JP2010520447A - 光子検出器 - Google Patents

Abstract

単一光子を検出するように構成された光子検出器と、光子検出器の出力信号を、第１の部分が第２の部分と実質的に同一である第１の部分と第２の部分とに分周する信号分周器と、第２の部分を第１の部分に対して遅延させる遅延手段と、信号の第１の部分と遅延させた第２の部分とを、遅延させた第２の部分が出力信号の第１の部分における周期的変動を打ち消すために使用されるように合成する合成器とを備える光子検出システム。

Description

本発明は、単一光子の有無を検出するように構成された光子検出器および光子を検出する方法の分野に関する。

単一光子を検出することのできる検出器、いわゆる単一光子検出器は、量子暗号の原理を使用して動作するシステムのいずれにおいても重要な構成要素である。かかるシステムは、不可分の単一粒子、この場合は光子としてのデータビットの伝送に依拠するものである。

また、単一光子検出は、飛行時間測距実験、分光学、医用画像または天文学のための低レベル光検出手段としても有用である。医療用途でも天文学用途でも、高エネルギー光子（Ｘ線など）または高エネルギー粒子はシンチレータにおいて多く（１０〜１００）の低エネルギー光子に変換される。次いでこれらの低エネルギー光子が、アバランシェフォトダイオードまたは光電子増倍管によって検出される。生成される低エネルギー光子は空間において散乱するため、きわめて高感度の広範囲検出器が求められる。また、かかる検出器の配列は、元の光子に関する情報を得るために低エネルギー光子の空間的分布を獲得することも可能にする。

多くの単一光子検出器が被る１つの問題は、単一光子の検出により出力される信号は弱いことが多く、検出器出力の他のアーチファクトと区別するのが困難な場合もあることである。

例えば、特に一般的な種類の単一光子検出器が、ゲートモードで動作するアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）である。ゲートモードでは、光子を検出するために、ＡＰＤの両端に、ダイオードの降伏電圧より上の高逆バイアスが短期間にわたって印加される。吸収された光子がＡＰＤにおいて電子−正孔対を生じさせ、これは分離の際に過剰キャリヤの電子なだれを引き起こすことができる。この過剰キャリヤの電子なだれは、ＡＰＤを流れる巨視的な検出可能な電流を生じさせる。

この巨視的電流は、検出可能であるが、普通は、バイアスゲートに反応してＡＰＤのキャパシタンスによって生じるＡＰＤの出力信号のアーチファクトに埋もれる。この問題に対する１つの解決策は、アバランシェ電流が検出器の出力を決定する程度までＡＰＤにバイアスをかけるものである。しかしこれには、ＡＰＤを比較的低い周波数で動作させる必要があるという欠点がある。

この問題に対処する別のやり方は、コンデンサによって、または第２のＡＰＤによってＡＰＤの応答を模倣するというものであった（Tomita et al. オプティクスレターズ、第２７巻、１８２７〜１８２９頁、２００２年（Optics Letters 27 1827 to 1829 (2002)））。これらのシステムはどちらも、第１のＡＰＤの出力を正確に再現し、第１のＡＰＤの出力とコンデンサまたは第２のＡＰＤの出力とを実際に合成するに際して問題を生じる。

本発明は上記問題に対処しようとするものであり、第１の態様では、単一光子を検出するように構成された光子検出器と、光子検出器の出力信号を、第１の部分が第２の部分と実質的に同一である第１の部分と第２の部分とに分周する信号分周器と、第２の部分を第１の部分に対して遅延させる遅延手段と、信号の第１の部分と遅延させた第２の部分とを、遅延させた第２の部分を使用して出力信号の第１の部分における周期的変動が打ち消されるように合成する合成器とを備える光子検出システムを提供する。

検出器の出力を２つの部分に分周し、ある期間からの信号を後の期間からの信号と合成することにより、検出器の出力における周期的変動が除去される。検出器出力が検出器出力自体を修正するために使用されるため、検出器出力を複製しようと試みる従来技術の問題が回避される。

好ましくは、光子検出器はアバランシェフォトダイオードとするが、他の光子検出器とすることもできる。

好ましくは、検出器は周期的信号を受け取り、上記遅延手段は信号の第２の部分を上記周期の整数倍だけ遅延させるように構成される。しかしシステムは、信号の第２の部分から単一周期または周期の倍数を分離し、この分離信号を繰り返し使用して、信号の第１の部分における周期的変動を打ち消すことも可能である。例えば、波形の周期がデジタル方式で格納され、次いで格納した波形を使用して、デジタルプロセスを使った打ち消し合いが実行されてもよい。

システムは、好ましくは、上記検出器に周期的ゲート信号を印加する手段を備える。ゲート信号は、方形波信号や、正弦波信号などとすることができる。

本発明は、検出器の両端に必要とされるバイアスを増大させずに単一光子による信号の存在を強調するため、本発明の検出器は、従来技術の周波数より高い周波数で動作することができる。したがって本発明は、５０ＭＨｚ以上、好ましくは７０ＭＨｚ以上、さらに好ましくは１００ＭＨｚ以上の周波数のゲート信号を有し得る。

本発明は、より高いゲート周波数で使用され得るため、準連続動作を実現することができる。準連続動作では、光子の発生源と検出器の間の同期が必要とされない。準連続動作が可能なのは、非常に高いゲート周波数では、検出器が光子を検出することのできない期間により検出効率全体が抑制されることがないからである。

準連続動作を改善するために、ゲート信号の周期を変動させて検出窓を広げることも可能である。周期は、無作為に変動させてもよく、または雑音として変動させてもよい。

一般には合成器に到達した２つの信号が平衡化される。しかしシステムはさらに、合成器に到達した２つの信号の振幅を平衡化する手段を備えていてもよい。例えばシステムはさらに同調可能減衰器を備えていてもよい。

またシステムは、信号の一方の部分を他方の部分に対して反転させる手段も備えることができる。反転は、分周器、合成器で行われても、または分周器と合成器の間の転送時に行われてもよい。反転は、多くの方法により、例えば、分周／合成および反転を実行するハイブリッド結合器などを使用して行われ得る。

また、差動増幅器などの差動部品を使用して信号を合成することも可能である。

第２の態様において本発明は、パルス放射の発生源、および上記放射パルスに関する情報を符号化する符号器を備える送信機と、本発明の第１の態様による検出システムを備える受信機とを備える、量子通信システムを提供する。

量子通信システムは、ＱＫＤプロトコルのために構成されていてもよく、例えば、上記符号化手段は、２つ以上の非直交基底から無作為に選択される符号化基底を使用してパルスを符号化するように構成されていてもよい。

発生源は常に一定の間隔で放射するため、どのＱＫＤ用途でも同調動作が好ましい。しかし、例えば後述するＤＰＳＫプロトコルやストゥッキ（Stucki）プロトコルなど、プロトコルの中には隣り合うパルスのコヒーレンスを必要とするものもあり、これには普通、ＧＨｚ周波数で動作する発生源が必要である。本発明の検出システムの高速動作はこれらのプロトコルに特に有利である。

本発明は、いわゆる一方向型弱コヒーレントプロトコル（D Stucki et al. アプライドフィジックスレターズ、第８７巻、１９４１０８、２００５年（Applied Physics Letters 87, 194108(2005)）において特に有用である。よって、別の実施形態では、送信機はコヒーレント源を備えていてもよく、上記符号器は、１光子未満の平均強度を有するパルスを選択的に送信することによって情報を符号化し、空のパルスには光子がない。

また、検出システムの高速動作は有利には、差動位相偏移プロトコル（Takesue et al. ニュージャーナルオブフィジックス、第７巻、２３２頁、２００５年（New Journal of Physics 7 (2005) 232）においても使用され得る。よって、別の実施形態では、送信機はコヒーレント源を備えていてもよく、上記符号化手段は第１の位相または第２の位相で光子を符号化するように構成されており、第１の位相と第２の位相の差は１８０°であり、受信機は、あるパルスからの光子と後続のパルスの光子とを干渉させるように構成されている。

第３の態様において本発明は、光子検出器の出力信号を、第１の部分が第２の部分と実質的に同一である第１の部分と第２の部分とに分周する信号分周器と、第２の部分を第１の部分に対して遅延させる遅延手段と、信号の第１の部分と遅延させた第２の部分とを、遅延させた第２の部分を使用して出力信号の第１の部分における周期的変動が打ち消されるように合成する合成器とを備える、光子検出器の出力を調整する、調整回路を提供する。

本発明の第１の態様による検出システムは、準連続モードで動作させることもできるが、ゲート制御し、周期的発生源の出力と同期させることもできる。第４の態様において本発明は、周期的発生源と、本発明の第１の態様による検出システムであり、上記検出器をゲート制御して発生源からの最高強度信号の到達時に検出を行うように構成されたゲート信号をさらに備える、検出システムとを備えるシステムを提供する。

上記システムは、有利には、例えば、物体の距離を測定するための飛行測距実験や、単一光子を検出できる能力が、検査対象の物体から反射されるパルスを測定することによって物体の寸法の正確な測定を行うことを可能にすることによる工業検査や、複合材の化学的処方を決定するための時間分解発光実験などにおいて使用され得る。

第５の態様において本発明は、単一光子を検出するように構成された光子検出器を設けることと、上記光子検出器の出力信号を、第１の部分が第２の部分と実質的に同一である第１の部分と第２の部分とに分周することと、第２の部分を第１の部分に対して遅延させることと、信号の第１の部分と遅延させた第２の部分とを、遅延させた第２の部分を使用して出力信号の第１の部分における周期的変動が打ち消されるように合成することとを含む、光子検出方法を提供する。

次に、添付の非限定的実施形態を参照して本発明を説明する。

図１ａは、アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）を使用した従来技術の検出システムを示す回路図である。図１ｂは、図１ａのＡＰＤの入力信号の時間に対する電圧を示す概略的グラフである。図１ｃは、出力信号を図１ａの検出システムの時間に対する電圧として示すグラフである。 従来技術による、アバランシェフォトダイオードおよびコンデンサを組み込んだ検出システムを示す図である。 相互に打ち消し合うように配置された２つのＡＰＤを備える従来技術による検出システムを示す回路図である。 図４ａは、本発明の一実施形態による、アバランシェフォトダイオードを備える検出システムを示す回路図である。図４ｂは、図４ａの装置への入力信号を示すグラフである。図４ｃは、図４ａのＡＰＤの出力信号から引き出された第１の部分を示すグラフである。図４ｄは、遅延させてある、図４ａのＡＰＤの出力信号から引き出された第２の部分を示すグラフである。図４ｅは、図４ａの装置によって生成された自己差動出力信号を示すグラフである。 図５ａは、図４ａの装置の一変形を示す図である。図５ｂは、図５ａの装置の出力信号の第１の部分を示すグラフである。図５ｃは、図５ａのＡＰＤの出力信号の遅延させた第２の部分を示すグラフである。図５ｄは、図５ａの検出システムの出力信号を示すグラフである。 図６ａは、図４ａの検出システムの別の変形を示す回路図である。図６ｂは、図６ａの検出システムへの入力信号を示すグラフである。 図４ａの検出システムの一変形である検出システムを示す回路図である。 図４ａの検出システムの、光子検出効率に対する暗計数確率を示すグラフである。 本発明の準連続検出動作を示す、毎秒の光子束に対する計数率を示すグラフである。 図１０ａは、前述の図４ａによる検出システムを有する量子通信システムを示す図である。図１０ｂは、図１０ａの量子通信システムのクロック信号を示すグラフである。図１０ｃは、図１０ａの送信側システムの出力レーザパルスを示すグラフである。図１０ｄは、図１０ａの検出システムの検出器に到達する信号を示すグラフである。図１０ｅは、図１０ａで使用される検出器のための電位ゲート制御システムを示すグラフである。 図１１ａは、隣接するパルス間の位相コヒーレンスに基づくプロトコルを使用する量子通信システムを示す略図である。図１１ｂは、図１１ａのシステムを使用して送ることのできるパルスシーケンスを示すグラフである。図１１ｃは、図１１ａの検出器のゲート制御要件を示す図である。 図１２ａは、本発明による検出器を使用した、差動位相偏移プロトコルに基づく量子通信システムを示す略図である。図１２ｂは、送信機から検出器に送られたパルス列を示す図である。図１２ｃは、受信側干渉計の短アームを通過するパルス列を示す図である。図１２ｄは、受信側干渉計の長アームを通過するパルス列を示す図である。図１２ｅは、図１２ａの検出器Ｄ１による可能な光子検出時刻を示す図である。図１２ｆは、図１２ａの検出器Ｄ２による可能な光子検出時刻を示す図である。

図１ａは、単一光子を検出するために使用され得る公知の検出システムの略図である。このシステムはアバランシェフォトダイオード１と抵抗器３とを備える。アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）１は逆バイアスで構成されている。図１ｂに示すゲート信号として働く入力信号が、入力５と接地７の間に印加される。

図１ｂに示す入力電圧は周期的な一連の方形電圧パルスであり、第１の値Ｖ_１から第２の値Ｖ_０の間で変動する。Ｖ_１はアバランシェフォトダイオード１の降伏電圧Ｖ_ＢＲを上回るように選択される。かかる電圧がアバランシェフォトダイオードに印加されると、検出器は入ってくる光子を感知するようになる。吸収された光子はＡＰＤにおいて電子−正孔対を発生させ、電子−正孔対はＡＰＤ内の電場によって隔てられる。ＡＰＤのアバランシェ領域内の高電場により、電子または正孔が過剰キャリヤの電子なだれを誘発し、ＡＰＤを流れる巨視的で検出可能な電流を生じさせる。

巨視的な電流は普通、図１ｃに示す抵抗器３の両端の電圧降下を観測することによって検出される。電圧スパイク１３は、光子が検出されていることを示す。しかし、ＡＰＤのキャパシタンスには限界があり、典型的には１ピコファラドであるため、出力は、ゲートパルスの立ち上がりエッジに反応するときのＡＰＤキャパシタンスの充電による充電パルス９も含み、この後にゲートパルスの立ち下がりエッジにおいて立ち下がりバイアスに反応するときのＡＰＤキャパシタンスの放電による放電降下１１が続く。充電パルスは正であり、しばしば光子により誘発される電子なだれを不明瞭にする。

図１ｃに示す結果から、単一光子の吸収によるものであるピーク１３を分離するのが困難であることは明らかである。光子吸収による電子なだれが検出可能であるための一方法は、アバランシェスパイクの振幅が充電パルスの振幅を上回るようにＡＰＤバイアス電圧を増大させるものである。この場合、電子なだれは、すべての充電パルスのレベルを上回る弁別レベルを設定することによって検出することができる。しかし、かかる方法には重大な短所がある。ＡＰＤは普通、結晶学的欠陥を含み、これらの欠陥が、検出イベント時に巨視的なアバランシェ電流からの電子を制限するトラップとして働く。捕捉された電子は、若干の遅延の後で自然に放出され、次のゲートが印加されるときに、第２のスプリアス電子なだれを引き起こす。かかるスプリアスパルスを「アフターパルス」といい、これの確率はアバランシェ電流の大きさに依存する。アフターパルスの発生する確率を制限するために、バイアス法を使用して充電パルスより大きい電子なだれが実現される場合には、典型的にはＡＰＤを低いゲート周波数（最大で数ＭＨｚまで）で動作させる。

ＡＰＤ動作周波数を増大させるには、充電パルス９の振幅を除去し、または制限する必要がある。

このための１つの試みが図２に示されている。不要な繰返しを避けるために、図１の参照番号と類似の参照番号を使って類似の特徴を表わすことにする。図２もやはりアバランシェフォトダイオード１と抵抗器３とを有する。コンデンサ２１および別の抵抗器２３が、抵抗器３と抵抗器２３とが連続して接続されるように、アバランシェフォトダイオード１および抵抗器３と直列に形成されている。

この回路から、ＡＰＤにはＶ_０とＶ_１の間で変動するＡＰＤのＤＣとパルスバイアスの合成されたものが印加され、コンデンサには（Ｖ_０とＶ_１の間で変動する）パルス信号だけが印加される。コンデンサ２１からの出力信号は、光子の吸収が生じない場合には、ＡＰＤ１からの出力信号と同様になる。次いで、ＡＰＤ１とコンデンサ２１からの出力がハイブリッド結合器２５において合成される。ハイブリッド結合器２５はこれの２つの入力の一方の位相を反転させる。したがってハイブリッド結合器２５は、ＡＰＤ１とコンデンサ２１の両方からの出力信号を、これらがほぼ打ち消し合うように１８０°の位相差で合成する。これにより充電９ピークと放電１１ピークの一部を打ち消すことができる。

図２の構成には、コンデンサがＡＰＤの応答を模倣するのが困難であるという点で問題がある。また、ＡＰＤ１とコンデンサ２１の両方からのパルス出力信号から、厳密に同時刻にハイブリッド結合器２５に到達する必要もある。さらに、ＡＰＤ１の出力とコンデンサ２１の出力とが等しい振幅を有する必要もある。

図３に、コンデンサ２１が第２のＡＰＤ２３で置換されている、図２のシステムの別の改善例を示す。

不要な繰返しを避けるために、類似の参照番号を使用して類似の特徴を表わすことにする。

図２の第２の抵抗器２３およびコンデンサ２１と同じ位置に第２の抵抗器３１および第２のＡＰＤ３３が設けられている。この場合、第１のＡＰＤ１と第２のＡＰＤ３３の出力は、これらの成分が相互に打ち消し合うように、ハイブリッド結合器３５において１８０°の位相差で合成される。次いでハイブリッド結合器の出力が弁別器３７（不図示）に供給され、そこでさらに単一光子検出によるピークの有無を判定する。

図３の装置には図２に示すシステムの問題の多くが生じる。さらに、同様の特性を有するＡＰＤを選択することは、高くつく装置のキャラクタリゼーションを伴う。特に、同一の電気特性を有する２つのＡＰＤを見つけることは、装置を慎重に選択したとしても非常に困難である。ＡＰＤは異なるキャパシタンスを有する可能性が高く、これはこれらのＡＰＤの出力信号の打ち消し合いがうまくいかないことを意味する。

図４ａに、本発明の一実施形態によるシステムを概略的に示す。前述のように、装置は抵抗器５３と直列に設けられたアバランシェフォトダイオードを備える。

図４ｂに示すような入力信号が印加され得る。この信号は図１ｂを参照して説明した入力信号と同じものである。抵抗器５３の両端で降下した電圧がまず電力分配器５５に入力される。電力分配器５５は出力信号を、図４ｃに示す第１の部分と、図４ｃに示す第１の部分と同一の第２の部分とに分周する。次いで、これらの２つの信号が、電力分配器５５のポート５７とポート５９を介して出力される。ポート５９を介して出力される信号は、ゲート期間に等しい持続期間だけ信号を遅延させるように働く遅延線５６に入る。遅延させた信号を図４ｄに示す。次いで、信号の第１の部分と遅延させた第２の部分がハイブリッド結合器６１に供給される。ハイブリッド結合器６１は、信号の第１の部分と遅延させた第２の部分を１８０°の位相偏移で合成して、図４ｅに示す出力をもたらす。

図４ｃからわかるように、ＡＰＤ５１による光子の検出は、アバランシェ信号７３を発生させる。次いでこのアバランシェ信号が、図４ｄのトレースとして１周期後に繰り返される。４ｃと４ｄを組み合わせると、光子の有無を示す図４ｅのトレースにピーク７７とディップ７５が見られる。正のピークとこの後に続く負のディップ（または、装置の構成によっては、負のディップとこの後に続く正のピーク）が与えられることにより、光子の検出を示す明らかなシグネチャが可能になる。

１つの好ましい検出モードは、出力信号における正のピーク７７と負のディップ７５の両方の有無を調べるものである。しかし代替として、正のピークの有無だけ、または負のディップの有無だけを調べる方がより好都合な場合もある。ピークまたはディップは、弁別法を使用して検出されてもよい。弁別法では弁別器レベルを使用する。上記の弁別器レベルより大きい電圧信号が光子の検出によるものであると想定される。

電力分配器５５は、ミニサーキット（Mini-circuits）社から部品番号ＺＦＲＳＣ−４２＋として販売されている種類のものとすることができ、ハイブリッド結合器も、やはりミニサーキット社から部品番号ＺＦＳＣＪ−２−４として入手可能である。厳密な遅延は、電力分配器とハイブリッド結合器をつなぐ長さの異なる２本の同軸ケーブルを使用して実現することができる。電力分配器５５、遅延線５６およびハイブリッド結合器６１を組み合わせたものが、単一のプリント回路基板上に組み込まれてもよいことに留意すべきである。

図５に、図４を参照して説明した装置の一変形を示す。図５ａの装置は、ＡＰＤおよび抵抗器（不図示）からの出力を取り込み、これをハイブリッド結合器８１に提供する。ハイブリッド結合器８１はこの出力を第１の部分に分配し、第２の部分は図４ａの電力分配器５５を参照して説明する。しかし、ハイブリッド結合器８１は、信号の第１の部分と第２の部分の間に１８０°の位相偏移も導入する。信号の第１の部分は出力８３を介して出力され、第２の部分は出力８５を介して遅延線８７に送られる。

信号の第１の部分は図５ｂに示されており、信号の第２の部分は図５ｃに示されており、これは遅延線８７を通過しており、反転され１クロック周期だけ遅延させてあること以外は、図５ｂと同一のものである。

次いで、図５ｂおよび図５ｃに示す２つの信号を合成して図５ｄの出力信号が生成される。これらの信号は、電力合成器８９において合成され、信号の一方に対する位相偏移がハイブリッド結合器８１によってすでに行われているため、電力合成器８９はこれを行う必要がない。

図４ａおよび図５ａの各システムは、どちらも、電力分配器／合成器およびハイブリッド結合器の組み合わせを使用している。しかし、ハイブリッド結合器は、移相器と電力合成器を組み合わせたもので置き換えられてもよい。例えば、電力合成器および１８０°移相器や、９０°の位相偏移を有する２つの電力合成器／分配器などである。

図４ａおよび図５ａのシステムの別の変形では、２つの信号が等しい振幅でハイブリッド結合器または電力合成器に到達するようにするために、ハイブリッド結合器６１（図４ａ）または電力合成器８９（図５ａ）への入力において使用され得る、同調可能ＲＦ減衰器が設けられる。

典型的には、すべてのハイブリッド結合器および電力分配器／合成器が有限な応答周波数範囲を有する。例えば、ハイブリッド結合器であるミニサーキット社製ＺＦＳＣＪ−２−４は、５０ＭＨｚから１ＧＨｚまでの周波数範囲を有する。このハイブリッド結合器は、信号がこの範囲外の周波数成分を含むときにはうまく働かず、打ち消し合いが不完全になることもある。信号対雑音比を改善するために、別の帯域フィルタを使用してこれらの周波数成分を除去してもよい。図４ａでは、例えば、ハイブリッド結合器出力の後に低帯域フィルタなどが配置され得る。

図６に、図４および図５を参照して説明したシステムの別の変形を示す。

図６ａのシステムは、図４ａを参照して説明したようなアバランシェフォトダイオード５１と抵抗器５３とを有する。さらに、抵抗器５３の両端で降下した電圧が電力分配器５５に取り込まれ、電力分配器５５が信号を第１の部分と第２の部分とに分配する。第１の部分は出力５７を介して出力され、第２の部分は出力５９を介して遅延線５６に出力される。次いで、信号の第１の部分と遅延させた第２の部分がハイブリッド結合器６１に供給され、そこで信号の２つの部分を１８０°の位相差で合成する。

しかし、図６ａの装置では、入力電圧信号は図６ｂに示すように正弦波電圧信号であり、図１ｂに示すような周期的な方形パルス列ではない。電子なだれ降伏の閾値の上下でＡＰＤにバイアスをかけるために十分な電圧振幅が正弦波信号にある限り、この信号を用いて図６ａの検出システムにバイアスをかけることが可能である。実際、検出器にはどんな周期的電圧信号を用いてバイアスをかけてもよい。

正弦波ゲート電圧に応答して、ＡＰＤ出力も正弦波になる。正弦波出力には、光子検出による不定期のアバランシェスパイクが重畳される。アバランシェスパイクの振幅は、典型的には、正弦波出力の振幅よりずっと小さい。しかし、図４ａを参照して上述したように、電力分配器、遅延線およびハイブリッド結合器を使用することにより、正弦波成分の大部分を打ち消すことができ、アバランシェスパイクがはっきり見えるようになる。

さらに、正弦波信号の小さい残りの成分があっても、正弦波信号の周波数に同調された帯域阻止フィルタ６３によってハイブリッド結合器６１の出力から除去され得る。信号は増幅器６５に、次いで、出力信号における光子誘導スパイクの有無を判定するために弁別器６７に渡される。

図７に、図４のシステムの別の変形を示す。構成は、図４ａ、図５ａおよび図６ａを参照して説明したものと同じである。出力信号はこの場合、電力分配器１０１に供給される。電力分配器１０１は信号を第１の部分と第２の部分に分配する。第１の部分は出力１０３を介して出力され、第２の部分は出力１０５を介して出力され、さらに遅延線１０７に供給される。次いで、信号の２つの部分は差動増幅器１０９に供給される。増幅器１０９の構成により、２つの入力の差だけが増幅される。出力信号は図示していないが、図４ｅに示した出力信号と同様のものになる。

図８は、６２５．１ＭＨｚで動作する方形波で駆動されるＡＰＤを使用した、図４ａの検出システムの出力のグラフである。光子検出効率に対する１ゲート当たりの暗計数確率が表わされている。ＡＰＤは−４０℃で冷却される。検出効率を測定するために、ＡＰＤを、波長１５５０ｎｍ、持続期間１００ｐｓ、繰返し率９．７６ＭＨｚ、および１パルス当たり平均０．１光子の強度を有するレーザパルスを用いて照明した。

測定に際しては、ハイブリッド結合器６１（図４ａ）の出力を、まず広帯域増幅器に供給し、次いで、個別アバランシェスパイクを識別し、スパイクをＴＴＬパルス出力に変換する弁別器に供給した。次いでＴＴＬパルスをパルスカウンタによって計数する。ＡＰＤゲート信号は８Ｖの振幅を有する方形波であり、典型的にはＡＰＤのアバランシェ降伏電圧より２Ｖ下回るＤＣバイアス電圧（４７Ｖ）に重畳される。図８の各点は、ＤＣバイアスレベルを変動させることにより記録した。ＤＣバイアスが高いほど検出効率が高くなる。しかし、入力光がない場合の出力確率として定義される検出器の検出器暗計数確率も、やはりＤＣバイアスと共に増大する。

図８の結果は、ＡＰＤが６２５．１ＭＨｚの周波数で駆動されているため、驚くほどによい。これは、典型的には数ＭＨｚである通常のＡＰＤのゲート周波数よりかなり高い。同時に、低周波数動作と比べて、同装置の効率および暗計数確率には悪化がほとんど見られない。この周波数でＡＰＤを駆動することが可能になるのは、本発明で説明している自己差分法によるものである。

本発明が可能にする高いゲート周波数は、検出システムが準連続的に動作し得ることを意味する。準連続動作では、光子の発生源と検出器の間で同期をとる必要がない。準連続動作が可能なのは、非常に高いゲート周波数では、検出器のバイアスがＡＰＤの降伏電圧を下回るために検出器が光子を検出することができない期間により、検出効率全体が抑制されることがないからである。

発生源と検出器との意図しない同期を回避するためには、ＡＰＤをゲート制御するために使用される信号の周波数を変動させることが望ましく、例えば、駆動周波数は、周波数の何らかの雑音を加えることにより無作為に変動させてもよい。

かかる方式では、信号の第１の部分と第２の部分の間に時間遅延を導入する遅延線は一定のままである。しかし、ゲート周波数は、例えば５０ｋＨｚなど、少量だけ変動させることもでき、これにより基本的に検出器が単一光子を検出することのできる時間窓が広がる。

図９に、図８を参照して説明したのと同様のバイアス条件を使用して準連続モードで動作する検出器のグラフを示す。測定される計数率、すなわち毎秒受け取られる光子の数は、光子束の関数として測定される。光子は、１５５０ｎｍで動作するｃｗレーザダイオードによって放出させた。各光子の放出時間は非決定的であり、ＡＰＤは入ってくる光子と同期することができなくなる。したがって測定結果は、連続モードで使用された検出器の性能を示すものである。

実際に測定された計数率を黒い四角で示す。三角は、測定された光子計数率から暗計数率を差し引いた正味の光子計数率を示すものである。暗計数は、照明がない場合の検出器の出力を測定することにより求められる。

図９のグラフから、高い光子計数率は１０ＭＨｚ近辺で達成されることがわかり、これは主に電子回路の不感時間によって限定される。検出器は、４０ｄＢの範囲にわたる線形応答、および１．２％の検出効率を示す。

図４から図９までに示す検出システムは、例えば図１０のシステムなどの量子暗号システムにおいて使用することができる。

図１０ａでは、送信機（アリス）２０１が受信機（ボブ）２０３に光子を送る。送信機と受信機とは光ファイバ２０５でつながっている。

アリスは単一光子を発生させ、これを符号化して、クロック信号として働く明るいレーザパルスと共にボブに送る。

アリスの装置は単一光子発生源２０７を備える。単一光子発生源は、パルスレーザダイオード２０９と減衰器２１１でできている。レーザは、繰返し周期Ｔ_{ｃｌｏｃｋ}で各クロック信号ごとに単一光パルスを発生させる。典型的には、各レーザパルスは、ｄ_{ｌａｓｅｒ}＝５０ｐｓの持続期間を有する。減衰のレベルは、アリスによって送られる１パルス当たりの平均光子数が１よりずっと少なく（μ≪１）、例えば、典型的にはμ＝０．１になるように設定される。代替として、英国特許第２４０４１０３号明細書に記載されているように、減衰のレベルをパルスごとに変動させてもよい。

レーザ２０９には、バイアス電子回路２１０によってクロック信号が提供される。バイアス電子回路は、タイミングユニットと、信号レーザ２０９用のドライバと、後述するクロックレーザ２２７用のドライバと、後述する位相変調器２２３用のドライバとを備えていてもよい。

光子発生源２０７からの光子パルスは次いで不均衡マッハ−ツェンダ（Mach-Zender）型干渉計２１３に供給される。干渉計２１３は、入口ファイバ結合器２１５と、光遅延を生じさせるように設計された遅延ファイバループ２１９を備える長アーム２１７と、位相変調器２２３を備える短アーム２２１と、それぞれ長アームと短アームからのファイバ２１７とファイバ２２１とをつなぐ出口ファイバ結合器２２５とからなる。長アームと短アームの長さの差はｔ_{ｄｅｌａｙ}の光伝搬遅延に対応する。典型的には、遅延ループ２１９の長さは、ｔ_{ｄｅｌａｙ}〜０．５ｎｓの遅延を生じるように選択される。長アームを進む光子は、短アーム２２１を進む光子より、干渉計２１３の出口において時間ｔ_{ｄｅｌａｙ}だけ遅くなる。

アリスの干渉計２１３の出力は、ＷＤＭ結合器２２９において明るいクロックレーザ２２７からの出力を用いて多重化される。クロックレーザ２２７は、バイアス回路２１０の制御下で動作する。クロックレーザ２２７は、ボブの側２０３においてこれらを分離しやすいように、信号レーザ２０９の波長とは異なる波長で放射する。例えば、信号レーザ２０９は、１．３μｍで、クロックレーザ２２７は１．５５μｍで動作し、またはこの逆で動作し得る。

多重化された信号およびクロックパルスは、光ファイバリンク２０５に沿って受信者ボブ２０３に送信される。

ボブの装置２０３はアリスの装置２０１と同様のものである。ボブの装置２０３は、アリス２０１から受け取った信号を逆多重化して、アリスの明るいクロックレーザ２２７からの信号と、アリスの信号レーザ２０９からのパルスにするために使用される、ＷＤＭ結合器２３１を備える。

明るいクロックレーザ２２７の信号は、ボブがアリスと同期をとるクロック信号を回復するために光受信機２３３に送られる。光受信機２３３はこの信号をバイアス回路２５５に転送する。バイアス回路２５５は、ボブの装置２０３の様々な部分を同期させる。

信号パルスは、元の偏光を復元するために、偏光制御器２３５に供給される。

次いで信号パルスは、ボブの干渉計２３７を通過する。ボブの干渉計２３７はアリスの干渉計と同様のものであり、光ファイバ遅延ループ２４１と可変ファイバ遅延線２４３とを備える長アーム２３９を有する。干渉計３９の短アーム４５は、位相変調器２４７を備える。位相変調器２４７は、クロックレーザ２２７から受け取られる信号に従いバイアス回路２５５によって制御される。

干渉計の長アーム２３９および短アーム２４５は５０／５０ファイバ結合器２４９に接続されており、ファイバ結合器２４９の各出力アームには単一光子検出器２５１、２５３が取り付けられている。結合器２４９の一方のアームに取り付けられた単一光子検出器２５１を検出器Ａと呼び、出力結合器２４９の他方のアームに取り付けられた単一光子検出器２５３を検出器Ｂと呼ぶことにする。光子検出器２５１および２５３は、クロックレーザ２２７から受け取られる信号に従い、バイアス回路２５５によって制御される。

ボブの干渉計の可変遅延線２４３は、干渉計の２つのアーム２３９と２４５の間の光遅延を、アリスの干渉計２１３のアーム間の光遅延ｔ_{ｄｅｌａｙ}と同一にするように調整されている。

アリスの信号レーザ２０９からボブの単一光子検出器２５１および２５３まで進む信号パルスには以下の４つの可能なパスがある。

ｉ）アリスの長アーム２１７／ボブの長アーム２３９（長／長）、
ｉｉ）アリスの短アーム２２１／ボブの長アーム２３９（短／長）、
ｉｉｉ）アリスの長アーム２１９／ボブの短アーム２４５（長／短）、および
ｉｖ）アリスの短アーム２２１／ボブの短アーム２４５（短／短）。

ボブの干渉計２３７は、パス（ｉｉ）およびパス（ｉｉｉ）を取る光子が、ボブの干渉計の出口結合器２４９にほぼ同時に到達するように可変遅延２４３を調整することによって、平衡が保たれる。ほぼ同時とは信号レーザコヒーレンス時間内を意味し、これは半導体分布帰還型（ＤＦＢ）レーザダイオードでは典型的には数ピコ秒である。

図１０ｂは、レーザ２０９から受信機２０３に出力されるクロックのトレースである。典型的には、クロック信号は１ＧＨｚの繰返しを有する。図１０ｃは、信号パルスを発生させるために使用されるレーザパルスのトレースである。

図１０ｄは、受信機２０３の検出器２５１および２５３から見た光信号のグラフである。パス（ｉｉ）および（ｉｉｉ）を取る光子は、図１０ｄの大きな中央ピークに対応する。パス（ｉｉ）および（ｉｉｉ）と比べて、パス（ｉ）を取る光子は正の遅延ｔ_{ｄｅｌａｙ}（遅い到達時刻）を有し、パス（ｉｖ）を取る光子は負の遅延ｔ_{ｄｅｌａｙ}（早い到達時刻）を有する。これらは、図１０ｄのより小さいサテライトピークを形成する。図１０ｄに示す中央ピークにおいて到達する光子だけが干渉を受け、アリスとボブの両方によって符号化される。よって、これらの光子だけが対象となる。

図１０ｅは、図１０ｂに示すクロックバイアスと同期しているゲートバイアスのグラフである。ボブは、中央ピークにおける光子だけを記録し、前後のサテライトピークにおける光子は記録しないように、自分の検出器２５１、２５３をゲート制御する。

各自の位相変調器２２３および２４７に印加される電圧を制御することにより、アリスとボブは、パス（ｉｉ）およびパス（ｉｉｉ）が、検出器Ａ２５１および検出器Ｂ２５３において強め合う干渉を受けるか、それとも弱め合う干渉を受けるかを相前後して決定する。

可変遅延２４３は、アリスの位相変調器とボブの位相変調器の位相差が０の場合、検出器Ａ２５１では強め合う干渉（よって検出器Ｂ２５３では弱め合う干渉）が生じるように設定することができる。よって、アリスの変調器とボブの変調器の位相差が０であり、１００％の可視度を有する完全な干渉計の場合、検出器Ｂ２５３では無視できるほど小さい計数率が生じ、Ａ２５１では有限な計数率が生じる。

他方、アリスの変調器とボブの変調器の位相差が１８０°である場合、検出器Ａ２５１では弱め合う干渉（よって無視できるほど小さい計数率）が生じ、検出器Ｂ２５３では強め合う干渉が生じるはずである。アリスとボブの２つの変調器の他の位相差では、光子が検出器Ａ２５１または検出器Ｂにおいて出力し得る有限確率が生じることになる。

ＢＢ８４ともいう４状態プロトコルでは、アリスが自分の位相変調器上の電圧を、０°、９０°、１８０°および２７０°の位相偏移に対応する４つの異なる値のうちの１つに設定する。位相０°と１８０°は第１の符号化基底におけるビット０とビット１とに関連付けられ、９０°と２７０°は第２の符号化基底におけるビット０とビット１とに関連付けられる。第２の符号化基底は、第１の符号化基底と非直交になるように選択される。位相偏移は各信号パルスごとに無作為に選択され、アリスは各クロックサイクルごとに適用される位相偏移を記録する。

他方ボブは、自分の位相変調器に印加される電圧を、０°と９０°に対応する２つの値の間で無作為に変動させる。これは、それぞれ第１の測定基底と第２の測定基底から選択することを意味する。ボブは、各クロックサイクルごとに、適用される位相偏移と、測定結果（すなわち、検出器Ａ２５１における光子、検出器Ｂ２５３における光子、検出器Ａ２５１および検出器Ｂ２５３における光子、または光子が検出されなかったこと）を記録する。

ＢＢ８４プロトコルでは、アリスとボブは、ボブの測定が行われた後で従来の通信路で通信することにより、共有鍵を形成することができる。ボブはアリスに、どのクロックサイクルで光子を測定し、どの測定基底を使用したかを知らせるが、測定の結果は知らせない。次いでアリスがボブに同じ符号化基底を使用したクロックサイクルを知らせ、アリスとボブは、それらの結果だけを保持することに同意し、この場合は、ボブが符号化光子に関する決定的測定を行っていることになる。これに続いて誤り訂正が行われて、共有鍵における誤りがあれば除去され、盗聴者に知られている情報があればそれを除外するためのプライバシー増幅が行われる。

図１０ａの受信機２０３の検出器２５１および２５３は、図４から図９を参照して論じた検出システムによって都合よく提供することができる。

図１０ａは、公知のＢＢ８４プロトコルまたはＢ９２プロトコルに使用され得る量子通信システムである。最近は、別のプロトコルを使用する他の量子通信システムも開発されている。より高い周波数でのゲート制御動作または準連続動作を有する本発明の検出器は、これら新しい種類の量子通信システムでは特に有利である。

図１１に、別種の一方向型量子鍵配布方式のための量子通信装置を示す。送信側の装置３０１は、強度変調器３０５に連続パルスビームを出力するコヒーレントレーザ３０３を備える。強度変調器３０５は、パルスを送信し、またはパルスをほぼ完全に阻止する。次いで強度変調器３０５からの出力は減衰器３０７に渡され、そこで各パルスが平均１光子未満を含むようにビームを減衰する。次いで出力はファイバ３０９に沿って受信機３１１に渡される。

受信機３１１において、ビームはまずビームスプリッター３１５に至る。ビームスプリッター３１５は、大部分の光子をパス３１７に沿って、残りの光子をパス３１９に沿って、干渉計３２０に渡すように構成されている。

パス３１７は、図４から図９のいずれかを参照して説明したような検出システムである量子ビット検出器３２０まで延在している。パス３１９は、光子を５０／５０ビームスプリッター３２１に向けて送り、ビームスプリッター３２１は光子を長アーム３２３または短アーム３２５に沿って送る。長アーム３２３に沿って送られる光子は移相器３２７に至る。次いで、パス３２３と３２５からの光子は、ビームスプリッター３２９によって合成され、ビームスプリッター３２９は、光子間の位相相関に応じて、光子を検出器３３１または検出器３３３に出力する。

図１１ｂに、各ビットが送信機３０１によってどのように符号化され得るかを示す。各ビットは２つの「パルス」からなる。ビット０は、強度μを有する第１のパルスと強度０の第２のパルスを含むパルスシーケンスによって符号化されており、ビット１は、強度０を有する第１のパルスと強度μを有する第２のパルスとで符号化されている。ビット０またはビット１を送ることに加えて、強度μの２つのパルスを含むデコイ状態も送られる。

レーザ３０３のコヒーレンスにより、任意の２つの隣り合う空でないパルスの間に明確に定義された位相関係が生じる。したがって、各デコイシーケンス内にはコヒーレンスが生じる。また、例えばビット０の後にビット１が続く場合などには、いくつかのシーケンスの間にもコヒーレンスが生じる。盗聴者がパルスを傍受した場合、隣接する空でないパルスのコヒーレンスが影響を受けることになる。このコヒーレンスの喪失は、干渉計３２０によって判定することができる。

干渉計は、（適切な位相偏移および長アーム３２３と短アーム３２５の長さの適切な差を適用することにより）干渉が生じるときに、光子が２つの検出器３３１および３３３のうちの一方だけに出て行くように構成されている。よって、他方の検出器における計数率を観測することにより、盗聴を検知することが可能である。検出器３３１および検出器３３３については、図４から図９を参照して説明したものである。

アリスは、図１１ｂに示すようなパルスのストリームを送る。次いで受信機３０２はアリス３０１に、どのパルスについて量子ビット検出器３２０が作動したかを知らせる。次いでアリスはボブに、どのビットをデコイ状態によるものとして捨てるべきかを教える。ボブはアリスに、どのシーケンスにおいて計数が受け取られたかを知らせるにすぎず、これらのビットがビット０として測定されたか、それともビット１として測定されたかをアリスに知らせることはないことに留意すべきである。

検出器３３１および３３３は、コヒーレンスを観測するために使用される。２つの隣接する空でないパルスが干渉計３２２を通過するとき、長アーム３２３を通過する早いパルスと短アーム３２５を通過する遅いパルスの間に干渉が生じる。干渉により、この特定の検出時間ビンにおいては、検出器３３１が作動する有限確率が生じるが、検出器３３３が作動する確率は無視できるほど小さいことが判定される。これが侵害されることはコヒーレンスの喪失を意味する。ＱＫＤでは、受信機が送信機に、いつ、検出器３３１および３３３のどちらが作動するかを知らせ、これにより送信機は、コヒーレンスが壊れたか否かを確定することができる。

次いで送信機および受信機は、コヒーレンスの喪失に応じ、結果に対する当技術分野で公知の誤り訂正およびプライバシー増幅を実行して、秘密鍵を決定する。

図４から図９において説明した検出システムは、好都合には、図１１の通信システムと共に使用することができる。その理由は、これらの検出システムがより高速の動作を可能にし、またＣＷモードで働くこともできるからである。図１１ｃには、検出システムのＡＰＤに供給されるゲート電圧が示されている。ゲートパルスは、入ってくる各パルスの期待される到達時刻と同期される。このゲート制御システムは、図１１ａの受信機３０２の３つの検出器に適用されるはずである。

図１２に別の量子通信システムを示す。図１２ａの通信システムも、鍵をやり取りするために、隣接するパルス間のコヒーレンスを使用する。送信機４０１は、位相変調器４０５に出力するパルスコヒーレントレーザ４０３を備える。位相変調器は、０度または１８０度の位相変調を適用するように無作為に変化する。２つの位相偏移間の差が１８０になるような他の何らかの位相偏移を適用することも可能である。次いで信号は減衰器４０７によって減衰され、減衰器４０７は、１パルス当たり１光子未満が生じるようにする。次いでこれが、ファイバ４０９に沿って受信機４１１に送信される。受信機４１１は干渉計４１３を備える。干渉計４１３は、短アーム４１７または長アーム４１９に沿って光子を送る第１のビームスプリッター４１５を備える。長アーム４１９は移相器４２１を備える。長アーム４１９と短アーム４１７は、第２のビームスプリッター４２３において再結合されて、第２のビームスプリッター４２３がさらに第１の検出器４２５と第２の検出器４２７とに出力する。

送信機４０１は、各パルスが０°の位相偏移または１８０度の位相偏移で変調されているパルス列を送る。これは図１２ｂに示されている。受信機側において、受信されたパルス列は、２つのパス、すなわち短アーム４１７と長アーム４１９とに分配される。図１２ｃに短アーム４１７におけるパルス列を示し、図１２ｄに長アーム４１９におけるパルス列を示す。長アームのパルス列は厳密に１クロック周期だけ遅延されていることがわかる。干渉計４１３は、基本的に１ビットの遅延を導入するように、位相偏移または相対的長さまたはアーム４１７および４１９を変動させることにより構成されている。したがって干渉計４１３は、図１２ｃに示すパルス列と図１２ｄに示すパルス列とを干渉させるものと考えることができる。図１２ｄのパルス列は図１２ｃのパルス列と同じであるが、１ビットの遅延を有する。これにより、検出器４２５において図１２ｅに示すパルスが検出され、検出器４２７において図１２ｆに示すパルスが検出されることになる。

セキュリティは、光子の検出時刻の不確実性を利用する。コヒーレンスにより、光子の波動関数はいくつかの隣接する時間ビンにわたって拡散される。盗聴者イブが光子を検出すると、光子の波動関数が崩壊して単一の時間ビンになり、イブは、２つの特定の時間ビンの位相差だけしか知ることができない。したがってイブは、いくつかの時間ビンにわたってコヒーレントな元の状態を再現することができない。これにより傍受／再送信攻撃が防止される。また、光子数分割攻撃に対しても本質的に安全である。イブがパルス列から光子を分割することができても、この光子は必ずしも、崩壊してボブが検出する時間ビンと同じ時間ビンになるとは限らない。

これまでのやり方では、差動位相偏移ＱＫＤはＣＷ検出器を使用して実施され、隣り合う時間ビン間の弁別は、１０ｐｓの時間分解能での事後処理において行われる。かかる事後処理は、高度なハードウェアまたはソフトウェアによるデータ処理を必要とする。ゲートモードで動作する検出器を用いれば、時間弁別が自動化され、事後処理が不要になる。

Claims (20)

1. 単一光子を検出するように構成された光子検出器と、前記光子検出器の出力信号を、第１の部分が第２の部分と実質的に同一である前記第１の部分と前記第２の部分とに分周する信号分周器と、前記第２の部分を前記第１の部分に対して遅延させる遅延手段と、前記信号の前記第１の部分と遅延させた第２の部分とを、前記遅延させた第２の部分が前記出力信号の前記第１の部分における周期的変動を打ち消すために使用されるように合成する合成器とを備える光子検出システム。
2. 前記光子検出器はアバランシェフォトダイオードである請求項１に記載のシステム。
3. 前記検出器に周期的ゲート信号を印加する手段をさらに備える請求項１または請求項２に記載のシステム。
4. 前記遅延手段は、前記信号の前記第２の部分を前記周期の整数倍だけ遅延させるように構成されている請求項３に記載のシステム。
5. 前記ゲート信号は方形波信号である請求項４に記載のシステム。
6. 前記ゲート信号は５０ＭＨｚを上回る周波数を有する請求項４または請求項５に記載のシステム。
7. 前記ゲート信号の前記周期を変動させる請求項４から請求項６のいずれか１項に記載のシステム。
8. 前記合成器に到達する前記２つの信号の振幅を平衡化する手段をさらに備える請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のシステム。
9. 前記信号の一方の部分を前記信号の他方の部分に対して反転させる手段をさらに備える請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のシステム。
10. パルス放射の発生源および前記放射パルスに関する情報を符号化する符号器を備える送信機と、請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の検出システムを備える受信機とを備える量子通信システム。
11. 前記符号化手段は、２つ以上の非直交基底から無作為に選択される符号化基底を使用してパルスを符号化する請求項１０に記載の量子通信システム。
12. 前記送信機はコヒーレント源を備え、前記符号器は、１光子未満の平均強度を有するパルスを選択的に送信することによって情報を符号化し、空のパルスには光子がない請求項１０に記載の量子通信システム。
13. 前記送信機はコヒーレント源を備え、前記符号化手段は第１の位相または第２の位相で光子を符号化するように構成されており、前記第１の位相と前記第２の位相の差は１８０°であり、前記受信機はあるパルスからの光子と後続のパルスの光子とを干渉させるように構成されている請求項１０に記載の量子通信システム。
14. 光子検出器の出力を調整する調整回路であって、光子検出器の出力信号を、第１の部分が第２の部分と実質的に同一である前記第１の部分と前記第２の部分とに分周する信号分周器と、前記第２の部分を前記第１の部分に対して遅延させる遅延手段と、前記信号の前記第１の部分と遅延させた第２の部分とを、前記遅延させた第２の部分が前記出力信号の前記第１の部分における周期的変動を打ち消すために使用されるように合成する合成器とを備える回路。
15. 周期的発生源と、請求項１から９のいずれか１項に記載の検出システムであり、前記検出器をゲート制御して前記発生源からの最高強度信号の到達時に検出を行うように構成されたゲート信号をさらに備える前記検出システムとを備えるシステム。
16. 単一光子を検出するように構成された光子検出器を設けることと、
    前記光子検出器の出力信号を、第１の部分が第２の部分と実質的に同一である前記第１の部分と前記第２の部分とに分周することと、
    前記第２の部分を前記第１の部分に対して遅延させることと、
    前記信号の前記第１の部分と遅延させた第２の部分とを、前記遅延させた第２の部分が前記出力信号の前記第１の部分における周期的変動を打ち消すために使用されるように合成することと
    を備える光子検出方法。
17. 前記検出器に周期的ゲート信号を印加することをさらに備える請求項１６に記載の光子検出方法。
18. 前記遅延手段は、前記信号の前記第２の部分を前記周期の整数倍だけ遅延させるように構成されている請求項１７に記載の光子検出方法。
19. 前記ゲート信号の前記周期を変動させる請求項１７または１８に記載の光子検出方法。
20. 前記信号の前記２つの部分を合成する前に、前記信号の一方の部分を前記信号の他方の部分に対して反転させることをさらに備える請求項１６から１９のいずれか１項に記載の光子検出方法。

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