JP2010517414A - マルチアンテナ受信機におけるインペアメント相関評価の方法と装置 - Google Patents

Abstract

ここで教示した方法と装置とに従えば、マルチアンテナ受信機（２４）の複数のアンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる信号インペアメント相関が、複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−１）夫々で受信されるマルチ周波数信号におけるパイロット値よりむしろデータ値を用いて決定される。例えば、数多くのデータ副搬送波とそれよりは少ない数のパイロット副搬送波とをもつＯＦＤＭチャンクにおいて、ここでの処理は、少なくともチャンク内のデータ副搬送波に基づいて複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる受信信号相関の評価を決定する。それから、同じＯＦＤＭチャンクと別のＯＦＤＭチャンクの内、少なくともいずれかで受信したパイロット副搬送波に基づくものであるかもしれない受信信号相関評価とチャネル評価とからインペアメント相関評価が導出される。この処理により、受信機（２４）は、パイロット密度が非常に低いことがあるときでさえも、干渉抑止のために信号インペアメント相関の正確な評価を維持することが可能になる。

Description

本発明は一般にはインペアメント（impairment）相関評価に関し、特に、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号受信のために構成されたマルチアンテナ移動体端末のような、マルチアンテナ受信機におけるインペアメント相関評価に関する。

マルチアンテナ受信機により潜在的には耐性のある干渉抑止処理が可能になる。例えば、マルチアンテナ受信機は、干渉拒絶コンバイニング（ＩＲＣ）或は最小自乗平均誤差（ＭＭＳＥ）検出を用いて干渉を抑止するように構成される。しかしながら、その受信機によってとられる特定の干渉抑止方法に係わらず、効果的な抑止には一般的に、複数の受信機アンテナと所望の信号送信機との間の（伝播）チャネルの知識と、複数の受信機アンテナ間の信号インペアメント相関の知識を必要とする。

受信機でそのような知識についての実際的な基礎を据えることは挑戦的である。例えば、ＯＦＤＭ信号は、通常は規則正しく離間した周波数で、数多くのデータ副搬送波、即ち、情報を保持する信号と、少ない数のパイロット副搬送波とを含む複数の副搬送波を有している。従来、ＯＦＤＭ受信機は、チャネル評価と信号インペアメント相関評価の両方について複数のパイロット副搬送波を用いる。

信号インペアメント相関は急速に変化し、そしてチャネル特性よりも速く、任意の時間インスタントにおける小さな周波数間隔にもまたがり顕著に異なるかもしれないために、相対的に大きな数のパイロット副搬送波が必要とされる。即ち、ＯＦＤＭ信号におけるパイロット密度は従来のＯＦＤＭ受信機による受信信号インペアメント評価の正確な評価のために相対的に高いものでなければならない。１つの測定によれば、パイロット密度は、ＯＦＤＭ信号の時間−周波数グリッド全体の中で２次元のブロックを表現する定義されたＯＦＤＭ“チャンク”内の（パイロットとデータ）副搬送波の総数と比較した、数多くのパイロット副搬送波を反映したものである。従って、ＯＦＤＭチャンクは１つの次元では所与の数の副搬送波周波数に、そして、もう１つの次元では数多くの数のＯＦＤＭシンボル時間に拡がっている。

１２％以上のパイロット密度が、ＩＥＥＥ８０２．１６（ＷｉＭａｘ）標準のような昨今のＯＦＤＭベースの通信システムでは知られている。従来の受信機ではパイロット密度が高くなればなるほど干渉抑止を改善する一方、その密度が高くなればなるほど任意の時間インスタントにおいてデータを送信するのに利用可能な副搬送波の数を少なくすることによりシステム効率が低下する。

ＯＦＤＭや他のタイプのマルチ周波数信号では、パイロットに用いる周波数の割当てが従来は受信パイロットを用いてそのような相関を評価する干渉抑止受信機による信号インペアメント相関の正確な評価のために十分に多くなければならなかった。マルチアンテナ受信機における信号インペアメント相関の正確な評価に対する基礎を据える一方、同時にパイロット密度要求を小さくするために、ここで開示される装置とこれに対応する方法では、チャネル評価にパイロット成分を用いる一方、受信信号のデータ成分を用いて受信ＯＦＤＭ或は他のマルチ周波数信号のための複数の受信機アンテナ間のインペアメント相関を計算する。

１つ以上の実施例では、ＯＦＤＭの受信機の複数の受信機アンテナの間のインペアメント相関を評価する方法は、２つ以上の受信機アンテナ各々で受信されるＯＦＤＭ信号のパイロット副搬送波に基づいて、チャネル評価を生成する工程を含む。その方法はさらに、ＯＦＤＭ信号データ副搬送波を含む前記ＯＦＤＭ信号に基づいて、前記受信機アンテナにまたがる前記ＯＦＤＭ信号についての受信信号相関の評価を決定する工程と、前記チャネル評価と前記受信信号相関の評価とに基づいて、前記受信機アンテナにまたがる前記ＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算する工程とを含む。例えば、その方法の少なくとも１つの実施例では、ＯＦＤＭ信号の所望の信号成分に対応して、前記チャネル評価から所望の信号相関評価を決定し、前記受信信号相関評価と前記所望の信号相関評価との間の差としてインペアメント相関評価を決定することを含む。そのような少なくとも１つの実施例では、その方法は、各ＯＦＤＭチャンクに基づいて、前記受信信号相関評価と前記対応するインペアメント相関評価とを決定することを含む。

即ち、その方法はＯＦＤＭチャンクについてのインペアメント相関評価を計算するために注目する与えられたＯＦＤＭチャンク各々内のデータ副搬送波を用いる。チャンク評価はまた、各ＯＦＤＭチャンクに基づいて、（チャンク内では低い密度の）パイロット搬送波だけを用いて実行し、そのチャンクについてのチャネル評価を生成するようにしても良い。或は、チャネル評価は１つ以上のチャンクから複数のパイロット副搬送波を用いるか、或は、複数のチャンクにまたがるチャネル評価をコンバインすることの内の少なくともいずれかを行うようにしても良い。

対応する装置の実施例では、ＯＦＤＭ受信機の複数の受信機アンテナの間のインペアメント相関を評価する受信機回路は、１つ以上の処理回路を有する。その処理回路は、２つ以上の受信機アンテナ各々で受信されるＯＦＤＭ信号のパイロット副搬送波に基づいて、チャネル評価を生成し、データ副搬送波を含む前記ＯＦＤＭ信号に基づいて、前記受信機アンテナにまたがる前記ＯＦＤＭ信号についての受信信号相関の評価を決定するように構成されている。その処理回路はまた、前記チャネル評価と前記信号相関の評価とに基づいて、前記受信機アンテナにまたがる前記ＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算するように構成されている。再び、その受信信号相関とインペアメント相関評価とはＯＦＤＭチャンクに基づいて実行されると良い。その受信機回路は、前記受信信号相関の評価を決定し、その対応するインペアメント相関評価を計算するために、注目する与えられたＯＦＤＭチャンク各々の内でデータ副搬送波を用いる。

もちろん、本発明は上述した特徴と利点によって限定されるものではない。当業者であれば、次の詳細な説明を読み、添付図面を見るときに、付加的な特徴や利点があることを認識するであろう。

受信したマルチ周波数信号でデータ副搬送波を用いて信号インペアメント相関を評価するために構成された受信機回路の実施例を含む、無線通信デバイスの構成を示すブロック図である。 所望の信号／干渉信号の環境の例を示す図である。 図１の受信機回路の１実施例についての詳細な回路構成を示すブロック図である。 図１の受信機回路の別の実施例についての詳細な回路構成を示すブロック図である。 信号インペアメント相関を評価する方法の１実施例を示す論理フローチャートである。 ここで説明したチャンクベースの処理の実施例において用いられるようなＯＦＤＭチャンクの図である。 、 、 ここで教示されるインペアメント相関評価の実施例で得られるビットエラー率（ＢＥＲ）の性能の例を示すグラフである。

図１はマルチアンテナ受信機環境においてインペアメント相関を評価するための構造と動作に関しここで特に注目する受信機回路１０を図示している。非限定的な例では、受信機回路１０はセルラ無線電話や他の無線通信端末、モジュール、或は、システムのような、サポート無線通信ネットワーク１４と通信により結合される無線通信デバイス１２の中で現われる。少なくとも１つの実施例では、無線通信ネットワーク１４は、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を送信するネットワークのような周波数分割多重化ネットワークである。これに対応して、少なくとも１つの実施例では、無線通信デバイス１２はマルチ周波数信号の受信と処理とを行うように構成されている。

図示した例を用いて説明を続けると、無線通信デバイス１２は数多くの受信機アンテナ２０（ここでは２０−１と２０−２が例示されている）、スイッチ／デュープレクサ回路２２、受信機２４、送信機２６、システム処理回路２８（例えば、１つ以上のマイクロプロセッサ）、及びユーザインタフェース３０を含む。例示した実施形の詳細は、回路の実施形のインテグレーションのレベルや方法に依存して変形や変化があることを理解するならば、受信機２４はアンテナ受信信号をフィルタリングしダウンサンプルするフロントエンド回路３２を含む。受信機２４はさらに、受信シンボルを検出し、これらをデコードするデコード／検出回路３４と、更なる信号処理、信号品質評価、通信リンク制御、システム処理インタフェースを提供する１つ以上の付加的な処理回路３６とを含む。

なお、この図示の例では、受信機２４のデコード／検出回路３４内に内蔵された受信機回路１０を描いているが、他の構成も考えられる。通信受信機のデジタル処理環境での受信機回路１０の実際の配置はかなり融通性のあるものであり、受信機回路１０が動作中に適切な信号情報にアクセスできることだけが必要なのである。

そのような動作中に、無線通信ネットワーク１４は、例えば、ＯＦＤＭ信号のような、マルチ周波数信号をＮ個の送信アンテナから無線通信デバイス１２に送信する。ここで、Ｎは１個、２個、或はそれ以上のアンテナの数に等しい。なお、ここで教示されるインペアメント相関評価のより有利な動作はＭ＞Ｎという条件、即ち、所望の信号送信機のアンテナの数よりも受信機のアンテナの数が多いという条件で享受できる。

例えば、図２は典型的なマルチパス送信のシナリオを図示している。ここで、ネットワーク送信機４０は所望のＯＦＤＭシンボルＸを、受信機アンテナ２０−１と２０−２に対応しているマルチパス伝播チャネルＧ₁、Ｇ₂を介して無線通信デバイス１２に送信する。従って、受信信号Ｒ₁はチャネルＧ₁を介してチャネル２０−１で受信された送信ＯＦＤＭ信号に関係しており、受信信号Ｒ₂はチャネルＧ₂を介してチャネル２０−２で受信された送信ＯＦＤＭ信号に関係している。（なお、Ｇ₁とＧ₂とは伝播経路特性を反映する媒体チャネル応答評価、或は、いくつかの実施形ではもっと有利なことに、経路応答と送信機／受信機応答特性を反映した総合チャネル応答を含むかもしれない）。

受信信号処理の一部として、無線通信デバイス１２はＧ₁とＧ₂の評価を保持して、チャネル効果に関する受信信号を補償する。しかしながら、受信信号は一定の量の干渉（Ｒ₁に対してはＩ₁、Ｒ₂に対してはＩ₂）を被ることが理解されるであろう。これら干渉成分の少なくとも一部は、例えば、送信機４２から同時に送信される干渉ＯＦＤＭシンボルＸ％のような他の情報の同時送信から生じる。そのような干渉信号は通常（必ずしも必要なわけではないが）、異なる伝播経路を通る（例としてＧ₃とＧ₄とが図示されている）。これらの経路は無線通信デバイス１２には知られておらず、そのデバイスにより明確に評価もされない。それにもかかわらず、無線通信デバイス１２はそのような干渉を、干渉信号が原因となり多くの受信機アンテナにまたがるインペアメントの相関を観測することにより、抑止することができる。

これを受けて、図３は受信機回路１０についての１つの機能的な回路構成を図示している。図示された受信機回路１０の実施例は、受信信号相関評価器５０とインペアメント相関評価器５２とを有し、さらに、コンバイニング重み生成器５４と信号コンバイニング回路５６とチャネル評価器５８とを含んでいるか、或は、これらに関係している。

更なる例として、図４は、受信機２４の少なくとも一部を有するベースバンドプロセッサ６０に実装される類似の構成を図示している。１実施例におけるベースバンドプロセッサ６０は１つ以上のデジタル信号プロセッサ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、或は、他のデジタル処理回路を有しており、これらに、所望の信号インペアメント相関評価処理が、ハードウェアで、ソフトウェアで、或は、それらの混合で実現される。

ベースバンド処理の実施形は、高度な回路実装を完全なものにしている。例えば、図示したものは、受信機回路１０、コンバイニング回路５６（重み付け回路６２、６４、及び合算回路６６）の組み合わさった実施形を、復調回路とデコード回路７０とともに描写している。もちろん、他の構成も可能である。

適合される特定の機能回路構成に係わらず、図５は信号インペアメント相関を評価する方法の１つの実施例を図示している。この論理的なフローチャートの順次的な構造はその順番での処理ステップを必ずしも示唆しているものではないことを理解されたい。望むなら、或は、可能であるなら、図示された処理を別の順番で実行することと、少なくともいくつかの処理ステップを全体的に同時的に或は部分的に同時的に実行することとの内、少なくともいずれかを実行しても良い。

これらの限定を考慮しておくなら、例示されたマルチアンテナ受信機におけるＯＦＤＭ信号の信号インペアメント相関を評価する方法は、２つ以上の受信機アンテナ、例えば、アンテナ２０−１，２０−２各々で受信されるＯＦＤＭ信号のパイロット副搬送波に基づいて、チャネル評価を生成する工程を有する（ステップ１００）。処理は、少なくともデータ副搬送波を含むＯＦＤＭ信号における副搬送波に基づいて、受信機アンテナ２０−１，２０−２にまたがるＯＦＤＭ信号についての受信信号相関の評価を決定する工程（ステップ１０２）、そして、チャネル評価と受信信号相関の評価とに基づいて、受信機アンテナ２０−１，２０−２にまたがるＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算する工程（１０４）に続く。

少なくとも１つの実施例では、処理はコンバイニング重みＷ^の生成においてインペアメント相関評価を用いることに続く。Ｗ^は、アンテナ２０−１、２０−２で受信されるＯＦＤＭ信号に対応した、アンテナ固有の受信信号Ｒ₁とＲ₂とをコンバインするのに用いられる。その結果得られるコンバイン信号Ｒ_cはコンバイニング重みＷ^の使用を通じて相関インペアメントを抑止することにより改善され、復調デコードされるか、或は、通信リンクアダプテーションの基礎としての役目を果たすかもしれない受信信号品質評価の基礎として用いられるかの、少なくともいずれかのことがなされる。

上記の処理或はその変形例は、ＯＦＤＭ“チャンク”に基づいて実行されると良い。従って、図６は、１つの次元方向に広がる数多くのＯＦＤＭシンボル時間をもち、もう１つの次元方向に広がる数多くのＯＦＤＭ副搬送波をもつ、２次元ＯＦＤＭ時間−周波数グリッドを図示している。全体的なＯＦＤＭ時間空間グリッドは、連続する時間をベースに複数のＯＦＤＭチャンクへとさらに分割される。

背景の例として上記チャンクを形式化するなら、種々の受信され生成される信号や値は、ＯＦＤＭ信号時間ｔとＯＦＤＭ副搬送波周波数ωとの関数として表現される。概括的に、１つの送信アンテナとＭ個の受信アンテナをもつＯＦＤＭを考慮する。Ｘ（ω,ｔ）を所望のデータシンボルとし、Ｐ（ω,ｔ）をパイロットとする。さらに、Ｘ（ω,ｔ）とＰ（ω,ｔ）の両方は同じチャネルＧ^を通過すると仮定する。ここで、^はベクトルを表わす。（なお、Ｇ^の成分それ自身はマルチパスチャネルベクトルでも良い）。

データシンボルによる（合成）受信信号は
Ｒ^（ω,ｔ）＝Ｘ（ω,ｔ）Ｇ^（ω,ｔ）＋Ｚ^（ω,ｔ）＋Ｎ^（ω,ｔ） 式（１）
として与えられる。ここで、Ｘ（ω,ｔ）Ｇ^（ω,ｔ）は受信信号の所望の信号成分に対応し、Ｚ^（ω,ｔ）は受信信号のインペアメント成分に対応し、Ｎ^（ω,ｔ）は受信信号の熱／他のノイズ成分に対応する。２つのアンテナ２０−１、２０−２がある場合に関し、
Ｒ^（ω,ｔ）＝［Ｒ^₁（ω,ｔ），Ｒ^₂（ω,ｔ）］^T，
Ｇ^（ω,ｔ）＝［Ｇ^₁（ω,ｔ），Ｇ^₂（ω,ｔ）］^T，
Ｚ^（ω,ｔ）＝［Ｚ^₁（ω,ｔ），Ｚ^₂（ω,ｔ）］^T，
Ｎ^（ω,ｔ）＝［Ｎ^₁（ω,ｔ），Ｎ^₂（ω,ｔ）］^Tである。一般に、Ｒ^（ω,ｔ）はＭ×１のベクトルであり、そのｍ番目の要素はＯＦＤＭ副搬送波周波数ω、ＯＦＤＭシンボル時刻ｔについてのｍ番目の受信機アンテナでの受信信号である。上述のように、Ｘ（ω,ｔ）はスカラ値をもつ所望の信号、Ｚ^（ω,ｔ）は複数の受信機アンテナにまたがる（相関のある）信号インペアメントの［Ｍ，１］ベクトルであり、Ｎ^（ω,ｔ）は受信機における熱ノイズの［Ｍ，１］ベクトルである。

相関のあるインペアメント項と熱ノイズ項とは、
Ｉ^（ω,ｔ）＝Ｚ^（ω,ｔ）＋Ｎ^（ω,ｔ） 式（２）
として全体的なインペアメント項へとコンバインしても良い。

従って、マルチアンテナベクトル形式での受信信号を
Ｒ^（ω,ｔ）＝Ｘ（ω,ｔ）Ｇ^（ω,ｔ）＋Ｉ^（ω,ｔ） 式（３）
のように表現しても良い。これにより、（合成）受信信号Ｒ^（ω,ｔ）を所望の信号成分Ｘ（ω,ｔ）Ｇ^（ω,ｔ）とインペアメント成分Ｉ^（ω,ｔ）として表現することができる。

なお、複数の受信アンテナにまたがるインペアメント成分の相関についての知識があると、受信機回路１０が、そのインペアメント相関を考慮したアンテナコンバイニング重みを生成するなどによって受信性能を向上させることができる。しかしながら、直接にインペアメント相関を正確に評価することは、特に、受信信号が低いパイロット密度である場合には、挑戦的である。これを受けて、ここで教示される１つ以上の受信機の実施例では都合良く、注目する２つ以上のアンテナ夫々で受信する受信信号についてのチャネル評価を生成し、複数のアンテナにまたがる受信信号相関を決定し、そのチャネル評価と受信信号相関とに基づいて複数のアンテナにまたがるインペアメント相関を計算することに基づいて、複数の受信アンテナにまたがるインペアメント相関を評価する。

特に、以下に説明するように、各アンテナに関して決定されたチャネル評価が用いられて、受信信号の所望の成分に関して複数のアンテナにまたがる相関を評価しても良い。その決定があれば、複数のアンテナにまたがるインペアメントの相関が、注目する複数のアンテナについての受信信号サンプルから計算される全体的な受信信号相関から所望の信号相関を減算することにより決定される。

上述のことを考慮するなら、１つ以上の実施例において、チャネル評価器５８は、注目するパイロット副搬送波で受信した（既知の）パイロットシンボルを用いてチャネル評価を生成するために構成され、従って、Ｇ^（ω,ｔ）は受信機２４に対して十分な精度で知られていると仮定しても良い。パイロット副搬送波におけるパイロットシンボルはデータ副搬送波において搬送されるデータシンボルとは異なる電力で送信されるかもしれないので、チャネル評価器５８或は他の機能要素はトラフィック対パイロットのスケーリング値を計算するために構成されると良い。その値は、
Ｖ_ar（Ｐ（ω,ｔ））＝ｃ・Ｖ_ar（Ｘ（ω,ｔ）） 式（４）
のように、パイロット信号の共分散（Ｖ_ar）とデータシンボルとを関係させることにより決定される。ここで、スカラ値ｃはスケーリングファクタを表わしている。そのような計算は正規化されても良いし、さもなければ、トラフィックシンボルの共分散（電力）がパイロットシンボルの共分散（電力）の分数として表現されるように、１を基準としても良い。

与えられたＲ^（ω,ｔ）とＧ^（ω,ｔ）のいずれの場合にも、受信機回路１０は、
Ｄ（ω,ｔ）＝Ｅ｛Ｉ^（ω,ｔ）・Ｉ^（ω,ｔ）^H｝ 式（５）
のように、Ｍ個の受信機アンテナにまたがる合成受信信号のインペアメント成分の共分散の評価を構築することができる。ここで、^Hは転置ハミルトニアンを示し、太字の変数表記はマトリクスの値を示す。例えば、次元２×１のＩ^に対して、Ｄは２×２のマトリクスであり、Ｅ｛・｝は期待値関数である。即ち、インペアメント共分散マトリクスＤ（ω,ｔ）は受信信号のインペアメント成分に対する複数のアンテナにまたがる相関の評価を表現している。この開示では、“インペアメント相関評価”としてＤ（ω,ｔ）とこれと等価の表現とに言及する。

２つの受信機アンテナに対しては、

である。ここで＊は共役複素数を示している。

より一般的に２つの受信機アンテナの場合を表現すると、

である。

ここで、δ² _I1は第１の受信機アンテナ、例えば、２０−１についての信号インペアメントの電力（自己相関）である。δ² _I2は第２の受信機アンテナ、例えば、２０−２についての信号インペアメントの電力（自己相関）である。ρ₁₂は第１と第２のアンテナのインペアメントの相互相関であり、ρ^* ₁₂はρ₁₂の共役複素数である。

ここで教示されるように、インペアメント相関評価Ｄは受信信号相関評価とパイロットベースのチャネル評価の関数として得られる。ここで、受信信号相関評価はデータ副搬送波を用いて決定され、このことは受信信号内の高い密度のパイロットを正確なインペアメント相関評価のためには必要としないことを意味している。（もちろん、パイロット副搬送波は付加的に受信信号相関評価の計算において考慮されても良いが、データ副搬送波が考慮されないために、受信信号について意味のある相関結果を得るために高密度のパイロットは必要ではない）。

少なくとも１つの実施例の受信信号相関評価器５０は、ＯＦＤＭシンボル時間に関して受信信号Ｒ^（ω,ｔ）の異なる要素と注目する副搬送波周波数との間の相関として、受信信号相関評価を計算するように構成されている。例えば、受信機回路１０は各ＯＦＤＭチャンクに基づいてインペアメント相関評価を決定するように構成されても良い。ここで、そのインペアメント相関評価は個々のＯＦＤＭチャンクに対して、そのような各チャンク内の副搬送波を用いて計算される。

２つ以上のアンテナにまたがる受信信号相関の評価は、受信信号Ｒ^（ω,ｔ）の共分散マトリクスとして表現される。ここで、その共分散マトリクスは、送信シンボルが統計的にはインペアメントに対して独立であるという仮定に基づいて、
Ｅ｛Ｒ^（ω,ｔ）・Ｒ^（ω,ｔ）^H｝＝
Ｇ^（ω,ｔ）・Ｖar（Ｘ^（ω,ｔ））・Ｇ^（ω,ｔ）^H＋Ｄ（ω,ｔ） ……（８）
のように表現される。共分散の表記に関して、受信信号の共分散マトリクスを
Ｑ（ω,ｔ）＝Ｅ｛Ｒ^（ω,ｔ）・Ｒ^（ω,ｔ）^H｝ ……（９）
のように示しても良い。ここで、Ｇ^（ω,ｔ）はＭ×Ｍ次元をもつ。式（９）から、ここでの検討のために、Ｇ^（ω,ｔ）は、受信信号Ｒ^（ω,ｔ）について複数のアンテナにまたがる受信信号相関評価を決定するための１つのアプローチを表わしている。

共分散マトリクスＱ（ω,ｔ）はまた、
Ｑ（ω,ｔ）＝ｄＧ^（ω,ｔ）・Ｇ^（ω,ｔ）^H＋Ｄ（ω,ｔ） ……（１０）
のように表現される。ここで、ｄは受信信号に対応する送信シンボルの平均分散である。ｄの値は、
ｄ＝βＶar（Ｘ（ｔ））＋（１−β）Ｖar（Ｐ（ｔ）） ……（１１）
のように表現される。ここで、βはデータシンボルＸ（ｔ）である送信シンボルの部分を表現し、（１−β）はパイロットシンボルＰ（ｔ）である送信シンボルの部分を表現している。それ故に、ｄの値は適切なトラフィック−パイロット・スケーリングを提供している。

式（１０）から、次に、インペアメント共分散Ｄによって表現されるインペアメント相関は、
Ｄ（ω,ｔ）＝Ｑ（ω,ｔ）−ｄＧ^（ω,ｔ）・Ｇ^（ω,ｔ）^H ……（１２）
のように表現される。式（１２）から、インペアメント相関評価Ｄ（ω,ｔ）は受信信号インペアメント相関評価Ｑ（ω,ｔ）とチャネル評価Ｇ^（ω,ｔ）とから計算されることが分る。特に、チャネル評価は所望の信号相関評価ｄＧ^（ω,ｔ）・Ｇ^（ω,ｔ）^Hを決定するのに用いられる。その評価はトラフィックとパイロットとの電力差に対してスケーリングされ、インペアメント相関評価は受信信号相関評価と所望の信号相関評価とから決定される。

従って、受信機回路１０は、受信信号におけるパイロット情報からと、その受信信号のサンプルから決定される受信信号相関とから導出されるチャネル評価に基づいて、受信信号Ｒ^（ω,ｔ）についてのインペアメント相関評価を計算する。特に、少なくとも１つの実施例では、チャネル評価器５８は受信ＯＦＤＭ信号のパイロット副搬送波で受信した知られたパイロットを用いてアンテナ固有のチャネル評価Ｇ^（ω,ｔ）を生成し、インペアメント相関評価器５０は、複数の受信機アンテナ各々で受信されたＯＦＤＭ信号データ副搬送波で観測される知られていないデータシンボルを用いて受信信号共分散Ｑ^（ω,ｔ）を計算する。述べたように、送信信号は一般にその平均分散が１であるようにスケーリングされ、従って、トラフィック−パイロットスケーリング項ｄは容易に決定される。

受信信号相関を表現する複数のアンテナにまたがる受信信号共分散は、

のように受信信号相関評価器５０によって容易に決定される。ここで、＊は共役複素数を表わし、Ｋは注目するＯＦＤＭデータ副搬送波の総数を表わし、Ｌは注目するＯＦＤＭシンボル時間の総数を表わす。チャンクをベースにした処理に関し、インデックスｋは注目するＯＦＤＭチャンク内に含まれるデータ副搬送波にわたるものであり、インデックスｌはそのＯＦＤＭチャンク内に含まれるＯＦＤＭシンボル時間にわたるものである。

インペアメント相関評価器５２は従って、受信データ副搬送波とオプション的にはパイロット副搬送波とからも決定される受信信号相関評価と、相対的により少ない数のパイロット副搬送波から決定されるチャンク評価とを用いて、注目する任意の数の受信機アンテナにまたがるインペアメント相関の正確な評価を生成するように構成されることを理解できる。

従って、ここで説明する信号処理方法と装置とにより、高いパイロット密度を必要とすることなく非常に正確にインペアメント相関評価を行なうことが可能になる。例えば、１２％以上のパイロット密度を用いることが知られているが、ここでの教示により１０％以下のパイロット密度を用いることが可能になる。まったくのところ、ここでの教示を適用するならば、正確なインペアメント相関評価は３％以下のパイロット密度で維持することが可能になる。

例示のため、図７〜図９は、ここで教示された方法と装置についてのインペアメント抑止性能を描写している。詳細には、その性能の例示では、ＱＰＳＫデータシンボル変調した受信ＯＦＤＭ信号を仮定する。各性能グラフは、３つの異なるインペアメントシナリオに関し、信号対ノズル＋干渉の比（ＳＩＮＲ）の関数としてビットエラー率（ＢＥＲ）性能をプロットしている。即ち、全インペアメント（Ｉ＝Ｚ＋Ｎ）に関し、図７はＩ／Ｎ＝−１０ｄＢの性能を示しており、図８はＩ／Ｎ＝０ｄＢの性能に対応し、図９はＩ／Ｎ＝＋１０ｄＢの性能に対応している。そのような性能を示すグラフ全てにおいて、ＳＩＮＲが全インペアメント電力（Ｉ＋Ｎ）に対する所望の信号Ｓの電力として計算される。それらのグラフはまた、８つのＯＦＤＭシンボル時間と１６個のＯＦＤＭ副搬送波周波数に拡がるＯＦＤＭチャンクに対してのチャンクをベースにする処理を仮定しており、各ＯＦＤＭチャンクにはちょうど２つのパイロットデータ副搬送波がある。（全体的に見れば、８つの時刻と１６個の副搬送波を全体としてもつＯＦＤＭチャンクにおける２つのパイロット副搬送波は約１．５％のパイロット密度である）。

この低いパイロット密度であるなら、注目するＯＦＤＭチャンクについてのインペアメント相関評価のためにはパイロット副搬送波に依存する現存するインペアメント相関技術は例示した全てのインペアメントシナリオにおいて最悪の性能を示すものとなっていることが分かる。これとは逆に、全てのインペアメントシナリオにおいて、ここで教示したインペアメント相関評価方法は、受信機による取得される性能とインペアメント相関についての完全な知識とほぼ一致している。

ここで教示したインペアメント相関評価の利点を具現化する、より詳細な例に関する図４を再び参照するなら、チャネル評価器（ＣＥ）５８はフロントエンド回路３２からのダウンサンプルされたＲ^（ω,ｔ）を受信し、ここでパイロット副搬送波を用いてＧ^（ω,ｔ）を生成することが分かる。受信信号相関評価器（ＲＳＣＥ）５０はまた、Ｒ^（ω,ｔ）を受信して、従って、Ｒ^（ω,ｔ）におけるデータ副搬送波からＱ（ω,ｔ）を計算する。次に、インペアメント相関評価器（ＩＣＥ）５２は、チャネル評価Ｇ^（ω,ｔ）と受信信号相関評価Ｑ（ω,ｔ）の関数としてインペアメント相関評価Ｄ（ω,ｔ）を計算する。

その処理を基礎とするなら、コンバイニング重み生成器（ＣＷＧ）５４は、Ｍ個の受信機アンテナ２０に対応する複数の信号サンプルをコンバインするためのコンバイニング重みを計算する。これらコンバイニング重みは
Ｗ^＝Ｇ^（ω,ｔ）_1xM ^H・Ｄ_MxM ^-1（ω,ｔ） ……（１４）
のように表現される。

従って、重み付け回路６２，６４は、（複素）コンバイニング重みＷ₁とＷ₂とをＲ^（ω,ｔ）のＲ₁成分とＲ₂成分とに適用する。これにより、結果として得られる重み付けされた信号がコンバインされた受信信号Ｒ_cへと結合されるとき、相関インペアメントを抑止する。コンバインされた信号は復調／デコードされて、受信信号品質評価（Ｒ_c（ω,ｔ）＝Ｗ^Ｒ^（ω,ｔ））のために用いられる。

もちろん、当業者であれば、この開示が、パイロット副搬送波に加えて、或は、パイロット副搬送波の代わるものとして、データ副搬送波を用いて直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）の受信機の複数の受信機アンテナ間のインペアメント相関を評価する広い方法を呈示していることを認識するであろう。このアプローチによりマルチ周波数受信信号で非常にパイロット密度が低い場合でさえも信号インペアメント相関の正確な評価が可能になる。

少なくとも１つの実施例では、ここで開示した都合の良い方法には、２つ以上の受信機アンテナ各々で受信したＯＦＤＭ信号のパイロット副搬送波に基づいてチャネル評価を生成する工程と、そのＯＦＤＭ信号の少なくともデータ副搬送波に基づいて複数の受信機アンテナにまたがるＯＦＤＭ信号についての受信信号相関評価を決定する工程とを含む。さらに、その方法は、チャネル評価と受信信号相関評価とに基づいて、複数の受信機アンテナにまたがるＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算する工程を含む。受信信号相関評価は、Ｍ個の受信機アンテナにまたがってとられた受信信号共分散Ｑ（ω,ｔ）として表現されると良い。そして、これに対応して計算されたインペアメント相関評価は、インペアメント共分散Ｄ（ω,ｔ）として表現されると良い。

加えて、他の場所で述べたように、受信機回路１０はＯＦＤＭチャンクに基づいてインペアメント相関の評価を実行するように構成されると良い。言い換えると、受信機回路１０は受信信号相関評価を決定し、ＯＦＤＭチャンクに基づいてインペアメント相関評価を計算するように構成されると良いのである。

従って、受信機回路１０（或は、他の適切に構成された処理エンティティ）は次の方法を実施するように構成されると良い。その方法では、２つ以上の受信機アンテナ２０各々でＯＦＤＭ信号を受信し、そのＯＦＤＭ信号の１つ以上のＯＦＤＭチャンク内にあるパイロット副搬送波に基づいてＯＦＤＭ信号についてのチャネル評価を生成する。そのような処理では続いて、注目する個々のＯＦＤＭチャンク内のデータ副搬送波に基づいて、注目する個々のＯＦＤＭチャンクについて、複数の受信機アンテナにまたがるインペアメント相関の評価を生成する。

柔軟性という点として、受信機回路１０はＯＦＤＭチャンクに基づいたチャネル評価Ｇ^（ω,ｔ）を生成しても良いし、生成しなくとも良い。１つの実施例では、チャネル評価器５８は、与えられたＯＦＤＭチャンクについてのチャネル条件を、そのチャンク内のパイロット副搬送波を用いて評価することにより、ＯＦＤＭチャンクに基づくチャネル評価を生成する。別の実施例では、チャネル評価器５８は、与えられたＯＦＤＭチャンクについてのチャネル評価を、そのチャンクのパイロット副搬送波と１つ以上の別のチャンクのパイロット副搬送波とを用いて、或は、２つ以上のチャンクにまたがるチャネル評価を組合わせること、例えば、複数のチャネルにまたがって平均をとることにより、生成する。

いずれの場合においても、ＯＦＤＭチャンクに基づいて受信信号相関評価を決定することには、ＯＦＤＭチャンクについての受信信号相関評価を、そのＯＦＤＭチャンクのデータ副搬送波を用いて決定することを含む。同様に、ＯＦＤＭチャンクに基づいてインペアメント相関評価を計算することには、ＯＦＤＭチャンクについて決定された受信信号相関評価に基づいて、そのＯＦＤＭチャンクについてのインペアメント相関評価を決定することを含む。

式（１３）によって例示されたような少なくとも１つの実施例では、ＯＦＤＭ信号におけるデータ副搬送波に基づいて、複数の受信機アンテナにまたがるＯＦＤＭ信号についての受信信号相関評価を決定することには、そのＯＦＤＭ信号における注目する数多くのデータ副搬送波から得られた受信信号サンプルの関数として、ＯＦＤＭ信号の共分散を決定することを含む。さらに、式（１２）により例示されるように、チャネル評価と受信信号相関評価とに基づいて複数の受信機アンテナにまたがるＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算することには、ＯＦＤＭ信号の共分散と、トラフィックとパイロットの送信電力の差に関してスケーリングされた複数のチャネル評価との積との関数としてインペアメント相関評価を表現することを含む。さらに、ＯＦＤＭ信号において注目する数多くのデータ副搬送波から得られた受信信号サンプルの関数として、ＯＦＤＭ信号の共分散を決定することには、注目する数多くのＯＦＤＭデータ副搬送波周波数に関し、受信信号サンプルと対応する共役複素数との積を、注目する数多くのＯＦＤＭシンボル時間にわたって加算して和をとることを含む。例えば、その和は式（１３）の周波数（Ｋ）と時間（Ｌ）とのインデックスにわたって取られると良い。

もちろん、チャンクベースの処理と他の詳細とは、必要に応じて、或は希望に応じて、例えば、問題となっている通信プロトコルと標準とに依存して変えられても良い。さらにその上、ここで教示された方法と装置とは、様々な受信機の応用形に対して、特に、無線通信ネットワーク環境において適用され、ダウンリンクとアップリンクの信号処理の両方に対して適用されても良い。一般に、当業者であれば、本発明は前述の説明と添付図面とによって限定されるものではないことを認識するであろう。その代わり、本発明は請求の範囲とその法的な同等物とによってのみ規定されるものである。

Claims (30)

1. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）の受信機（２４）の複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）の間のインペアメント相関を評価する方法であって、前記方法は、
   ２つ以上の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）各々で受信されるＯＦＤＭ信号のパイロット副搬送波に基づいて、チャネル評価を生成する工程（１００）と、
   前記ＯＦＤＭ信号のデータ副搬送波に基づいて、前記複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についての受信信号相関の評価を決定する工程（１０２）と、
   前記チャネル評価と前記信号相関の評価とに基づいて、前記複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算する工程（１０４）とを有することを特徴とする方法。
2. 前記受信信号相関の評価を決定し、前記インペアメント相関評価を計算することは、ＯＦＤＭチャンクに基づいており、
   各ＯＦＤＭチャンクは数多くのＯＦＤＭシンボル時間に拡がり、数多くのＯＦＤＭ副搬送波周波数に拡がることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記チャネル評価を生成することはＯＦＤＭチャンクに基づいていることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. ＯＦＤＭチャンクに基づいて、前記受信信号相関の評価を決定することは、ＯＦＤＭチャンクにおける前記データ副搬送波を用いて該ＯＦＤＭチャンクの受信信号相関の評価を決定することを含み、
   ＯＦＤＭチャンクに基づいて、前記インペアメント相関評価を計算することは、ＯＦＤＭチャンクにおける前記データ副搬送波に対して決定された前記受信信号相関の評価に基づいて、該ＯＦＤＭチャンクのインペアメント相関評価を計算することを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
5. ＯＦＤＭチャンクに基づいて、前記チャネル評価を生成することは、ＯＦＤＭチャンクにおける前記パイロット副搬送波を用いて該ＯＦＤＭに対するチャネル評価を生成することであることを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. ＯＦＤＭチャンクについてのチャネル評価を、該ＯＦＤＭチャンクにおけるパイロット副搬送波と１つ以上の別のＯＦＤＭチャンクからの１つ以上のパイロット副搬送波とを用いて生成することにより、複数のＯＦＤＭチャンクにまたがるチャネル評価を生成する工程をさらに有することを特徴とする請求項４に記載の方法。
7. 前記ＯＦＤＭ信号のデータ副搬送波に基づいて、前記複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についての受信信号相関の評価を決定する工程（１０２）は、前記ＯＦＤＭ信号において注目する数多くのデータ副搬送波から取得した受信信号サンプルの関数として前記ＯＦＤＭ信号の共分散を決定する工程を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記チャネル評価と前記受信信号相関の評価とに基づいて、前記複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算する工程（１０４）は、前記チャネル評価に基づいて前記ＯＦＤＭ信号の所望の信号成分についての所望の信号相関評価を決定することと、前記受信信号相関の評価と前記所望の信号相関評価とに基づいて前記インペアメント相関評価を決定することを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 前記チャネル評価に基づいて所望の信号相関評価を決定することは、トラフィック送信電力とパイロット送信電力との差についての前記チャネル評価をスケーリングすることを含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 前記ＯＦＤＭ信号において注目する数多くのデータ副搬送波から取得した受信信号サンプルの関数として前記ＯＦＤＭ信号の共分散を決定する工程は、注目する数多くのＯＦＤＭデータ副搬送波の周波数に関して、受信信号サンプルと対応する共役複素数との積を注目する数多くのＯＦＤＭシンボル時間にわたって足し合わせることを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
11. 前記インペアメント相関評価の関数として、コンバイニング重みを生成し、前記ＯＦＤＭ信号から取得されたアンテナ固有の信号サンプルをコンバインする工程をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 前記コンバインされたアンテナ固有の信号サンプルを、送信データデコードと受信信号品質評価との内の少なくとも１つのためのコンバイン信号として処理する工程をさらに有することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記ＯＦＤＭ信号はパイロット密度が１０％以下である低密度のパイロット信号を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
14. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）の受信機（２４）の複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）の間のインペアメント相関を評価する受信機回路（１０）であって、前記受信機回路は、１つ以上の処理回路を有し、
    前記１つ以上の処理回路は、
    ２つ以上の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）各々で受信されるＯＦＤＭ信号のパイロット副搬送波に基づいて、チャネル評価を生成し、
    前記ＯＦＤＭ信号のデータ副搬送波に基づいて、前記複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についての受信信号相関の評価を決定し、
    前記チャネル評価と前記信号相関の評価とに基づいて、前記複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算するように構成されていることを特徴とする受信機回路。
15. 前記１つ以上の処理回路は、
    前記受信信号相関の評価を決定するように構成された受信信号相関評価器（５０）と、
    前記インペアメント相関評価を計算するように構成されたインペアメント相関評価器（５２）とを有することを特徴とする請求項１４に記載の受信器回路。
16. 前記１つ以上の処理回路は、
    前記インペアメント相関評価の関数としてコンバイニング重みを生成するよう構成され、前記ＯＦＤＭ信号から取得されたアンテナ固有の信号サンプルをコンバインするために用いられるコンバイニング重み生成器（５４）を含むことを特徴とする請求項１４に記載の受信機回路。
17. 前記受信機回路（１０）はさらに、前記コンバインされたアンテナ固有の信号サンプルを、送信データデコードと受信信号品質評価との内の少なくとも１つのためのコンバイン信号として処理するように構成された付加信号処理回路（３４）を含むか、或は、該回路と関係していることを特徴とする請求項１６に記載の受信機回路。
18. 前記受信機回路（１０）はさらに、前記受信信号相関の評価を決定し、ＯＦＤＭチャンクに基づいて前記インペアメント相関評価を計算するよう構成されており、
    各ＯＦＤＭチャンクは数多くのＯＦＤＭシンボル時間に拡がり、数多くのＯＦＤＭ副搬送波周波数に拡がることを特徴とする請求項１４に記載の受信機回路。
19. 前記チャネル評価はＯＦＤＭチャンクに基づいて生成されることを特徴とする請求項１８に記載の受信機回路。
20. ＯＦＤＭチャンクに基づいて、前記受信信号相関の評価を決定することは、ＯＦＤＭチャンクにおける前記データ副搬送波を用いて該ＯＦＤＭチャンクの受信信号相関の評価を決定することを含み、
    ＯＦＤＭチャンクに基づいて、前記インペアメント相関評価を計算することは、ＯＦＤＭチャンクにおける前記データ副搬送波に対して決定された前記受信信号相関の評価に基づいて、該ＯＦＤＭチャンクのインペアメント相関評価を決定することを含むことを特徴とする請求項１８に記載の受信機回路。
21. 前記受信機回路（１０）は、ＯＦＤＭチャンクにおける前記パイロット副搬送波を用いて該ＯＦＤＭチャンクに対するチャネル評価を生成することにより、ＯＦＤＭチャンクに基づいて前記チャネル評価を生成するように構成されていることを特徴とする請求項２０に記載の受信機回路。
22. 前記受信機回路（１０）は、ＯＦＤＭチャンクについてのチャネル評価を、該ＯＦＤＭチャンクにおけるパイロット副搬送波と１つ以上の別のＯＦＤＭチャンクからの１つ以上のパイロット副搬送波とを用いて生成することにより、或は、２つ以上のＯＦＤＭチャンクにまたがるチャネル評価をコンバインすることにより、複数のＯＦＤＭチャンクにまたがるチャネル評価を生成するよう構成されていることを特徴とする請求項２０に記載の受信機回路。
23. 前記受信機回路（１０）は、前記ＯＦＤＭ信号において注目する数多くのデータ副搬送波から取得した受信信号サンプルの関数として前記ＯＦＤＭ信号の共分散を決定することにより、前記ＯＦＤＭ信号のデータ副搬送波に基づいて、前記複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についての受信信号相関の評価を決定するよう構成されていることを特徴とする請求項１４に記載の受信機回路。
24. 前記受信機回路（１０）は、前記チャネル評価に基づいて前記ＯＦＤＭ信号の所望の信号成分についての所望の信号相関評価を決定し、前記受信信号相関の評価と前記所望の信号相関評価とに基づいて前記インペアメント相関評価を決定することにより、前記チャネル評価と前記受信信号相関の評価とに基づいて、前記複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を計算するよう構成されていることを特徴とする請求項２３に記載の受信機回路。
25. 前記受信機回路（１０）は、前記チャネル評価から前記所望の信号相関評価を決定することの一部として、トラフィック送信電力とパイロット送信電力との差についての前記チャネル評価をスケーリングするように構成されていることを特徴とする請求項２４に記載の受信機回路。
26. 前記受信機回路（１０）は、注目する数多くのＯＦＤＭデータ副搬送波の周波数に関して、受信信号サンプルと対応する共役複素数との積を注目する数多くのＯＦＤＭシンボル時間にわたって足し合わせることにより、前記ＯＦＤＭ信号において注目する数多くのデータ副搬送波から取得した受信信号サンプルの関数として前記ＯＦＤＭ信号の共分散を決定するよう構成されていることを特徴とする請求項２３に記載の受信機回路。
27. 前記ＯＦＤＭ信号はパイロット密度が１０％以下である低密度のパイロット信号を有することを特徴とする請求項１４に記載の受信機回路。
28. 請求項１４に記載の受信機回路（１０）を含むことを特徴とする無線通信デバイス（１２）。
29. ２つ以上の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）各々でＯＦＤＭ信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）の受信機（２４）の複数の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）の間のインペアメント相関を評価する方法であって、前記方法は、
    前記ＯＦＤＭ信号のパイロット副搬送波に基づいて、２つ以上の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）各々で受信される前記ＯＦＤＭ信号についてのチャネル評価を生成する工程（１００）と、
    前記ＯＦＤＭ信号のデータ副搬送波に基づいて、前記２つ以上の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についての受信信号相関の評価を決定する工程（１０２）と、
    前記チャネル評価に基づいて、前記２つ以上の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についての所望の信号相関評価を決定する工程（１０４）と、
    前記受信された信号のチャネル評価と前記所望の信号相関評価とに基づいて、前記２つ以上の受信機アンテナ（２０−１，２０−２）にまたがる前記ＯＦＤＭ信号についてのインペアメント相関評価を決定する工程（１０４）とを有することを特徴とする方法。
30. ＯＦＤＭチャンクに基づいて前記受信した所望の信号相関評価を決定することを特徴とする請求項２９に記載の方法。

Images