
19. Verwendung eines Gleichspannungstrenners nach einem der Ansprüche 1 bis 13 in der Messtechnik.
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