JP2010506552A - 制御されたダイオード導通を用いた低雑音ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

バック又はブーストＤＣ／ＤＣコンバータの同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、オフするのではなく電流源として動作し、それにより、望ましからぬ効率喪失、望ましからぬ電気及び放射雑音の発生、及び他の数多くの可能性ある問題、特にコンバータが軽負荷状態で動作するときの問題を低減する。

Description

本願は、２００６年１０月５日提出の仮出願番号６０／８４９，８６２号に基づく優先権を主張する。当該仮出願は、その全体が参照により本願に組み込まれる。

発明の技術分野
本発明はＤＣ／ＤＣ変換及び電圧調整に用いられるスイッチング電源の設計、動作及び性能、並びにかかる変換器に用いられる半導体部品に関する。

発明の背景
電圧調整は、デジタルＩＣ、半導体メモリ、ディスプレーモジュール、ハードディスクドライブ、無線回路、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、及びアナログＩＣのような様々なマイクロエレクトロニクス部品へ電力供給する電源電圧、特に、携帯電話機、ノート型コンピュータ、及び消費者製品のような電池を電源とする応用機器における、電源電圧の変動を防止するのに通常必要とされる。

製品の電池電圧又はＤＣ入力電圧は、高いＤＣ電圧に昇圧したり、低いＤＣ電圧に降圧したりする必要がしばしば有り、かかるレギュレータはＤＣ−ＤＣコンバータと称される。降圧コンバータは、通常バックコンバータと称され、電池電圧が所望の負荷電圧よりも高いときには何時でも用いられる。降圧コンバータには、誘導型スイッチングレギュレータ、容量型チャージポンプ、及びリニアレギュレータが含まれる。逆に、昇圧コンバータは、通常ブーストコンバータと称され、負荷に電力供給するのに必要な電圧よりも電池電圧が低いときには何時でも必要とされる。昇圧コンバータには、誘導型スイッチングレギュレータや容量型チャージポンプが含まれる。

誘導型スイッチングコンバータ
上述の電圧レギュレータの中で、誘導型スイッチングコンバータは、最も広い範囲の電流、入力電圧及び出力電圧にわたって、優れた性能を達成することができる。ＤＣ／ＤＣ誘導型スイッチングコンバータの基本原理は、インダクタ（コイル又は変圧器）の電流は瞬間的に変化することができない点、及びインダクタは自身の電流の変化を妨げる逆起電圧を生成する点にある。

インダクタを反復的に励磁及び消磁するために高い周波数でスイッチングする１以上のトランジスタを用いることにより、インダクタは、コンバータの入力電圧を昇圧又は降圧して、入力電圧とは異なる出力電圧を生成するのに用いることができる。これらのトランジスタは、代表的には、低いオン状態抵抗を示すＭＯＳＦＥＴであって「電力用ＭＯＳＦＥＴ」と通常称されるものである。スイッチング状態を制御するためにコンバータの出力電圧をフィードバックすることより、コンバータの入力電圧又は出力電流の急速な変化にも拘わらず、一定で十分に調節された出力電圧を維持することができる。

トランジスタのスイッチング動作によって発生するあらゆるＡＣ雑音やリップルを除去するために、出力キャパシタがスイッチングレギュレータ回路の出力端子の間に配置される。インダクタと出力キャパシタとは双方で、トランジスタのスイッチング雑音の大部分が負荷に達するのを防止し得る「ローパス」フィルタを構成する。スイッチング周波数は、代表的には１ＭＨｚ以上であるが、当該フィルタの“ＬＣ”タンクの共振周波数に比して高くなくてはならない。多数のスイッチング周期にわたって平均すると、スイッチングされるインダクタは、平均電流が緩やかに変化するプログラム可能な電流源のように振る
舞う。

インダクタの平均電流は、「オン」又は「オフ」スイッチの何れかにバイアスされるトランジスタによって制御されるので、トランジスタによる電力損失は理論上小さく、８０％から９０％の範囲の高いコンバータ効率を実現することができる。特に、電力用ＭＯＳＦＥＴが、「高い」ゲートバイアスを用いてオン状態スイッチとしてバイアスされているときには、当該ＭＯＳＦＥＴは、代表的には２００ミリオーム以下という低いＲ_ＤＳ（オン）抵抗を有する直線的なＩ−Ｖドレイン特性を示す。例えば０．５Ａの電流で、かかる装置は、高いドレイン電流にも拘わらず、わずか１００ｍＶの最大電圧降下Ｉ_Ｄ・Ｒ_ＤＳ（オン）を示す。オン状態で導通する時間内に損失する電力は、Ｉ_Ｄ ^２・Ｒ_ＤＳ（オン）に等しい。上記の例では、トランジスタが導通している時間内での電力損失は、（０．５Ａ）^２・（０．２Ω）、すなわち５０ｍＷに等しい。

オフ状態にあるとき、電力用ＭＯＳＦＥＴは、ソースに接続されたゲートを有することとなり、ソース−ゲート間電圧Ｖ_ＧＳ＝０となる。ドレイン電圧Ｖ_ＤＳがコンバータの電池入力電圧Ｖ_ｂａｔｔに等しくても、電力用ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流Ｉ_ＤＳＳは非常に小さく、代表的には１マイクロアンペアより十分に低く、より一般的には、ナノアンペアの範囲にある。電流Ｉ_ＤＳＳは、主要には接合部漏れによるものである。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータにスイッチとして使用される電力用ＭＯＳＦＥＴは、オフ状態では高電圧の下で低い電流を示し、オン状態では低電圧で高い電流を示すので、高効率である。スイッチング過渡状態を無視すれば、電力用ＭＯＳＦＥＴ中のＩ_Ｄ・Ｖ_ＤＳの積は、小さいままであり、スイッチ内での電力損失は低いままとなる。トランジスタのスイッチング動作の期間が、スイッチング動作とスイッチング動作との間の期間に比べて相対的に短い場合には、スイッチングの期間内での電力損失は、無視できるものとみなすことができ、あるいは、固定された電力損失として扱うことができる。しかし、何メガヘルツものスイッチング周波数では、スイッチング波形の分析は、より重要となり、トランジスタのドレイン電圧、ドレイン電流、及びゲート電圧を、時間の関数として分析することにより考慮しなければならない。

バックコンバータの動作
図１Ａに、バックコンバータ１における一般的な非絶縁型降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す。バックコンバータ１は、電力用ＭＯＳＦＥＴ４、インダクタ６、ショットキーダイオード７、及びキャパシタ９を含んでいる。ＭＯＳＦＥＴ４は、その正端子が入力電池電圧Ｖ_ｂａｔｔに接続されることにより、インダクタ６に接続してその電流を制御する「高電位側」スイッチのように動作する。ＭＯＳＦＥＴ４の動作は、パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ２によって制御され、ゲートバッファ３によってＭＯＳＦＥＴ４のゲートが駆動される。電力用ＭＯＳＦＥＴ４は、ゲートバッファ３に適合するＰチャネル又はＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであって良い。ダイオード５は、ＭＯＳＦＥＴ４に寄生するＰＮ接合であり、ドレインとソースとに並列の関係にあり、かつ通常動作条件の下で、ダイオード５が逆バイアスを掛けられる極性で接続されている。

ショットキーダイオード７は、ＭＯＳＦＥＴ４とインダクタ６とに接続されたカソードを有しており、電気的接続部に電圧Ｖ_ｘの符号が付されている。キャパシタ８は、ショットキーダイオード７に寄生する容量を表している。負荷１０は、コンバータ１の出力端子に接続された電気的負荷を表している。出力電圧Ｖ_ＯＵＴはフィードバック電圧Ｖ_ＦＢとして、ＰＷＭコントローラ２の入力端子にフィードバックされ、当該フィードバック電圧は、ＭＯＳＦＥＴ４のスイッチングを制御することにより、インダクタ６の電流Ｉ_Ｌを制御する。

コンバータ１は、「非同期型」又は「従来型」バックコンバータとして分類されるが、それは、整流器７がＭＯＳＦＥＴではなくダイオードであるからである。ＭＯＳＦＥＴ４がオフしたときには、ダイオード７は導通し、その期間において、インダクタ６を流れる全電流Ｉ_Ｌを通さなければならない。導通時のショットキーダイオード７の電力損失は、Ｉ_Ｌ・Ｖ_ｆであり、ここでＶ_ｆは、ショットキーダイオード７の順電圧降下である。ショットキーダイオードは、順電圧降下が低く電力損失が低いために、この回路では、シリコンＰＮ整流ダイオードに代えて、ショットキーダイオードが用いられている。シリコンＰＮ整流ダイオードでは、Ｖ_ｆが約７００ｍＶであるのに比べ、ショットキーダイオードでは、代表的にはＶ_ｆが４００ｍＶ未満である。それにも拘わらず、ショットキーダイオード７の電力損失は相当なものとなって、コンバータ１の効率を低くし、熱損失問題を生起し得る。

ＰＷＭコントローラ２の動作に基づいて、バックコンバータ１は図２Ａに示すような種類の接続部Ｖ_ｘでの電圧波形を示す。時刻ｔ_１の前に、高電位側ＭＯＳＦＥＴ４はオン状態にあり、抵抗Ｒ_ＤＳ（ｓｗｉｔｃｈ）を有するスイッチとして動作する。従って、接続部Ｖ_ｘの電圧であって整流ダイオード７の電圧は、理想的には入力電圧Ｖ_ｂａｔｔに近い電圧であるＶ_ｂａｔｔ−Ｉ_Ｌ・Ｒ_ＤＳ（ｓｗｉｔｃｈ）に等しくなる。「オフ」しているショットキーダイオード７の電圧は、図３Ａに示すように、ショットキーダイオード７のＩ−Ｖ特性における点４０として例示されている。直線状のグラフの右側では電流は「ゼロ」であるように見えるが、逆バイアスされたときには、小さい漏れ電流がショットキーダイオード７を流れる。

再び図２Ａを参照すると、時刻ｔ_１には、高電位側ＭＯＳＦＥＴ４はオフし、インダクタ６はショットキーダイオード７が導通するまで電圧Ｖ_ｘを負方向に急速に引き下げ、図３Ａに点４１で示すように、接地電位よりも僅かに低い電圧であるショットキーダイオード７の順電圧降下Ｖ_ｆの負の値にＶ_ｘをクランプする。この過渡期に、部品の結線とプリント回路基板の導電配線とに関係した浮遊インダクタンスにより、−Ｖ_ｆを超える負のオーバシュートやリンギングが生じる。

ＰＷＭコントローラ２が時刻ｔ_２に高電位側ＭＯＳＦＥＴ４をオンさせるまで、電圧Ｖ_ｘは−Ｖ_ｆにとどまる。その後、ショットキーダイオード７は急速に逆バイアスされ、電圧Ｖ_ｘは初期状態に復帰する。ＭＯＳＦＥＴ４が導通を開始するときには、全供給電圧Ｖ_ｂａｔｔがドレイン−ソース端子間に印加され、Ｖ_ＤＳ≒Ｖ_ｂａｔｔとなる。それゆえ、この期間では、ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳはゲート−ソース間電圧Ｖ_ＧＳよりも大きい。

この状態では、ＭＯＳＦＥＴ４は動作が一時的に飽和領域にあり、スイッチとしてよりも、被制御電流源として振る舞う。飽和時には、ＭＯＳＦＥＴは、ゲート電位を高くすると「オン」状態にバイアスされ、それにより、導通チャネルを形成するようにゲート下のシリコンを反転させる。高いドレイン−ソース間電圧の存在により、ＭＯＳＦＥＴは「飽和」し、ドレイン−ソース間電圧に比較的依存しないドレイン電流を示すこととなる。

飽和したＭＯＳＦＥＴ４が電流を通すときには、ＭＯＳＦＥＴ４は、低電位側ショットキーダイオード７を逆バイアスすることによりオフ状態にし、その接合部内に存する蓄積少数キャリア電荷を除去する。順方向導通の直後に逆バイアスすることによりダイオードに蓄積された電荷を除去する過程は、強制ダイオード回復、又は「逆回復」と称される。しかしショットキーダイオードでは、導通時に少数キャリアが殆ど存しないので、逆回復期間は非常に短くなって、無視できるほどとなる可能性がある。

ダイオード７の逆回復の後に、電圧Ｖ_ｘは上昇し、オン状態にあるＭＯＳＦＥＴ４の電
圧Ｖ_ＤＳはＶ_ＧＳよりも低くなる。これが起こるときには、ＭＯＳＦＥＴ４は飽和を脱し、線形動作領域、すなわちＩ_ＤがＶ_ＤＳと線形な関係を示す動作状態に移行し、ＭＯＳＦＥＴ４はゲート制御型可変抵抗のように振る舞う。結果としての電圧変化ｄＶ_ｘ／ｄｔは、回路の寄生容量及びインダクタンスと、ショットキーダイオード７の逆回復の特性に依存する。高い遷移速度によって、リンギングが発生し得て、伝導及び放射雑音が生じ、それに伴う電磁干渉が生じる。回路、特にショットキーダイオード７に関連した浮遊インダクタンスの結果として、リンギングによって入力電圧Ｖ_ｂａｔｔを超えるオーバシュートが生じる可能性があり、通常オフ状態にある寄生ダイオード５のＰＮ接合が不都合にも順バイアスされる恐れがある。

この回路は、ＭＯＳＦＥＴ４のみがＰＷＭコントローラ２の制御を受けるという意味で、自己計時的である。ショットキーダイオード７は、インダクタ６とＭＯＳＦＥＴ４によって課される条件に応答しており、何時導通するかを決定するのに独立した制御信号を要しない。非同期型バックコンバータの動作シーケンスを表１にまとめて示す。

表１に示すように、従来のバックコンバータのスイッチングシーケンスは、オン状態にある高電位側ＭＯＳＦＥＴを通じて、出力キャパシタを充電し、インダクタを励磁することと、ＭＯＳＦＥＴがオフしている間に、インダクタ電流を、順バイアスされたショットキー整流器に再循環させることと、その後に高電位側ＭＯＳＦＥＴをオン状態に戻すこととを含んでいる。「回復」と称され、高電位側ＭＯＳＦＥＴが再びオン状態になる最後の段階では、高電位側ＭＯＳＦＥＴとインダクタとの間の接続部の電圧は、当初は接地電位より低い。回復後に、全周期が繰り返される。

要約すると、従来のバックコンバータは、出力電圧を制御するのに用いられるオン時間可変のスイッチとして動作する単一の高電位側電力用ＭＯＳＦＥＴと、当該ＭＯＳＦＥＴスイッチがオフするときには何時でもインダクタの全再循環電流を通すべきショットキー整流器とを備えている。

同期型バックコンバータの動作
バックコンバータの代替バージョンであって、同期型バックコンバータとして知られるものは、ショットキー整流ダイオードを電力型ＭＯＳＦＥＴに置き換えるものであり、当該電力型ＭＯＳＦＥＴは、他方の電力型ＭＯＳＦＥＴがオフするときには何時でも導通するように同期し、すなわち制御される。従って同期型バックコンバータは、インダクタを駆動するようにハーフブリッジ又はプッシュプル出力回路として構成された２つの電力型ＭＯＳＦＥＴを要し、低電位側又は接地接続側の同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、高電位側電力用ＭＯＳＦＥＴがオフする時にオンする。

スイッチとして動作するＭＯＳＦＥＴは、直線的なＩ−Ｖ特性を示すので、低いオン状態抵抗及びショットキーダイオードよりも低い電圧降下を示すほどに十分に大きく作ることができる。同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、一般的に、寄生的なＰＮ接合ダイオード又は個別のショットキーダイオードの何れかのダイオードと並列の関係にある。同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、導通するときに、ダイオードから電流を分流させ、ＭＯＳＦＥＴの「チャネル」に流し込む。同期型整流器を付加することは、バックコンバータの動作を複雑化する。なぜなら、スイッチング過渡期に双方のＭＯＳＦＥＴがオフし、何れのＭＯＳＦＥＴにも電流が流れない一瞬間が存することを保証するために、導通前遮断回路が必要であるからである。

図１Ｂに同期型バックコンバータ２０の一例を示す。バックコンバータ２０は、電力用ＭＯＳＦＥＴ２５、インダクタ２７、上記の通り寄生ＰＮダイオード２９に並列の関係にある同期型整流電力用ＭＯＳＦＥＴ２８、及び出力フィルタキャパシタ３１を備えている。ＭＯＳＦＥＴ２５の動作は、パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ２１によって制御され、ゲートバッファ２３がＭＯＳＦＥＴ２５のゲートを駆動する。ＰＷＭコントローラ２１は、固定周波可変パルス幅動作を暗示するように「ＰＷＭコントローラ」と称されるが、それに代えて、クロック周期が可変のパルス周波数変調（ＰＦＭ）モードと称されることのある可変周波数で動作しても良く、それに代えて、負荷と入力の条件に依存して、ＰＦＭとＰＷＭの両モード間で切り替わっても良い。「ＰＦＭ」という用語は、トランジスタのオン時間、オフ時間、又は双方が変化するのか否かが曖昧である。当該用語は、先行技術の語法の参照としてのみ本願に含められ、本願では使用されない。

電源、電池又は他の電力供給装置から供給されるエネルギーは、ＭＯＳＦＥＴ２５によって切り替えられ、あるいは開閉される。ＭＯＳＦＥＴ２５は、正端子が電池又は他の電力供給装置に接続されて、インダクタ２７の電流を制御する「高電位側」スイッチのように動作する。ダイオード２６は、ＭＯＳＦＥＴ２５に寄生するＰＮ接合であり、そのドレインとソースと並列の関係にある。キャパシタ３０は、ＰＮダイオード２９に寄生する容量を表している。

ＭＯＳＦＥＴ２５のスイッチングとオン時間を制御することにより、インダクタ２７の磁界に蓄積されたエネルギーを動的に調整し、出力フィルタキャパシタ３１の電圧を制御することができる。出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、電圧Ｖ_ＦＢとしてＰＷＭコントローラ回路２１の入力にフィードバックされ、ＭＯＳＦＥＴ２５の反復的なスイッチング動作を通じてインダクタ２７の電流Ｉ_Ｌを制御する。負荷３２は、バックコンバータ２０の出力に接続された電気的負荷を表す。

ゲートバッファ２４によってＭＯＳＦＥＴ２５とは位相を異ならせて駆動されることにより、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８は、ＭＯＳＦＥＴ２５がオフする期間の一部において導通する。従来の同期型バックコンバータでは、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８は、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５がオンして導通するときには、導通することはない。ＭＯＳＦＥＴ２８は、その正端子がインダクタ２７すなわち中間電圧Ｖ_ｘが存在する接続部に接続され、負端子が回路接地に接続されて、「低電位側」スイッチのように動作し、ダイオード２９の電流を分流させる。ダイオード２９は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８に寄生するＰＮ接合であり、そのドレイン及びソースと並列の関係にあり、それゆえ、ＭＯＳＦＥＴ２５及び２８の双方がオフする短時間のみ、すなわち導通前遮断期間のみに、過渡電流のある部分を分流させる並列キャパシタ３０に支援されて、相当量の電流を通す。

導通前遮断（ＢＢＭ）回路２２は、コンバータ２０の入力及び電源を短絡又は「クローバ」するようにＭＯＳＦＥＴ２５及び２８が同時に導通することのないよう保証すること
により、貫通導通を防止する。この短いＢＢＭ期間に、ダイオード２９は、キャパシタ３０と共に、インダクタ２７を流れる電流Ｉ_Ｌを通さなければならない。導通前遮断期間は、全１周期のうちに２度現れ、１度目は、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５がオフした直後で同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８がオンする前の過渡期であり、２度目は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８がオフし、かつ高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５がオンする直前である。従来技術による同期型バックコンバータでは、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８は、導通前遮断期間に導通することはない。

ＢＢＭ期間は、必然的に貫通導通状態を防止するが、発振及び電気的雑音を引き起こす様々な条件をもたらす可能性がある。同期型バックコンバータの雑音は、同期型整流器がオフした後、高電位側ＭＯＳＦＥＴが再びオンするまでの期間に特に問題となり得るものであり、「強制ダイオード回復」として知られる過渡状態を生起する。雑音の多い動作は、同期型整流器を「軽負荷」状態で使用するときに生じ、そのとき、負荷は低い電流を引き込み、インダクタの電流は実際に一時的に方向を変える可能性がある。

通常のＰＷＭ動作の下では、同期型バックコンバータ２０は、図２Ｂに示すように接続部Ｖ_ｘの波形を示す。時刻ｔ_１の前に、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５はオン状態にあって、抵抗Ｒ_ＤＳ（ｓｗｉｔｃｈ）を有するスイッチとして動作する。そのため、ＭＯＳＦＥＴ２５及び２８とインダクタ２７との接続部における中間電圧Ｖ_ｘは、理想的には入力電圧Ｖ_ｂａｔｔに近い電圧であるＶ_ｂａｔｔ−Ｉ_Ｌ・Ｒ_ＤＳ（ｓｗｉｔｃｈ）に等しくなり、ダイオード２６とダイオード２９の双方は逆バイアスされる。「オフ」している整流ダイオード２９の電圧は、図３Ｂに示すダイオード２９のＩ−Ｖ特性の点４２で例示されている。直線状のグラフでは電流は「ゼロ」であるように見えるが、逆バイアス状態では、ショットキーダイオードを流れることとなる漏れ電流よりは小さいながらも、ある漏れ電流がダイオード２９を流れる。

時刻ｔ_１には、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５はオフし、インダクタ２７はＰＮダイオード２９が導通するまで電圧Ｖ_ｘを負方向に急速に駆動し、図３Ｂのグラフに点４３で示すように、接地電位よりも僅かに低い電圧であるダイオード２９の順導通電圧Ｖ_ｆの負の値に電圧Ｖ_ｘをクランプする。部品の結線とプリント回路基板の導電配線とに関係した浮遊インダクタンスにより、オーバシュートやリンギングが生じることがある。高電位側トランジスタ２５がオフする時刻ｔ_１での過渡的な挙動は、従来のバックコンバータ１の挙動と同様である。しかしバックコンバータ１とは異なり、ダイオード２９の導通は、導通前遮断期間によって定められる限られた期間ｔ_ＢＢＭのみ存続し、ダイオード２９は再循環段階の全体を通してインダクタ２７を流れる全電流Ｉ_Ｌを通す必要がない。

ｔ_１＋ｔ_ＢＢＭに等しい時刻ｔ_２には、低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８はオンし、ダイオード２９を流れる電流の相当部分を分流させる。それにより、接地電位よりも低いＶ_ｘは、−Ｖ_ｆから図３Ｂに点４４で例示するゼロにより近い電圧である−Ｉ_Ｌ・Ｒ_ＤＳ（ｓｙｎｃ ｒｅｃｔ）に減少している。時刻ｔ_２と時刻ｔ_３の間の期間に、インダクタ２７の電流は同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８を再循環する。同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８は、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５が再度オンすべきとＰＷＭコントローラ２１が判断するまで、オン状態であり続ける。

同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８が導通するこの期間が長過ぎないか、平均のインダクタ電流Ｉ_Ｌが低すぎないのであれば、インダクタ２７を流れる電流Ｉ_Ｌの極性は、コンバータ２０の出力端子に向かう方向であり続け、エネルギーはコンバータ２０から出力端子に向かって流れ、さらにキャパシタ３１へ入る。この電流方向を本願では「出力へ」と呼ぶ。

同期型バックコンバータ２０中の高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５の導通への遷移は、第２の
導通前遮断期間ｔ_ＢＢＭの間、低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８を初めにオフすることを伴っており、この期間には、ＭＯＳＦＥＴ２５と２８の双方が「オフ」し、図３Ｂに点４３で例示するように、順導通整流ダイオード２９の電圧を一時的に−Ｖ_ｆの値に復帰させる。これは、図２Ｂの時刻ｔ_３と時刻ｔ_４の間の期間で生じる。

この期間に、蓄積された電荷は低電位側整流ダイオード２９にもう一度溜まり始める。ダイオード２９は、ショットキーダイオードではなく同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８に固有のシリコンＰＮ接合を表すものであるから、バックコンバータ１のショットキーダイオード７よりも、大量の電荷を蓄積し、高い順電圧降下を示す。この余分に蓄積される電荷は、導通前遮断期間に続く時刻ｔ_４において、スイッチング過渡状態に悪影響を及ぼす。

時刻ｔ_４に先だって、電圧Ｖ_ｘは、高電位側電力用ＭＯＳＦＥＴ２６がオン状態に戻り、電流を通し始めるまで−Ｖ_ｆにとどまる。それにより順導通ＰＮ整流ダイオード２９は、急速に逆バイアスされる。しかし電圧Ｖ_ｘが上昇し得るより前に、整流ダイオード２８に蓄積されている全ての電荷は空乏化していなければならない。この回路動作は、電圧Ｖ_ｘの上昇を遅延させるＰＮダイオード２９の長時間の導通を模擬するために、寄生的なキャパシタ３０によって模式的に図示されている。このような動作は、ダイオード回復と称される。

このスイッチング過渡状態の初めには、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５のゲート電圧が増大し、Ｖ_ｘが接地電位の近くにあるので、ＭＯＳＦＥＴ２５はそのゲートバイアスよりも大きいドレイン−ソース間電圧すなわち｜Ｖ_ＤＳ｜＞｜Ｖ_ＧＳ｜で一時的にバイアスされ、ＭＯＳＦＥＴ２５は「飽和」する。飽和したＭＯＳＦＥＴは、ドレイン電流がゲートバイアスに強く依存し、ドレイン電圧からは最小の影響しか受けないプログラム可能な電流源として振る舞う。飽和したＭＯＳＦＥＴ２５の導通電流のスイッチング波形は、ダイオード２９が回復するときに、その過渡電圧に影響を及ぼす。ダイオード２９の電圧の上昇が緩やかであれば、ダイオード２９の電力損失は増大するが、スイッチング過渡期の電圧の雑音は比較的低いものとなる。

それとは逆に、ダイオード２９の電圧が急速に上昇するときには、ダイオード２９の電力損失は減少することになろうが、重大なオーバシュートやリンギングが電圧Ｖ_ｘに出現する可能性がある。このような挙動は、「スナッピー」ダイオード回復と称され、負荷及び入力に接続された回路と回路全体の性能との双方に影響を与える望ましからぬ伝導及び放射雑音並びに電磁干渉をもたらす恐れがある。例によっては、電圧Ｖ_ｘは、回路の浮遊インダクタンスの結果として入力電圧Ｖ_ｂａｔｔを超えてリンギングを生じ、高電位側ダイオード２６の望ましからぬ順バイアスをもたらし、それにより、より大量の電荷蓄積、発振及び回路不安定性をもたらす恐れがある。

ダイオード回復の間、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５はオンし、電流源のように飽和するが、Ｖ_ｘを高く引き上げるようにゲート電圧が増大するので、定電流源として振る舞う訳ではない。ダイオード２９はＶ_ｘ電圧を接地電位付近に保持するので、ＭＯＳＦＥＴ２５は不可避的に飽和し、そしてダイオード２９が回復しＶ_ｘが上昇するまで、上昇する電流の電流源として振る舞う。この状態は、実際にコンバータの効率を２つの理由によって低下させる。１つの理由は、ダイオード回復電流は、ダイオード２９が回復しオフに転じるまで、少数キャリアを引き抜き、再結合電流を供給するのに要する電力損失を意味するからである。ダイオード回復電流は、コンバータの電池入力端子の間に直接に供給されるので、貫通電流と同様に振る舞う。

別の電力損失が発生するが、それは、ＭＯＳＦＥＴ２５が高いＶ_ＤＳドレイン電圧と増大する電流とを同時に支えているので、Ｐ_{ｘｏｖｅｒ}＝Ｉ_Ｄ（ｔ）・Ｖ_ＤＳ（ｔ）の大き
さの瞬間的な電力を消費するからである。この損失は、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング又は「クロスオーバ」損失Ｐ_{ｘｏｖｅｒ}と、称されることがある。全電力はＰ_{ｘｏｖｅｒ}の時間積分であるから、ＭＯＳＦＥＴ２５がＶ_ＤＳ≒Ｖ_ｂａｔｔというこの状態に留まる時間を制限するのが最も効果的である。不都合なことにダイオード２９は、回復が殆ど完了するまでＶ_ＤＳが低下するのを妨げる。

ダイオード回復の課題は、本願の次の節でより詳細に議論する。
ダイオード２９の回復の後、Ｖ_ｘは上昇し、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５のドレイン−ソース間電圧は、当該トランジスタが最終的に線形すなわち可変抵抗動作モードに移行するのに伴って減少する。インダクタ２７の励磁が再び始まり、周期があらためて開始する。

単一の能動的ＭＯＳＦＥＴトランジスタがＰＷＭコントローラの制御を受ける従来のバックコンバータとは異なり、同期型バックコンバータは、位相を異ならせて導通し、かつ同時には導通することのないように駆動される２つの電力用ＭＯＳＦＥＴを制御することを要する。既に述べたように、通常の負荷条件の下での同期型バックコンバータの動作シーケンスを、表２にまとめて示す。

表に示すように、通常負荷条件下での同期型バックコンバータのスイッチングシーケンスは、高電位側ＭＯＳＦＥＴを通じて、出力キャパシタを充電し、インダクタを励磁することと、第１のＢＢＭ期間に、高電位側ＭＯＳＦＥＴをオフし、順バイアスされた整流器を通じてインダクタ電流を再循環させることと、同期型整流ＭＯＳＦＥＴを通じて整流ダイオード電流をオンし、分流させることと、第２のＢＢＭ期間に、同期型整流ＭＯＳＦＥＴをオフし、順バイアスされた整流ダイオードを通じて再びインダクタ電流を再循環させることと、その後に高電位側ＭＯＳＦＥＴをオン状態に戻すこととを含んでいる。「回復」と称される最後の段階では、高電位側ＭＯＳＦＥＴをオンする当初には、電圧Ｖ_ｘは接地電位よりも低い。回復後に、全周期が繰り返される。同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、高電位側ＭＯＳＦＥＴが導通している時、又は導通前遮断期間には、オンして導通することはないということに留意されたい。

要約すると、同期型バックコンバータは、出力電圧を制御するのに用いられる可変オン時間スイッチとして動作する高電位側電力用ＭＯＳＦＥＴと、当該高電位側ＭＯＳＦＥＴがオフする期間の一部に導通し、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオンするときには導通することのない同期型整流ＭＯＳＦＥＴと、双方のＭＯＳＦＥＴがオフするときには何時でも、スイッチング過渡期にインダクタの再循環電流を通すべき整流ダイオードとを備えている。

強制ダイオード回復
ＭＯＳＦＥＴハーフブリッジ、すなわち同期型バックコンバータのようにインダクタを駆動するプッシュプル段を備えるスイッチモード回路では、２つの重要な要因を考慮しなければならない。第１に、双方のＭＯＳＦＥＴは、電源の入力を短絡させることなしには、オン状態スイッチとして同時に動作することができない。この第１の考慮事項を実用上実現するには、通常は、別のＭＯＳＦＥＴをオンする、すなわち接続を「閉じる」前に、オン状態にあるＭＯＳＦＥＴスイッチをオフする、すなわち回路を遮断するシーケンス回路を用いて、双方のＭＯＳＦＥＴスイッチが同時にはオンすることのないように保証される。このような導通前遮断（ＢＢＭ）回路は、「貫通」防止、クロスオーバ防止、むだ時間制御、等々としても知られており、各スイッチング過渡状態が、全てのスイッチがオフし、中間接続部がこれらのスイッチによって定まらない電圧に「浮遊する」中間状態を含んでいることを意味する。

第２の考慮事項は、双方のＭＯＳＦＥＴがオフし、インダクタに接続されるそれらの共通接続部が浮遊している如何なる期間においても、インダクタは浮遊接続部を、当該回路に電力を供給する電源電圧から外れた電圧に必然的に駆動することになるということである。インダクタが回路の接続部電圧を電源電圧の外に駆動するときは何時でも、ダイオードは、遷移の瞬間において、励磁されたインダクタの電流の連続性を保持する、すなわちＩ_Ｌ（ｔ_０−）＝Ｉ_Ｌ（ｔ_０＋）とする、すなわち最大インダクタ電圧をクランプするために、順バイアスされるか、アバランシェ破壊を被るか何れかでなくてはならない。通常の電力応用機器では、アバランシェ破壊又はツェナーダイオード効果に依存するのではなく、ショットキー又はＰＮ接合ダイオードの順バイアスを用いるのが望ましいが、それは主として、順バイアスされたダイオードが電圧クランプ回路として提供する低い電圧降下、低い電力損失、及び高い効率によるものである。

バックコンバータ、同期型バックコンバータ、昇圧コンバータ、及び同期型ブーストコンバータのような非絶縁型スイッチング電源の構成では、電池又は他の入力電源からインダクタを遮断すると、インダクタは直ちにダイオードを導通させる。しかしダイオードが導通すると、電力損失を増大させ得るだけでなく、より重要なことにはスイッチング動作時に雑音、リンギング、不安定性をも増大させ得る望ましからぬ電荷蓄積が生じる。

同期型整流は、ダイオードの電荷蓄積の問題を解消するものではない。それは、上述の第１の考慮事項を充足するためには、同期型整流ＭＯＳＦＥＴが、他方のＭＯＳＦＥＴがオンする前にオフしなければならないからである。導通前遮断期間によって、整流ダイオードは導通し、電荷を蓄積することとなる。電力用ＭＯＳＦＥＴの集積回路又は個別回路では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴと並列の関係にあるシリコンＰＮ接合ダイオードは、同期型整流ＭＯＳＦＥＴをオフすると直ぐに導通する。ＭＯＳＦＥＴに並列接続された個別のショットキーダイオードを用いてシリコンダイオードからの電流を分流させようとしても、限られた利益しか得られない。それは特に、ショットキーダイオードが短いＢＢＭ期間に導通するのを、浮遊インダクタンスが妨げるからである。

スイッチング電源及びＰＷＭモータ駆動回路のようなスイッチングインダクタ電源回路では、電力用整流器が順バイアスの直後に急速に逆バイアスされるとき、すなわち強制ダイオード回復として知られる状態で、著しい雑音が生じる恐れがある。図４Ａ〜４Ｃは、強制ダイオード回復過程の現象論的な説明と、例えば、図１Ｂの同期型バックコンバータ２０と同様のＤＣ／ＤＣコンバータの構成などの同期型バックコンバータにおいて、スイッチング過渡状態によって生成される雑音へのその影響とを提示している。特に、図４Ａにおいて回路５０は、開いたスイッチ５２で表されるように高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５がオフした直後のダイオード再循環の期間に、バックコンバータ２０との電気的等価回路を例示している。

回路５０では、電圧源５１は電池又はその他の電圧入力装置Ｖ_ｂａｔｔを表し、抵抗器５４は、理想的に近似された負荷３２を表し、電圧源５７は、短時間に過渡状態がＡＣ短絡回路として模擬された、充電されたキャパシタ３１を表している。固定電流源５３は、クロックのスイッチング周波数が実質的にＬＣフィルタの共振周波数よりも大きい限りでは妥当な仮定となる定常スイッチング状態の下で動作するインダクタ２７の理想表現である。

ダイオード５５は、ＭＯＳＦＥＴ２５に固有の順バイアスされたシリコンＰＮ接合を表し、キャパシタ５６は当該順バイアス接合に蓄積された電荷を表している。開いたスイッチ５２の漏れ電流Ｉ_ＤＳＳが実質的にゼロ、すなわち代表的には１マイクロアンペア未満である限りは、インダクタの電流は全てダイオード５５を流れ、Ｉ_Ｄ＝Ｉ_Ｌとなる。順バイアスダイオード５５の電圧Ｖｆは、この電流レベルと共に上昇する。

この条件は、全ＢＢＭ期間にわたって存続する。
図４Ｂでは、回路６０は高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５がオンした直後のコンバータ２０を表している。ゲート電圧が順調に上昇する飽和状態にある装置として、ＭＯＳＦＥＴ２５は、比較的一定したｄｌ／ｄｔと逆バイアスダイオード５５とを生成する被制御電流源６１として表されている。しかしＶ_ｘが上昇し得るためにはその前に、整流ダイオード２９に蓄積される全ての電荷は空乏化されなければならない。この蓄積電荷は、キャパシタ５６で表される空乏容量と、「拡散容量」と称される「現実の」接合ダイオード５５に蓄積される少数キャリアとの双方を含んでいる。過渡電流ｉ_Ｃは、拡散容量５６を放電するのに要する電流を表すが、電流ｉ_ＲＲは、拡散容量を克服し、ダイオード５６の順バイアスをオフするのに要する逆回復電荷を表している。

空乏容量と拡散容量とは異なる過渡特性を示すが、双方が結合した影響は、ＰＮダイオード５５の導通の休止を遅らせ、電圧Ｖ_ｘの上昇を遅らせる現象である「ダイオード回復」の全体を決定づける。

ＳＰＩＣＥやその派生物などの慣用の回路シミュレータによる過渡状態のシミュレーションでは、ダイオード回復の波形を精度良く予測することができない点に留意すべきである。なぜならＰＮダイオードの簡易的な数学モデルでは、拡散容量を記述する２次元物理学が欠けているからである。強制ダイオード回復を精度良くシミュレーションするには、回路全体によって課される時間依存型のバイアス条件、又は装置と回路シミュレーションとを結合することによって駆動されるＰＩＳＣＥＳやＭＥＤＩＣＩなどの物理学に基づく２次元装置シミュレータを要する（Ｒ．Ｋ．Ｗｉｌｌｉａｍｓ ｅｔ ａｌ．，Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．Ｐｏｗｅｒ Ｓｅｍｉ Ｄｅｖ（ＩＳＰＳＤ９１）；ｐｐ．２５４−２５７（ＩＥＥＥ１９９１）参照）。

一般的な見解によれば、簡易モデルによる回路シミュレーションは、蓄積電荷の量とそれに伴う電力損失とを過小評価し、蓄積された少数キャリアによって起こる回復遅延を過小評価し、回復過渡状態の結果として生じるｄＶ_ｘ／ｄｔを過小評価することによって、現実のダイオード挙動よりも「理想的な」強制ダイオード回復波形を生成する。シミュレーションは、「スナッピー」ダイオードの電圧スルーレートを過小評価することにより、Ｖ_ｘピンのリンギングを現実の回路で観測されるものよりも少なく予測し、それにより雑音及びＥＭＩの問題を、物理的システムで現実に遭遇するものよりも低く予測するものでもある。この結果の別の解釈では、簡易モデル回路シミュレーションでｄＶ／ｄｔを小さくする如何なる方法も、現実世界の実装品に大きな改善をももたらす上で有望である。

図４Ｃの回路７０は、高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５が、抵抗器７２として表される完全エンハンスト型オン状態スイッチとしてオンした直後の同期型バックコンバータ２０を例示
している。低電位側ダイオード２９と同期型整流ＭＯＳＦＥＴ２８とは、ここではオフ状態にあり、実質的にゼロである漏れ電流Ｉ_ＤＳＳを示す開いたスイッチ７５で表されている。

図５には、ダイオード２９の回復について、逆回復が始まるときの時間に対する電流及び電圧波形を重畳して例示している。過渡状態の前に、ダイオード２９は線分８１で示すように電流Ｉ_ｆを通し、線分８６で示すように、対応する順バイアス電圧Ｖ_ｆを生じる。高電位側ＭＯＳＦＥＴ２５は、導通を始めると、傾斜する線分８２で例示するように、ダイオード２９を流れる再循環電流を減少させる。

ダイオード２９の電圧は、ＰＮダイオードの指数関数的な導通特性のために、わずかに減少するのみである。点９０では、ダイオードの電流は実際に方向を逆転し、それにより電流が通常状態とは逆にカソードからアノードへ瞬間的に流れる。理想的にはダイオードは、順バイアスされたとき、すなわち電流がアノードからカソードへ流れるときにのみ、導通することとなる。望ましからぬ蓄積電荷のために、点９０を超えると、逆電流がダイオード５５を流れる。

逆電流の大きさは、かなりの電荷が除去され、かかるレベルの逆電流をもはや維持できなくなるまで増加する。点８３では逆電流はそのピーク値Ｉ_ＲＲに達し、その後、一層指数関数的形状をなす曲線８４に沿って大きさを減じ始める。点９０に始まり、ダイオード電流が実質的にゼロである点８５で終了する逆ダイオード電流対時間の全積分面積は、逆回復電荷Ｑ_ＲＲと定義され、クーロンの単位を持ち、次式で表される。

電圧Ｖ_ｘの上昇の始まりは、ピーク逆電流が現れた後にある時間遅れるが、最終的には、少数キャリア電荷の最後の残滓が除去されるか、又は２次元ＰＮ接合内で再結合するのにともなって、線分８７に沿って急速に増加し始める。電圧Ｖ_ｘ（ＭＯＳＦＥＴ２５のドレイン電圧）は、その後、線分８８で示すようにオーバシュートし、リンギングの後に、点８９で定常状態の値［Ｖ_ｂａｔｔ−Ｉ_Ｌ・Ｒ_ＤＳ（ｓｗｉｔｃｈ）］に落ち着く。

ダイオード回復に続く高いｄＶ／ｄｔに関する別の問題は、ＭＯＳＦＥＴの誤導通に起因する雑音である。ダイオード導通が終息し、ドレイン電圧Ｖ_ｘが急速に上昇した後に、コンバータ２０の等価回路１００は図６Ａのように表され、同期型整流器１０１と、ゲートバッファ１０３と、一時的に飽和した高電位側ＭＯＳＦＥＴ１０２と、インダクタ２７を表す固定電流源１０４とを含んでいる。

図示の如く、同期型整流器１０１は、一体となっている大きさＣ_ｄｇのゲート−ドレイン間フィードバック容量１０７と、大きさＣ_ｇｓのゲート−ソース間容量１０８と、大きさＣ_ｄｂのボディ−ドレイン間容量１０９とを有するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１０を含んでいる。容量Ｃ_ｄｂは、ＭＯＳＦＥＴ電力用装置には通常の構成である、ソースとボディが短絡しているときには常に、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース端子と並列の関係にある。寄生的な大きさｒ_ｄのドレイン抵抗１１１と、大きさｒ_ｓのソース抵抗１１２と、大きさｒ_ｇの分布するゲート抵抗１０６とによって、ＭＯＳＦＥＴ１１０のモデルが完成する。ＭＯＳＦＥＴ１１０をオフ状態にバイアスするゲートバッファ１０３は、抵抗Ｒ_{ｄｒｉｖｅｒ}を有するプルダウン装置１０５を含んでいる。ダイオード１１３は、高電位側Ｍ
ＯＳＦＥＴ１０２と並列の関係にあるＰＮ接合を表している。

ＭＯＳＦＥＴ１１０のゲート電圧Ｖ_Ｇとドレイン電圧Ｖ_ｘの波形１２０と、高電位側ダイオード１１３の電流Ｉ_ｆ（ｓｗｉｔｃｈ）を、図６Ｂに例示する。時刻ｔ_１の前には、ＭＯＳＦＥＴ１１０のゲートは、スイッチ１１４を閉じ、スイッチ１１５を開くことによって、ゲートバッファ１０３により電圧Ｖ_ｂａｔｔにバイアスされる。この時、電圧Ｖ_ｘは−Ｉ_Ｌ・Ｒ_ＤＳ（ｓｙｎｃ ｒｅｃｔ）に等しい大きさで接地電位より低くバイアスされ、高電位側ダイオード１１３は逆バイアスのままとなる。

時刻ｔ_１では、同期型整流器１０１のゲートは、曲線１２１から１２２への遷移で示されるように、ゲートバッファ１０３によってＶ_ｂａｔｔから接地電位へ駆動される。このことは、スイッチ１１４を開き、スイッチ１１５を閉じることを伴う。同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１１０を横断する負電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１１０のチャネルがオフするのに伴い、曲線１２４から１２５への遷移で示されるようにＶ_ｆに増大し、ダイオード１１６が、インダクタ２７を流れる再循環電流を通す機能を引き継ぐ。

時刻ｔ_２には、電圧Ｖｘが曲線１２９に沿って急速に上昇し始めるのに伴い、容量変位電流がゲート−ドレイン間容量１０７を流れ、ゲート−ソース間容量１０８と、分布ゲート抵抗１０６とプルダウン装置１０５との直列抵抗と共に、分圧器を形成する。この直列抵抗（ｒ_ｇ＋Ｒ_{ｄｒｉｖｅｒ}）が十分に大きければ、ＭＯＳＦＥＴ１１０のゲート（接続部Ｖ_Ｇ’）の電圧は曲線１２３に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１０の閾電圧を超えて増加し得る。これにより、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１１０が再び導通し、電圧Ｖ_ｘ接続部で、大きさと期間とが変化する望ましからぬ発振１２６が引き起こされる。その結果は、ある範囲の周波数にわたって広がるバースト性雑音−特に通信機器で問題となる雑音である。同期型整流器１０１は７つの受動素子とＰＮダイオードを含んでおり、それら全ては終端特性に影響を及ぼすので、高ｄＶ／ｄｔ遷移期間にゲート電圧を制御するのは困難である。

過渡的なリンギング１２６が、Ｖ_ｂａｔｔの上に、本質的に１つの順バイアスダイオード電圧Ｖ_ｆである６００ｍＶを超えるときには、さらに電荷蓄積と発振モードとを付加する曲線１２９Ａと１２９Ｂに示すように、高電位側ダイオード１１３が導通し、発振をさらに強めることが可能である。制御されない発振がある期間続いた後にのみ、ドレイン電圧Ｖ_ｘは、最終的には直線１２７で示すように最終電圧に落ち着く。

要約すると、高電位側の導通に先立つ同期型バックコンバータの強制ダイオード回復によって、逆整流器電流と効率喪失、高いｄＶ／ｄｔスルーレート、リンギング、電圧オーバシュート、発振、高電位側ＭＯＳＦＥＴのダイオードの順バイアス、ある周波数範囲にわたって広がる制御不能なバースト性雑音が発生する可能性がある。不都合なことに、全ての既知のハードスイッチングコンバータ、すなわち共振や準共振コンバータ以外のコンバータは、ＰＮ接合に蓄積された電荷を引き抜くために、ある時間間隔にわたって強制ダイオード回復を必要とする。

ＭＯＳＦＥＴに固有のＰＮ接合でのダイオード導通を回避するための１つの方法は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴに外部のショットキー整流器を並列接続することである。ショットキーダイオードの目的は、導通前遮断期間に、インダクタ１４２の再循環電流を、同期型整流ＭＯＳＦＥＴに並列接続された低電圧降下回路の経路に分流させることである。不都合なことに、図７の等価回路１４０に例示するように、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１４４がオフし、ＰＮダイオード１４５が導通するときは何時でも、ショットキー導通の開始を遅らせる浮遊インダクタンス１４７を、ショットキーダイオード１４６が含んでいるために、この方法は高周波数ＤＣ／ＤＣコンバータでは効かない。ショットキーダイオード１４
６が導通を開始するときまでには、導通前遮断期間は終了しており、高電位側ＭＯＳＦＥＴ１４１は導通しており、Ｖ_ｘでの電圧は既に上昇しており、強制ダイオード回復は既に始まっている。

同期型バックコンバータの軽負荷動作
ＤＣ／ＤＣコンバータを最適化する上での別の要因は、低出力電力状態、すなわち負荷が通常動作時よりも１又は２桁低い大きさの電流を引き込むときの効率、動作安定性、及び雑音挙動である。

このいわゆる「軽負荷」状態では、インダクタは僅かにゼロを超えるに過ぎない電流を通す。条件によってはインダクタの電流は、負荷へ向かう流れ、すなわちコンバータからの流れと、負荷からの流れ、すなわちコンバータの出力への流れとの間で発振して、実際に向きを逆転させる可能性がある。

図８Ａ〜８Ｃは、３種の異なる負荷条件の下での同期型バックコンバータの中間電圧Ｖ_ｘとインダクタ電流Ｉ_Ｌとを例示している。特に図８Ａは、コンバータが全負荷状態で動作し、平均のインダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロから遙かに大きいときのＶ_ｘとＩ_Ｌとを例示している。上記の通り電圧Ｖ_ｘは、再循環期間での僅かに負の値と、高電位側ＭＯＳＦＥＴが導通する期間でのＶ_ｂａｔｔよりも僅かに低い正電圧との間で切り替わる。反復周期Ｔ_１は、固定周波数パルス幅変調（ＰＷＭ）モードでのコンバータ動作を表している。Ｖ_ｘパルスが最小幅ｔ_ｍｉｎに減少したときには、一定の発振周期Ｔ_１は、固定周波数ＰＷＭ動作が維持可能な最短の時間間隔に対応する。低い出力電流が必要とされて、クロック周期が増加しない場合には、出力電圧は上昇を始め、コンバータは調節能力を失うこととなる。

図８Ｂは、最小のインダクタ電流１５１が殆どゼロとなる低電流負荷の下でのバックコンバータの動作を例示している。この条件下では、コンバータの出力電圧が徐々に上昇するのを避けるために、周期Ｔは増加しクロック周波数は減少して、Ｔ３＞Ｔ２＞Ｔ１とならなければならない。最小期間の固定オン時間パルスを用い、出力電圧のフィードバックに基づいてオフ時間を変えることによって、パルス周波数変調は発振周期を絶えず変えることによって、出力を調節することができる。ＰＦＭ動作の欠点は、可変周波数によって周波数が変動する雑音スペクトルが生成されることであるが、効率は比較的高い。

さらに軽い負荷の場合について、図８Ｃは、インダクタ電流がゼロを通過し、負の方向の導通が同期型整流ＭＯＳＦＥＴに生じるときのスイッチング波形を例示している。点１５２で示す時刻に、電流は負荷からコンバータへ戻るように、すなわちスイッチ回路の出力キャパシタに蓄積されたエネルギーを減らす向きに流れ始める。コントローラがインダクタをリフレッシュすなわち励磁するために、高電位側ＭＯＳＦＥＴを再びオンする点１５３では、負の電流はピークに達し、大きさを減じ始める。時点１５４では、電流は正に転じ、エネルギーは再びコンバータから負荷へ向かって流れる。

それゆえ、軽負荷で動作する同期型バックコンバータに対する動作状態表は、表３に示すように電流逆転を含むように変更される。

「再循環」及び「逆転」状態では、軽負荷のときにインダクタを流れる電流に依存して、何度でも発振する可能性がある。不都合なことには、電流逆転はエネルギー効率が悪く、コンバータ内のインダクタと出力キャパシタとの間を行ったり来たりする「跳ねる」電流によってエネルギーを浪費する。ＭＯＳＦＥＴは、どちらの極性でも同一の導電率で導通することができるため、「負荷から」の電流と「負荷へ」の電流の大きさが殆ど同じとなり得るので、インダクタの逆電流の問題が生じる。その結果、軽負荷で電流が逆転する期間に同期型整流ＭＯＳＦＥＴをオンにしておくと、コンバータの効率が低くなる。

それゆえ同期型整流器は、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオンし導通するときには導通することがなく、導通前遮断期間にも導通することがないが、インダクタ電流の大きさによっては、再循環期間に過度に長くとどまり、電流の逆転と、逆転状態と再循環状態間の発振とをもたらす恐れがある。

逆転状態と再循環状態は、負荷に依存する周波数で繰り返し交替するので、高電位側ＭＯＳＦＥＴをオンせよというＰＷＭコントローラの命令は、非同期的に、すなわちＰＷＭコントローラが必要と判断したときに発生する。それゆえ、コンバータは中間の極性でＢＢＭ状態に移行し、インダクタ電流は、コンバータの最後の状態に依存して、出力から、あるいは出力へ流れる。ともあれ、大きい逆電流は効率を低下させるものであり、ＢＢＭ動作の間の雑音とダイオード回復とをさらに悪化させる可能性がある。

幾人かの技術者が提案する１つの解決策は、逆電流状態が何時発生しようとしているかを検出し、同期型整流ＭＯＳＦＥＴをオフすることである。理論的には、同期型整流ＭＯＳＦＥＴと並列関係にあるＰＮダイオードは、電流逆転状態の下で逆バイアスされるので、導通することができず、従来のバックコンバータで振る舞うときと正に同じように、インダクタ電流は不連続となり、妨げられる。

軽負荷状態で同期型整流器をオフする場合には、コンバータの動作段階は表４に記載するように変更される。

上述の通り、充電、第１のＢＢＭ、及び再循環の各段階は、先に述べたように振る舞う。しかし電流逆転の開始時には、オフした低電位側ＭＯＳＦＥＴはオフしており、出力からコンバータへ戻るように流れる電流を阻止する。その後コンバータは、何度も、同期型整流器が「オン」する再循環モードと、同期型整流ＭＯＳＦＥＴが「オフ」する逆転モードとの間を行き来する。同期型整流器は、電流が極性をいつ逆転し始めるかを検出することによるか、あるいは単に、インダクタ電流が特定の値よりも低くなったときには何時でも同期型整流器の動作を不能にすることによって、オフすることができる。第２のＢＢＭ期間が、インダクタ電流がゼロである間、すなわち逆転段階で始まるときには、双方のＭＯＳＦＥＴはオフのままであり、何らの手だても不要である。ＢＢＭが再循環段階の後に始まるときには、ＢＢＭ期間には同期型整流器を遮断しなければならず、それにより周期を反復する前に強制ダイオード回復が起こる。このように、従来技術による当該アプローチでは、高電位側ＭＯＳＦＥＴが導通する間、導通前遮断動作の間、及び軽負荷電流が逆転する間には、同期型ＭＯＳＦＥＴは常にオフし、非導通となる。

同期型整流器が軽負荷逆転状態でオフするようにバイアスされることで、同期型バック装置は、当該整流器がショットキーダイオードではなくシリコンＰＮダイオードとして実現されている点を除いて、従来のバックコンバータと同様に振る舞う。軽負荷の下でのバックコンバータの不連続動作における中間電圧Ｖ_ｘ及びインダクタ電流Ｉ_Ｌの波形を、図９Ａ〜９Ｃに例示する。

図９Ａは、インダクタ電流Ｉ_Ｌが、時刻ｔ_１に高電位側ＭＯＳＦＥＴがオンするときに流れ始め、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオフし、短いＢＢＭ期間（示されている当該時間スケールでは明瞭に例示するには短すぎる）の後、低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴがオンする点１６１かつ時刻ｔ_２まで増加する様子を例示している。図９Ａのインダクタ電流に対応して、図９Ｂに線１６２で例示される電圧Ｖ_ｘは、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの励磁期間において、おおよそＶ_ｂａｔｔに等しい。

短いＢＢＭ期間１６４の後に、低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴがオンし、ｔ_２からｔ_３の期間１６３にＶ_ｘを接地電位からわずかに低くする。この期間にインダクタ電流Ｉ_Ｌはゼロに向かって減少し、時刻ｔ３で、同期型整流ＭＯＳＦＥＴとインダクタの逆電流が
、低電位側ＭＯＳＦＥＴを遮断することによって妨げられる。

同期型整流ＭＯＳＦＥＴを遮断した直後に、電圧Ｖ_ｘの発振１６５が始まる。これらの発振は図１０の回路１７０に示すＲＬＣタンク回路に由来するものであり、ここで「タンク」は、空乏容量１７６と、ダイオード拡散容量１７５と、浮遊インダクタンス１７８と小信号ＡＣ直列抵抗１７７とを有する低電位側ＭＯＳＦＥＴ１７４を含んでおり、インダクタ１７１は、大きさｒ_ｃｏｉｌの巻線抵抗１７９を含んでいる。発振タンクは、フィルタキャパシタ１７２と負荷インピーダンス１７３とによって完成する。等価的なＬＣ共振周波数は発振の固有周波数を定めるが、減衰定数は等価的なＲＣ時定数によって定まる。ＰＮダイオード１７５の蓄積電荷も又、高電位側ＭＯＳＦＥＴ１８０と低電位側ＭＯＳＦＥＴ１７４の双方がオフしているときに、当該回路の発振挙動に影響を及ぼす。

高電位側ＭＯＳＦＥＴ１８０は、この期間にはオフのままであり、明瞭にするために開いたスイッチとして例示している。この状態で、インダクタンスＬのコイル１７１は、電流源として表すことはできない。なぜなら、発振は受動回路の共振周波数の付近で発生するものであり、著しく高いクロック周波数によって駆動されるものではないからである。発振１６５は、高電位側ＭＯＳＦＥＴ１８０がＰＷＭコントローラによってオンされ、コイル１７１が再び励磁される時刻ｔ_４まで続く。

図９Ｃは、同じ挙動を例示するが、ここでは発振１６６は発振１６５よりも早く終息する。時刻ｔ４での電圧Ｖｘは、主として受動回路網１７０と初めから存在する条件とに由来する多数のパラメータに依存する。図示のスケールでは、ＢＢＭ期間は負のＶｘ電圧の短いスパイクとして例示されているに過ぎない点に留意されたい。いずれにせよ、電圧Ｖｘの発振は、さらに望ましからぬ雑音の発生と、望ましからぬ電磁干渉（ＥＭＩ）の可能性とをもたらす。

同期型ブーストコンバータの動作
ＰＮダイオードの制御されない電荷蓄積に伴う同様の問題が、同期型ブーストコンバータで発生する。図１１に示す同期型ブーストコンバータ１９０は、Ｎチャネル型低電位側電力用ＭＯＳＦＥＴ１９１と、電池に接続されたインダクタ１９３と、「浮遊」同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１９２とを含んでおり、ＭＯＳＦＥＴ１９１及び１９２のゲートは、導通前遮断回路１９５によって駆動され、コンバータ９０の出力からのフィードバック電圧Ｖ_ＦＢであって、フィルタキャパシタ１９４に存する電圧に応じて、ＰＷＭコントローラ１９６により制御される。同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１９２は、そのソース及びドレイン端子が電源電圧、すなわち接地又はＶ_ｂａｔｔのいずれにも恒久的には接続されてはいないという意味で、「浮遊」しているものと考えられる。

ダイオード１９７は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１９２がＰチャネル型又はＮチャネル型の何れの装置であるかとは無関係に、当該同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１９２に固有のＰＮダイオードである。ショットキーダイオード１９９を、ＭＯＳＦＥＴ１９２と並列となるように含めても良いが、直列インダクタンス（不図示）を含む可能性がある。ダイオード１９８は、Ｎチャネル型低電位側ＭＯＳＦＥＴ１９１に固有のＰＮ接合ダイオードである。

電力が最初にコンバータ１９０に接続される始動時には、Ｖ_ｏｕｔは正電圧Ｖ_ｏｕｔ（０−）に予めバイアスされている。なぜなら、ダイオード１９７は順バイアスとなり、キャパシタ１９４を、電池入力電圧よりも順バイアス電圧降下分低い電圧、すなわちＶ_ｏｕｔ（０−）＝Ｖ_ｂａｔｔ−Ｖ_ｆまで充電するからである。予めバイアスされた後に、同期型ブーストコンバータ１９０の動作は表５に従って開始される。

同期型ブーストコンバータ１９０の動作は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１９２をオフにしたまま、低電位側ＭＯＳＦＥＴ１９１をその線形動作領域内でオンすること、すなわちＭＯＳＦＥＴ１９１を「スイッチ」として動作させることと、インダクタ１９３を励磁することとを伴う。コンバータ１９０の出力が、接地電位を超えるある電位、すなわち電圧Ｖ_ｏｕｔ（０−）に予めバイアスされているものとすると、ＭＯＳＦＥＴ１９１をオンすることにより、Ｖ_ｘが接地電位付近のある電圧に引っ張られ、ダイオード１９７が逆バイアスされる。

時刻ｔ_１には、低電位側ＭＯＳＦＥＴ１９１はオフし、インダクタ１９３は電圧Ｖ_ｘをＶ_ｏｕｔ（０−）を超える電位へ正方向に駆動し、順バイアスダイオード１９７と充電キャパシタ１９４とをＶ_ｂａｔｔよりも高い電圧へ駆動し、それによって入力電圧を「昇圧」する。図１２ＡのＶ_ｘの波形に示し、発振２０２として例示するように、電圧遷移２００は、Ｖ_ｏｕｔ＋Ｖ_ｆを超える電圧へ瞬間的にオーバシュートしリンギングする可能性がある。最終的にはインダクタ電圧はＶ_ｏｕｔ＋Ｖ_ｆに等しい電圧に落ち着くが、ここでＶ_ｏｕｔは１周期毎に徐々に上昇する。

インダクタがもはや励磁されなくなると、図１２Ｂに示すインダクタ電流Ｉ_Ｌは、そのピーク値２０８から一定の速度で減少し始める（直線２０９）。インダクタ電流Ｉ_Ｌは、図１２ＣのＩ_ｆ曲線２１２で示すように、最初に順バイアスダイオード１９７によって全て通される。

導通前遮断期間の後、時刻ｔ_２＝ｔ_１＋ｔ_ＢＢＭに、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１９２はオンし、ダイオード１９７からＭＯＳＦＥＴ１９２へ電流を分流させ、図１２Ａの曲線２０３で示すように、電圧Ｖ_ｘをＶ_ｂａｔｔ＋Ｉ・Ｒ_ＤＳ（ｓｙｎｃ ｒｅｃｔ）に低下させる。曲線２１４で示すＭＯＳＦＥＴドレイン電流Ｉ_Ｄは、図１２Ｃに曲線２１３で示すように、ダイオード１９７の電流Ｉ_ｆの大半に取って代わるが、Ｉ_Ｌは減少し続ける。

ある時間の後、ＰＷＭコントローラ１９６は、インダクタ１９３を再度励磁する必要があると判断し、それにより時刻ｔ３に同期型整流器１９２がオフし、電圧Ｖ_ｘがより高い電位（直線２０４）に復帰し、図１２Ｃの曲線２１５で示すように、ダイオード１９７が全インダクタ電流を通す。この第２のＢＢＭ期間に、電荷がＰＮダイオード１９７内に蓄積されるようになる。

その後、時刻ｔ_４＝ｔ_３＋ｔ_ＢＢＭに、低電位側ＭＯＳＦＥＴ１９１は再びオンするが、ダイオード１９７に蓄積された電荷のために、電圧Ｖ_ｘは瞬間には変化することができ
ない。ダイオード１９７が逆バイアスされ、ダイオード回復へ強制されるようになると、曲線２１６及び２１７で示すように、その電流は急速に減少し、オーバシュートし、かつ向きを逆転させる。これは、図５で先に述べた同じ逆回復終息特性と一致する。強制ダイオード回復は、図１２ＡにＶｘ遷移２０５で示すように、高いｄＶ／ｄｔをもたらし、さらに電圧のオーバシュート及びリンギング２０６をもたらし、それにより、順バイアスダイオード１９８を瞬間的に接地電位よりも低く引き下げ、危険にさらす可能性すら存する。高いスルーレートと電圧のオーバシュートとの結果、相当の雑音及びＥＭＩが発生する。

その後、コンバータ１９０はインダクタ１９３の励磁へと復帰し、電流は最小値２１０から一定速度（直線２１１）で上昇を始め、図１２Ａの直線２０７で示すように、低電位側ＭＯＳＦＥＴ１９１のドレインの電圧はＩ・Ｒ_ＤＳ（ｓｙｎｃ ｒｅｃｔ）と釣り合う。

同期型バックコンバータと同様に、同期型ブーストコンバータでは、インダクタを励磁する直前の導通前遮断期間での望ましからぬダイオード導通と電荷蓄積とによって、雑音の多い強制ダイオード回復が発生する。表５に示すように、従来技術による同期型ブーストレギュレータでは、浮遊同期型整流ＭＯＳＦＥＴ１９２は、低電位側ＭＯＳＦＥＴ１９１がオンして導通するときも、双方のＭＯＳＦＥＴがオフする導通前遮断期間においても、オンして導通することはない。

これら同期型バックコンバータと同様に、同期型ブーストコンバータも又、軽負荷での使用時に電流逆転を示し、電流逆転より先に同期型整流ＭＯＳＦＥＴがオフしなければ、低出力電流の下で効率が損なわれる。逆電流の流れを妨げつつ、同期型整流ＭＯＳＦＥＴをオフすると、不連続な導通とＬＲＣ発振とが生じ、望ましくない雑音が発生する。図１３Ａの波形に示すように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは、励磁期間の終了時である時刻ｔ_１に、そのピーク値２２０に達する。低電位側ＭＯＳＦＥＴ１９１の遮断によって、インダクタ電流が減少する（直線２２１）。この期間に、図１３Ｂに示す電圧Ｖ_ｘは、遷移（直線２２５）及びリンギング２２６を示し、最終的には導通前遮断期間後に、電圧をＶ_ｏｕｔ＋Ｉ・Ｒ_ＤＳ（ｓｙｎｃ ｒｅｃｔ）に等しい値にする（直線２２７）。しかしインダクタ電流が過度に小さいときには、同期型整流器を遮断しなければ、時刻ｔ_３において電流が向きを逆転させ（破線）、点２２３においてエネルギーを浪費する逆電流のピークに達する。

時刻ｔ_３で同期型整流器を遮断することにより、逆電流が妨げられ、コンバータの軽負荷効率が改善されるが、不都合なことに、電圧Ｖ_ｘは直ちに発振２２８を示し、電気及び放射雑音を発生させる。時刻ｔ_５に低電位側ＭＯＳＦＥＴ１９１は再びオンし、電流（直線２２４）がゼロから上昇するが、Ｖｘは高いｄＶ／ｄｔで急速な負方向の電圧遷移（直線２２９）を示し、それにより負の電圧オーバシュートと、さらなるリンギング及び雑音発生２３０が起こる可能性がある。発振２２８の間あるいはその後に、時刻ｔ_５が何時現れるかに依存して、この過渡状態は強制ダイオード回復を引き起こし、さらに雑音問題を深刻なものとする可能性がある。

このように、この従来技術による同期型ブーストコンバータでは、同期型ＭＯＳＦＥＴは、低電位側ＭＯＳＦＥＴが導通しているとき、導通前遮断動作の期間、及び軽負荷電流逆転の間には、常にオフし非導通となっている。

制御されないダイオード導通の他の効果
全負荷動作では、同期型バック及び同期型ブーストコンバータにおけるダイオード導通は、望ましからぬ電荷蓄積、急速な遷移挙動、及び強制ダイオード回復による雑音をもた
らす。高いスルーレートも又、誤った導通を引き起こしたり、基板雑音をもたらすことにより、変位電流誘起型のＣＭＯＳラッチアップを誘発したりする恐れがある。ＣＭＯＳラッチアップは、損傷を起こす恐れのある状態であって、集積回路は制御不能となり、寄生的なＰＮＰＮサイリスタが導通することによって大きな電流が流れる。

軽負荷状態では、ＭＯＳＦＥＴの電流逆転を防止するために、同期型整流ＭＯＳＦＥＴをオフし、コンバータを非同期型バック又は非同期型ブーストコンバータとして不連続モードで動作させるべきとする要求は、他の望ましからぬ発振及び雑音をもたらし、それにより、ＰＮダイオードの蓄積電荷が回路安定性にさらに影響を及ぼす可能性がある。

同期型バック及びブーストコンバータの様々な条件を、図１４のフローチャートに要約している。電源に接続されるＭＯＳＦＥＴに「スイッチ」という用語を用い、再循環を支援するダイオードと、並列の同期型整流ＭＯＳＦＥＴとにＳＲという用語を用いているので、同期型整流器を有するバック及びブーストコンバータの双方の構成の動作は、同一のフローチャートに従う。このフローは、励磁動作２４０からスタートする。ここでは、スイッチがオンし、その線形領域にあり、すなわち抵抗Ｒ_ＤＳとして振る舞い、同期型整流ＭＯＳＦＥＴはオフする。第１のＢＢＭ期間２４１への遷移に伴って、スイッチがオフする。この第１のＢＢＭ期間２４１には再循環２４２が続き、そこでは同期型整流器がオンする。第１のＢＢＭ期間２４１への遷移の間に雑音が発生する場合がある。

通常動作では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、その後の第２のＢＢＭ期間２４３にオフし、再び雑音を生じる。しかし軽負荷状態では、再循環状態２４２と電流逆転状態２４５とが発振の要領で交替し、そこでは同期型整流器が遮断して逆転状態２４５に入り、再び活性化されて状態２４２に戻る。発振と雑音が、逆転状態２４５の間に問題となる。軽負荷であるときには第２のＢＢＭ期間への遷移は、逆転状態２４３又は再循環状態２４２から直接に起こる可能性があるが、雑音特性は異なる。

第２のＢＢＭ期間２４３の後に、スイッチＭＯＳＦＥＴが一時的に飽和するときに、強制ダイオード回復２４４が始まり、相当の電気的雑音が生じる可能性がある。回復の後に、ＭＯＳＦＥＴスイッチが再び線形、すなわちＲ_ＤＳ動作領域に入り、励磁段階２４０が始まり、そして全周期が繰り返される。

このように、コンバータの動作の幾つかの段階、すなわち第１のＢＢＭ期間２４１の時、軽負荷電流逆転２４５の時、第２のＢＢＭ期間２４３の時、及び強制ダイオード回復状態２４４の時に、雑音が発生する。これらの全ての雑音発生状態は、ＰＮ接合ダイオードでの電荷蓄積を伴う。

結論として、同期型バック及び同期型ブーストコンバータでは、導通前遮断動作の時及び軽負荷状態の時に、制御されないダイオード導通及び電荷蓄積が生じ、望ましからぬ効率の喪失、望ましからぬ電気及び放射雑音の発生、及びその他多数の可能性有る問題、例えばオフ状態にあるＭＯＳＦＥＴが誤ってオンするなどの問題が引き起こされる。ＢＢＭ動作、発振、及び軽負荷時の低い効率に関する問題は、同期型ブースト及び同期型バックコンバータの双方に災いをもたらす。必要なことは、同期型整流器を有するスイッチング電源について、同期型整流ＭＯＳＦＥＴに付随するＰＮダイオード中の蓄積電荷の量を制御することによって、雑音の制御と効率の改善とを同時に行う手段である。

発明の概要
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、１対のＭＯＳＦＥＴとインダクタとを含んでいる。当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、バックコンバータ又はブーストコンバータを備えてい
ても良い。バックコンバータは、入力電源電圧にまたがる直列導電経路に接続された高電位側ＭＯＳＦＥＴ及び低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴと、これら２つのＭＯＳＦＥＴの共通の接続部とコンバータの出力端子との間の導電経路に接続されたインダクタとを含んでいる。この同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、アノードが負の電源電圧に接続されて、そのドレイン−ソース端子に並列の関係となるＰＮ接合ダイオードを含んでいる。ブーストコンバータは、入力電源電圧にまたがる直列導電経路に接続されたインダクタ及び低電位側ＭＯＳＦＥＴと、インダクタと低電位側ＭＯＳＦＥＴとの共通の接続部とコンバータの出力端子との間の導電経路に接続された浮遊同期型整流ＭＯＳＦＥＴとを含んでいる。この同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、カソードがコンバータの出力端子に接続されて、そのドレイン−ソース端子に並列の関係となるＰＮ接合ダイオードを含んでいる。いずれのタイプのコンバータも、代表的には、出力端子と接地端子とにまたがるキャパシタを含んでいる。

全負荷又は軽負荷状態の何れであれ、効率の喪失と望ましからぬ雑音を含む上記の問題は、バックコンバータの同期型整流ＭＯＳＦＥＴすなわち低電位側ＭＯＳＦＥＴ、及びブーストコンバータの浮遊ＭＯＳＦＥＴを、導通前遮断期間に電流源として動作させることによって、大きく低減ないし解消される。

軽負荷状態では、負荷電流が小さいか無視できるときには、同期型整流ＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させることによっても、リンギングと雑音が減少する。この動作モードは、負荷又はインダクタ電流を直接又は間接的に検出し、電流が逆転する前に同期型整流ＭＯＳＦＥＴのゲートバイアスを、低抵抗率スイッチ又は可変抵抗器のものから、被制御電流源のものへと変えることによって達成される。インダクタ電流の間接的計測は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴを横断する電圧の大きさと極性とを、その低抵抗状態のときに計測することによって為し得る。

それゆえ開示される同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、動作時に少なくとも次の２状態の間を交替する。すなわち、大きいゲートバイアスを伴う線形領域で動作する低抵抗状態、又は閾値に近い小さいゲートバイアスを伴う飽和領域で動作する制御された低電流状態である。これらの２つの状態は、コンバータの通常又は軽負荷動作の何れにおいても採用可能である。同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、Ｎチャネル型又はＰチャネル型の何れの装置を備えていても良い。

好ましい実施形態では、同期型スイッチングコンバータ中の同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、当該同期型整流ＭＯＳＦＥＴではないＭＯＳＦＥＴが低抵抗で完全にオンしているときには何時でも、飽和領域にある被制御低電流源として動作するようにバイアスされる。

別の実施形態では、コンバータが動作しているとき、すなわち固定出力電圧を調節しようとしているときには何時でも、同期型整流器はオフすること、すなわちゲートがソースに電気的に接続されてバイアスされることはない。

同期型整流ＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させることにより、同期型整流ＭＯＳＦＥＴに付随するＰＮダイオードからの電流が分流し、それによりＰＮダイオード中の蓄積電荷の量が減少する。それにより、望ましからぬ効率の喪失、望ましからぬ電気及び放射雑音の発生、及びその他多数の潜在的問題、例えばオフ状態にあるＭＯＳＦＥＴが誤ってオンするといった問題が低減される。

同期型整流ＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させるために、同期型整流ＭＯＳＦＥＴのためのゲート駆動回路は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴのゲートを閾値付近の電圧に維持し、当該ＭＯＳＦＥＴを飽和動作領域に入るようにバイアスし、実質的に固定されるか又は制御された値のドレイン電流を、例えば数十から数百マイクロアンペアの範囲で、ドレイン
電圧に比較的依存しないように維持する。

同期型整流ＭＯＳＦＥＴの飽和電流は、予め定められた値であっても良く、あるいは全負荷電流のある比率、すなわち高電流線形領域動作時のインダクタ電流のある比率、あるいは他の何らかの変数の関数で変化しても良い。同期型整流ＭＯＳＦＥＴの電流源としての動作は、電流を検出して精度良くドレイン電流を制御するためにフィードバックを用いるか、又はゲートバイアスを設定するためにカレントミラーを用いて、電力用ＭＯＳＦＥＴのゲートを、ある大きさの電流にトリミングされるか又はトリミングされない固定ゲート電圧にバイアスすることを含んでいて良い。ドレイン電流は、例えばＤ／Ａコンバータの出力でＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動するなど、プログラム可能なゲート電圧を用いて調節しても良い。

パルス幅変調コントローラと導通前遮断回路と共に、ゲート駆動回路は同期型整流ＭＯＳＦＥＴを、当該ＭＯＳＦＥＴが低抵抗状態を示すオン状態と、当該同期型整流ＭＯＳＦＥＴが電流源として機能する低電流状態との間で切り替える。スイッチングレギュレータが長時間動作するものでなければ、同期型整流ＭＯＳＦＥＴを完全に遮断することは随意である。

図１Ａは、従来のバックコンバータの概略回路図を示す。 図１Ｂは、従来の同期型バックコンバータの概略回路図を示す。 図２Ａは、従来のバックコンバータの動作時の中間電圧のグラフである。 図２Ｂは、従来の同期型バックコンバータの動作時の中間電圧のグラフである。 図３Ａは、ショットキーダイオード整流器のＩ−Ｖ特性を例示する。 図３Ｂは、同期型整流ＭＯＳＦＥＴのＩ−Ｖ特性を例示する。 図４Ａは、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオフした直後の同期型バックコンバータの動作を例示する等価回路図である。 図４Ｂは、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオンした直後の同期型バックコンバータの動作を例示する等価回路図である。 図４Ｃは、高電位側ＭＯＳＦＥＴが完全エンハンスト型オン状態スイッチとしてオンした直後の同期型バックコンバータの動作を例示する等価回路図である。 図５は、順バイアスから逆バイアス状態へのダイオードの切り替えに続いて起こる強制ダイオード回復の期間のダイオードの電流と電圧を示すグラフである。 図６Ａは、高ｄＶ／ｄｔ時の同期型整流器のスルーレートによる誤導通の等価回路図である。 図６Ｂは、図６Ａに示す等価回路中の様々な電圧及び電流の波形を示すグラフである。 図７は、ＭＯＳＦＥＴからの電流を分流するのに用いられるショットキーダイオードの等価回路図である。 図８Ａは、全負荷で動作する同期バックコンバータ中のインダクタ電流のグラフである。 図８Ｂは、ゼロ最小インダクタ電流で動作する同期バックコンバータ中のインダクタ電流のグラフである。 図８Ｃは、軽負荷状態で電流の逆転を伴って動作する同期バックコンバータ中のインダクタ電流のグラフである。 図９Ａは、軽負荷逆転状態でオフにバイアスされる同期型整流器を有する同期型バックコンバータ中のインダクタ電流のグラフである。 図９Ｂは、同期型整流器がオフした後に生じる発振を示す中間電圧のグラフである。 図９Ｃは、同期型整流器がオフした後に生じ得る減衰発振を示す中間電圧のグラフである。 図１０は、同期型整流器のオフした後に続く軽負荷状態での同期型バックコンバータの等価回路である。 図１１は、従来の同期型ブーストコンバータの概略回路図である。 図１２Ａは、同期型ブーストコンバータの動作時の中間電圧のグラフである。 図１２Ｂは、同期型ブーストコンバータの動作時のインダクタ電流のグラフである。 図１２Ｃは、同期型ブーストコンバータの動作時のダイオードと同期型整流器の電流のグラフである。 図１３Ａは、軽負荷状態での同期型ブーストコンバータの動作時のインダクタ電流のグラフであり、逆電流を示している。 図１３Ｂは、軽負荷状態での同期型ブーストコンバータの動作時の中間電圧のグラフである。 図１４は、同期型バック及びブーストコンバータの軽負荷動作を含む動作フローチャートである。 図１５Ａは、本発明による低雑音同期型バックコンバータの概略回路図であり、固定バイアス駆動回路を含んでいる。 図１５Ｂは、本発明による低雑音同期型バックコンバータの別の実施形態の概略回路図であり、カレントミラー駆動回路を含んでいる。 図１６Ａは、図１５Ａに示したコンバータの動作時の低電位側ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧のグラフである。 図１６Ｂは、図１５Ａに示したコンバータの動作時の低電位側ＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧のグラフである。 図１７は、本発明による同期型バックコンバータの同期型整流ＭＯＳＦＥＴのＩ−Ｖ動作特性のグラフである。 図１８Ａは、低電位側ＭＯＳＦＥＴがオフした直後の導通前遮断期間のバックコンバータの等価回路である。 図１８Ｂは、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオンした直後のバックコンバータの等価回路である。 図１８Ｃは、高電位側ＭＯＳＦＥＴが再び線形動作領域にあるときにダイオード回復が完了した後のバックコンバータの等価回路である。 図１９Ａは、ダイオード回復中の低電位側ＭＯＳＦＥＴの電流を、図５の等価波形に重ねて示す。 図１９Ｂは、ダイオード回復中の低電位側ＭＯＳＦＥＴの電圧を、図５の等価波形に重ねて示す。 図２０Ａは、全負荷動作時の従来の同期型バックコンバータに対してインダクタ電流、出力電圧、中間電圧及びゲート電圧をシミュレートした波形を示す。 図２０Ｂは、全負荷動作時の本発明によるバックコンバータに対してインダクタ電流、出力電圧、中間電圧及びゲート電圧をシミュレートした波形を示す。 図２０Ｃは、高いバイアス電流での本発明によるバックコンバータに対してインダクタ電流、出力電圧、中間電圧及びゲート電圧をシミュレートした波形を示す。 図２１は、軽負荷動作時の本発明によるバックコンバータの等価回路図である。 図２２Ａは、軽負荷状態での本発明によるバックコンバータのインダクタ電流の波形を、図９Ａの従来のバックコンバータのもの（破線）と比較したグラフである。 図２２Ｂは、軽負荷状態での本発明によるバックコンバータの中間電圧の波形を、図９Ｂの従来のバックコンバータのもの（破線）と比較したグラフである。 図２３Ａは、軽負荷動作時の従来の同期型バックコンバータに対してインダクタ電流、出力電圧、中間電圧及びゲート電圧をシミュレートした波形を示す。 図２３Ｂは、軽負荷動作時の本発明によるバックコンバータに対してインダクタ電流、出力電圧、中間電圧及びゲート電圧をシミュレートした波形を示す。 図２４は、本発明による同期型ブーストコンバータの概略回路図である。 図２５Ａは、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄとゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓの関数としての規格化されたドレイン電圧のグラフである。 図２５Ｂは、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄとゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓの関数としての規格化されたドレイン電圧のグラフである。

発明の記述
本発明の１つの実施形態によれば、低減された雑音と改善された効率とを有するＤＣ／ＤＣスイッチング変換及び電圧調節の新たな方法は、オフすることがなく、その代わりに、低抵抗高電流状態と、低電流被制御電流源モードとの間で交替する同期型整流ＭＯＳＦＥＴを用いる。特に、導通前遮断動作時及び軽負荷状態時に同期型整流器を完全にはオフさせないことによって、一瞬間に順バイアスされるＰＮダイオードの蓄積電荷に関係して、効率の喪失、高いｄＶ／ｄｔ遷移、望ましからぬ雑音、リンギング、不安定性、及びＭＯＳＦＥＴの望ましからぬ導通を含む上述の問題が解消されるか、又は著しく低減される。当該方法は、同期型バック降圧及び同期型ブースト昇圧コンバータの双方に適用可能であり、Ｎチャネル又はＰチャネルＭＯＳＦＥＴの何れを備える同期型整流器にも有用である。

本発明の別の実施形態では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、主ＭＯＳＦＥＴがオンする直前の導通前遮断（ＢＢＭ）期間、及び軽負荷動作時に、低電流被制御電流源モードで動作するが、同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、主ＭＯＳＦＥＴ、すなわち同期型整流ＭＯＳＦＥＴではない電力用ＭＯＳＦＥＴが低抵抗状態で導通するときには、完全にオフしても良い。

動作の原理
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、少なくとも２つの状態、すなわち低抵抗高電流状態と、被制御低電流状態との間で交替する。ある実施形態では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴが、例えばゲートをソース電位に接続したり、ゲートを閾値電圧よりも２桁以上低い大きさの電圧にバイアスしたりすることにより、完全にオフするような状態は発生しない。

別の実施形態では、同期型整流器は、周期中のある点では完全にオフしても良いが、主ＭＯＳＦＥＴがオンする直前の導通前遮断期間では完全にはオフしない。好ましい実施形態では、開示された同期型整流器は、常時少なくとも僅かに導通しており、数マイクロアンペアからせいぜい数百マイクロアンペアの範囲で、ある最小の電流を通す。

同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、コンバータの通常又は軽負荷動作において、動作中にこれら２つの状態、すなわち、低抵抗高電流状態と被制御低電流状態との間で交替する。

高導電性低抵抗状態では、同期型整流器は、大きいゲート−ソース間バイアス、例えば電池入力又は５Ｖによって線形領域にバイアスされ、特有の勾配１／Ｒ_{ＤＳ（ｏｎ）}を有する線形のドレイン電流対ドレイン電圧関係を示す。

短絡状態を除いて、この状態でのＭＯＳＦＥＴのドレイン電流は、オームの法則に基づいてドレイン電圧により定まる。最大ドレイン電流は、電力用ＭＯＳＦＥＴの寸法によっ
て、３００ｍＡから２０アンペアを超える値であり得る。この高伝導性低抵抗状態は、従来の同期型整流ＤＣ／ＤＣコンバータの動作と、本発明によるコンバータの動作との双方に存在する。

本発明によれば、第２の低電流状態では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、閾値付近の小さいゲートバイアスにより飽和領域で動作する被制御電流源として振る舞う。同期型整流ＭＯＳＦＥＴのゲートバイアスは、数マイクロアンペアから高々数百マイクロアンペア、すなわち先の段落で述べたように、同期型整流ＭＯＳＦＥＴの高導電性低抵抗状態でのチャネル電流より何桁も小さいＭＯＳＦＥＴのチャネル電流をもたらすように設定される。この飽和チャネル電流は小さくても良いが、それは、同期型整流ＭＯＳＦＥＴが高電流を通さないとき、すなわちコンバータの他方の（主）ＭＯＳＦＥＴが高導電性低抵抗状態で動作しているときには、チャネルを完全にオフすることによって、同期型整流ＭＯＳＦＥＴのあらゆるチャネル電流又は漏れを防止しようとする従来技術の一般的見識には反するものである。

同期型整流ＭＯＳＦＥＴに固有のドレイン−ボディ間ダイオードが逆バイアスされるとき、すなわち第１象限にあるときには、装置を流れる唯一の電流はチャネル電流である。この状態は、バックコンバータに対してはＶ_ｘがコンバータの入力電圧付近にあるとき、ブーストコンバータではＶ_ｘが接地電位付近にあるときに起こる。

しかし同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、第３象限でも動作することができ、そこでは、当該ＭＯＳＦＥＴがオンしているとき、すなわち電流がそのチャネルを流れているときに、当該ＭＯＳＦＥＴに固有のドレイン−ボディ間ダイオードが順バイアスされる。この状態は、同期型バックコンバータでは、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオフするときに何時でも起こり、同期型ブーストコンバータでは、低電位側ＭＯＳＦＥＴがオフするときに何時でも起こる。第３象限では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴのチャネルが、電流をドレイン−ボディ間並列ダイオードから分流させる。このような状態では、小量のチャネル導通さえも、順バイアスされた並列ダイオード中の蓄積電荷を著しく減少させ、効率を高め、雑音を減らす。

この方法で同期型整流ＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させると、同期型整流ＭＯＳＦＥＴに付随するＰＮダイオードから電流が分流し、それによりＰＮダイオード中の蓄積電荷の量が低減される。これにより、望ましからぬ効率の喪失、望ましからぬ電気及び放射雑音の発生、及びオフ状態にあるＭＯＳＦＥＴの誤導通などのその他多数の潜在的問題が低減される。

このように、本発明の好ましい実施形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ中の同期型整流ＭＯＳＦＥＴが、高導電性低抵抗線型状態で動作するように大きなゲート駆動でバイアスされてはいないときには何時でも、それはオフしておらず、代わりに閾値に近く低いゲート−ソース間電圧によって飽和動作領域にバイアスされており、実質的に固定されたドレイン電流の値、又はドレイン電圧に比較的依存しない被制御ドレイン電流の値を維持する。

同期型バックコンバータ中の高電位側ＭＯＳＦＥＴ、又は同期型ブーストコンバータ中の低電位側ＭＯＳＦＥＴは、従来の方法で動作して良く、大きなゲートバイアスでバイアスされた線形領域での低抵抗状態、又は代表的にはゲートがソースに電気的に接続されることで実質的に導通しないオフ状態の２つの状態の間で交替して良い。

本発明によれば、通常負荷状態での同期型バックコンバータの動作は２つの基準を伴う。第１の基準は、少なくとも高電位側ＭＯＳＦＥＴがオンする直前の導通前遮断期間に、低電位側同期型整流器は、飽和動作領域でオン状態にバイアスされ、被制御低電流を通す
、というものである。第２の基準は、高電位側ＭＯＳＦＥＴが高導電性かつ低抵抗状態にバイアスされるときと同時には、低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴは高導電性かつ低抵抗状態にバイアスされない、というものである。

さらに、本発明によるバックコンバータの動作では、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオンし、低抵抗状態で動作するようになった後に、低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、例えばゲートがソースに短絡されることにより完全オフ状態にバイアスされても良く、あるいはそれに代えて、低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、被制御低電流を通す飽和動作領域でオン状態にバイアスされたままであっても良い。便宜上、低電位側同期型整流器が低抵抗を有するオン状態にないときには何時でも、それが被制御低電流を通す飽和動作領域でオン状態にバイアスされるという回路を実現する方が、より容易である可能性がある。

本発明によれば、通常負荷状態での同期型ブーストコンバータの動作も又、２つの基準を伴う。第１の基準は、少なくとも低電位側ＭＯＳＦＥＴがオンする直前の導通前遮断期間に、浮遊同期型整流器は、飽和動作領域でオン状態にバイアスされ、被制御低電流を通す、というものである。第２の基準は、低電位側ＭＯＳＦＥＴが高導電性低抵抗状態にバイアスされるときと同時には、浮遊同期型整流ＭＯＳＦＥＴは高導電性低抵抗状態にバイアスされない、というものである。

さらに、本発明による同期型ブーストコンバータの動作では、低電位側ＭＯＳＦＥＴがオンし、低抵抗状態で動作するようになった後に、浮遊同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、例えばゲートがソースに短絡されることにより完全オフ状態にバイアスされても良く、あるいはそれに代えて、浮遊同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、被制御低電流を通す飽和動作領域でオン状態にバイアスされたままであっても良い。便宜上、浮遊同期型整流器が低抵抗を有するオン状態にないときには何時でも、それが被制御低電流を通す飽和動作領域でオン状態にバイアスされるという回路を実現する方が、より容易である可能性がある。

表６は、同期型バック及び同期型ブーストコンバータの双方に適用可能なＤＣ／ＤＣ同期型コンバータとレギュレータとの動作状態を要約している。

軽負荷動作時には、同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、被制御低電流を一定で導通する飽和領域でオン状態にしておくのが望ましい。別の実施形態では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、少なくとも、同期型整流器がもはや大きなゲート駆動によって低抵抗状態へバイアスされなくなった後のある期間には、被制御低電流を通す飽和領域でオン状態にとどまらなければならない。表７は、ＤＣ／ＤＣ同期型コンバータの軽負荷動作状態を要約している。示される通り、励磁中及び再循環前のＢＢＭ期間には、同期型整流器の導通は任意であるが、逆転中、及び主ＭＯＳＦＥＴが再度オンする直前のＢＢＭ期間では、同期型整流ＭＯＳＦＥＴのある導電レベルを維持することが重要である。

低雑音バックコンバータの実施
本発明による同期型バックコンバータ３００の例を図１５Ａに示す。同期型バックコンバータ３００は、電力用ＭＯＳＦＥＴ３０７、インダクタ３１０、同期型整流電力用ＭＯＳＦＥＴ３０８、及び出力フィルタキャパシタ３１１を含んでいる。ＭＯＳＦＥＴ３０７の動作は、パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ３０１によって制御され、ゲートバッファ３０３によってＭＯＳＦＥＴ３０７のゲートが駆動される。ＰＷＭコントローラ３０１は、固定周波可変パルス幅動作を暗示するように「ＰＷＭコントローラ」と称されるが、それに代えて、可変周波数又はクロック周期が可変のパルス周波変調（ＰＦＭ）モードで動作しても良く、それに代えて、負荷と入力の条件に依存して、ＰＦＭとＰＷＭのモード間で切り替わっても良い。ここで用いられるように、「ＰＷＭコントローラ」という用語は、これら全ての選択肢を含むものである。

代表的には電池又は他の電力供給装置である電源から同期型バックコンバータ３００に供給されるエネルギーは、ＭＯＳＦＥＴ３０７によって切り替えられ、あるいは開閉される。ＭＯＳＦＥＴ３０７は、正端子が電池又は電力供給装置に接続されて、インダクタ３１０の電流を制御する「高電位側」スイッチのように動作する。

ＭＯＳＦＥＴ３０７のスイッチング動作とオン時間を制御してインダクタ３１０の電流
を制御することにより、インダクタ３１０の磁界に蓄積されたエネルギーを動的に調節して、出力フィルタキャパシタ３１１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを制御することができる。出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとしてＰＷＭコントローラ回路３０１の入力にフィードバックされ、ＭＯＳＦＥＴ３０７の反復的なスイッチング動作を通じてインダクタ３１０の電流Ｉ_Ｌを制御する。

ゲートバッファ３０４によってＭＯＳＦＥＴ３０７とは位相を異ならせて駆動されることにより、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３０８は、ＭＯＳＦＥＴ３０７がオフしているときに導通する。ＭＯＳＦＥＴ３０８は、その正端子がインダクタ３１０すなわち中間電圧Ｖ_ｘが存在する接続部に接続され、負端子が回路接地に接続されて、「低電位側」スイッチのように動作し、ダイオード３０９を流れる電流を分流させる。ダイオード３０９は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３０８に寄生するＰＮ接合であり、ＭＯＳＦＥＴ３０８のドレイン及びソースと並列の関係にある。それゆえダイオード３０９は、ＭＯＳＦＥＴ３０７及び３０８の双方がオフする短時間のみ、すなわち「導通前遮断」期間のみに、過渡電流のある部分を分流させる並列容量に支援されて、相当量の電流を通す。

導通前遮断（ＢＢＭ）回路３０２は、ＭＯＳＦＥＴ３０７及び３０８が同時に導通して、コンバータ３００の入力及び電源を短絡又は「クローバ」することのないように保証することにより、貫通導通を防止する。この短いＢＢＭ期間に、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３０８と並列の関係にあるダイオード３０９は、ＭＯＳＦＥＴ３０８の固有容量と共に、インダクタ３１０を流れる電流Ｉ_Ｌを通さなければならない。導通前遮断期間は、各々の全周期に２度現れ、１度目は、高電位側ＭＯＳＦＥＴ３０７がオフした直後で同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３０８がオンする前の過渡期であり、２度目は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３０８がオンする期間が終了した後で、かつ高電位側ＭＯＳＦＥＴ３０７がオンする直前である。ゲートバッファ３０４に接続された電圧源３０６は、ゲートバッファ３０４が、低電位側ＭＯＳＦＥＴ３０８をオフさせるのではなく、そのゲートバイアスを閾値電圧付近、閾値電圧又はそれより僅かに高く、すなわちＶ_ＧＳ≠０にすることで、電流源となるように低電位側ＭＯＳＦＥＴ３０８にバイアスを掛けることを保証する。

電圧源Ｖ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}３０６は、幾つもの方法で構成することができる。例えば電圧源３０６は、ＭＯＳＦＥＴ３０８の望ましいドレイン電流に対応した電圧を生成する付加的な回路によってスケールが高く又は低く変えられるバンドギャップ電圧基準の出力であっても良い。例えば、バンドギャップ１．２Ｖの電圧基準電圧がＭＯＳＦＥＴの閾電圧よりも著しく高い場合には、高過ぎる電流が生じる。このような場合には、バンドギャップ電圧は抵抗分圧器を用いて低くして、望ましいＶ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}の値を生成し、それにより望ましいドレイン電流を生成することができる。あるいは、バンドギャップ１．２Ｖの電圧基準電圧がＭＯＳＦＥＴの閾電圧よりも著しく低い場合には、小さ過ぎるドレイン電流が生じる。このような場合には、バンドギャップ電圧は増幅器又はＶ_ＢＥ逓倍回路を用いて高くして、望ましいＶ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}の値を生成し、それにより望ましいドレイン電流を生成することができる。

低飽和電流のためのゲートバイアスの制御
図１５Ａは、ＭＯＳＦＥＴ３０８に特定のドレイン電流制限を実現するために同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３０８のゲートにゲートバイアスＶ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}が印加される例を示している。特定のドレイン電流を生成するのに要するＶ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}の理論値は、ＭＯＳＦＥＴの飽和電流についての周知の方程式から決定することができる。すなわち、

ここで、μは多数キャリア移動度であり、Ｃ_ｏｘはＣ_ｏｘ＝ε_ｏｘ／ｘ_ｏｘで与えられるゲート容量であり、ｘ_ｏｘはゲート酸化膜の厚さであり、Ｌは有効チャネル長であり、ＷはＭＯＳＦＥＴのゲート幅であり、Ｖ_ｔはその閾電圧であり、ｋはＭＯＳＦＥＴの相互コンダクタンス因子として知られ、与えられたゲート電圧Ｖ_ＧＳに対してＭＯＳＦＥＴがどのくらいの量の電流を通すことができるか、を記述するものである。この方程式を書き直すと次の関係が得られる。

この方程式は、電流Ｉ_Ｄｓａｔを生成するのに要するＶ_ＧＳが、閾値Ｖ_ｔよりも、（２・Ｉ_Ｄｓａｔ／ｋ）の平方根で定義される、ある過剰駆動因子だけ大きい電圧であることを例示している。ＭＯＳＦＥＴが、より大きいゲート幅又はより短いチャネル長を有するならば、相互コンダクタンス因子ｋはより大きくなり、与えられた電流を通すのにより小さい過剰駆動で足りる。

この方程式によれば、特定の電流を通すのに要するゲート駆動は、十分に理解されかつ予測可能である。残念なことに、この方程式は「強反転」と称されるある仮定の下で導かれたもので（Ｔｓｉｖｉｄｉｓ著，“Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ Ｔｈｅ ＭＯＳ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＭＯＳトランジスタの動作とモデル化）”，Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ（１９９９），ｐｐ．１５０−１６９参照。これは参照により本願に組み込まれる）、ゲートが閾電圧よりも高くバイアスされているときにのみ妥当なものである。ゲートが閾電圧の付近にバイアスされるときには、装置は中程度の反転状態で動作し、ドレイン電流の方程式は異なったものとなる。例えば、先の方程式は、Ｖ_ＧＳ＝Ｖ_ｔに対しては、ゼロドレイン電流を予測する。

実際には、装置は閾値において、また、それよりも低くても、電流を通し続ける。閾値よりも低いゲートバイアスに対して、いわゆる「サブ閾値領域」では、ドレイン電流は、ある低いゲートバイアスにおいてドレイン電流が、チャネルと並列の関係にあるＰＮ接合ダイオードを流れる漏れ電流のみを含む一定値に達するまで、ゲート電圧に対して指数関数的に減少する。ドレイン電流が主として漏れ電流のみであるときには、ＭＯＳＦＥＴは明らかに「オフ」している。これは、例えばゲート電圧が閾電圧よりも数桁低い大きさである場合に起こる。例えばＭＯＳＦＥＴが閾電圧Ｖ_ｔ＝０．８Ｖを有するならば、ゲート電圧Ｖ_ＧＳ≦８ｍＶに対して、装置は明らかにオフしており、接合漏れ電流のみを通す。

閾値の上下数百ミリボルトのゲートバイアス、例えばＶ_ＧＳ＝Ｖ_ｔ±４００ｍＶのゲートバイアスに対しては、飽和ドレイン電流が劇的に変化する。特定の望ましいドレイン電流を生成するゲートバイアスを拾うのは難しく、製造誤差を考慮するときには特に困難である。電圧源３０６を固定値に設定すると、ＭＯＳＦＥＴ３０８の飽和ドレイン電流にはロット間の広いばらつきが生じる。それゆえ、固定ゲートバイアス方法を用いるときは、製品は特定範囲のドレイン電流に適合するように、おそらく選別されることになろう。例えば、携帯用機器に使用され、固定バイアスを有する１Ｗのスイッチングレギュレータに対するドレイン電流の選別限界は、表８に示す特定の範囲を含んでいる可能性がある。

小電力機器（代表的には、ＭＯＳＦＥＴが完全にオンしたときにドレイン電流が０．５Ａから５Ａの範囲にある）では、過大な飽和電流が電力を浪費し、低減されたダイオード回復損失によって相殺されなければ、コンバータの全効率を引き下げる恐れがある。大電力コンバータ（代表的には、ＭＯＳＦＥＴが完全にオンしたときにドレイン電流が５Ａから５０Ａの範囲にある）では、このような小さい損失は無視することができ、雑音上の利益が、より高いバイアス電流においてさえも、効率へのあらゆる影響の不利益を埋め合わせる可能性がある。低い方の限界も存在することに留意されたい。すなわち、低電流飽和モードでドレイン電流がある特定値よりも低下すると、ダイオード電流を分流させ当該ダイオードの蓄積電荷を減少させるという開示技術の利益は、減じられるか、全く失われる。

代表的には、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流は、その飽和低電流状態において、ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇＳがゼロに等しいときのＭＯＳＦＥＴを流れる漏れ電流の大きさよりも、少なくとも１又は２桁大きく（すなわち、１０から１００倍）、ＭＯＳＦＥＴが完全オン状態にあるときのＭＯＳＦＥＴを流れる電流の大きさの１又は２桁小さい（すなわち、１％から１０％）値を超えない。ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓは、その飽和低電流状態において、代表的にはその外挿閾電圧の１０％から１２５％の範囲にあり、好ましくは、外挿閾電圧の２５％から１００％の範囲にある。外挿閾電圧は、Ｄｉｅｔｅｒ Ｋ． Ｓｃｈｒｏｄｅｒ， “Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｍａｔｅｒｉａｌ ａｎｄ Ｄｅｖｉｃｅ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ（半導体材料及び装置の特性解析）”（１９９０）で定義されており、これは参照により本願に組み込まれる。

図２５Ａと２５Ｂは、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄとゲート−ソース間電圧Ｖ_ｇｓの関数としての規格化されたドレイン電流、すなわちゲート幅Ｗ（μＡ／μｍ単位）で除算されたドレイン電流Ｉ_ｄのグラフである。双方の図において、Ｙ軸は対数スケールでプロットされており、“ｆａｓｔ”、“ｔｙｐｉｃａｌ”、“ｓｌｏｗ”曲線は、装置の外挿閾電圧に影響を及ぼすプロセス変動を表している。この例でＭＯＳＦＥＴは、Ｎチャネル装置であり、温度は２７°Ｃであり、チャネル長は０．６μｍであるが、これは別の値でも良い。

図２５Ａは、０Ｖから５ＶのＶ_ｄｓの範囲にわたる規格化ドレイン電流対ドレイン電圧を示す。上の方の曲線２５０は、Ｖ_ｇｓ＝５Ｖのときの規格化ドレイン電流を示しており、完全オン状態を代表しており、下の方の曲線２５２は、Ｖ_ｇｓ＝０．４Ｖのときの規格化ドレイン電流を示しており、低電流状態を代表している。完全オン状態では、プロセス変動はドレイン電流に著しい影響を及ぼさないが、プロセス変動は低電流状態ではドレイン電流に１桁の大きさの変化をもたらす。しかしプロセス変動があっても、低電流状態でのドレイン電流は、常に完全オン電流よりもはるかに低くなり、それによって、低電流状
態での電力損失が著しく低減される。この例では、差異は少なくとも４桁の大きさである。

図２５Ｂは、Ｖ_ｇｓがゼロから１．６Ｖの範囲で、Ｖ_ｄ＝０．４Ｖのときの規格化ドレイン電流をＶ_ｇｓの関数として示している。この例では、Ｖ_ｇｓがゼロであるときには、規格化ドレイン「漏れ」電流は、１ｘ１０^−８から１ｘ１０^−６μＡ／μｍの範囲にあるが、完全オン状態では、Ｖ_ｇｓは１．６Ｖよりはるかに大きく、規格化ドレイン電流は１０μＡ／μｍよりも大きい。低電流状態では、Ｖ_ｇｓは例えば約０．４Ｖとすることができ、このとき漏れ電流と完全オン電流との間にある規格化ドレイン電流を与える。この例では、Ｖ_ｇｓ＝０．４Ｖのときにドレイン電流は、漏れ電流よりも約４桁大きく、完全オン電流よりも約４桁低くなる。他の実施形態では、低電流状態でのＶ_ｇｓはドレイン電流を、漏れ電流と完全オン電流との間にある別の値となるように調節することができる。

自然な分布が与えられる場合には、表８中の「良」及び「最良」の部類に入る装置の収量は、受け入れ難いほどに低い可能性がある。閾電圧を厳しく制御したり、製品を性能によって分類したりすることとは別に、受け入れがたい歩留まり損を被ることなく、Ｉ_{ＤＢＩＡＳ}電流をより精度の良いものにするのに他の技術が存する。かかる１つの技術は、ドレイン電流を計測しつつ能動的にＶ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}電圧をトリミングする、すなわち調節することを伴うものである。電圧基準の代表的なトリミングは、望ましいドレイン電流を生成するようＶ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}電圧を恒久的に調整するために、一連の直列接続された抵抗素子を、ヒューズ、１回プログラム可能なＭＯＳＦＥＴ、又はＥＰＲＯＭメモリ装置により接続又は短絡することにより達成される。トリミングは、製造プロセスの一部として、１回のみ行われる。

別の方法は自己修正であり、望ましい基準電流と比較される計測されたドレイン電流のフィードバックを用い、計測された電流またはそのスカラー倍が基準電流と等しくなるまでＶ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}の値を調節するのに、これら２つの電流の間の誤差信号を用いるものである。このような方法は、閾値のばらつきの影響を完全に消し去る。

閾電圧に敏感でない別の技術は、モノリシックに作られた２つの装置の間のマッチングに依拠するものである。図１５Ｂは、本発明による同期型バックコンバータについて、このような別の実施形態を示している。同期型バックコンバータ３２０は、高電位側電力用ＭＯＳＦＥＴ３３０と、インダクタ３３１と、低電位側同期型整流電力用ＭＯＳＦＥＴ３２６と、出力フィルタキャパシタ３３２とを含んでいる。ＭＯＳＦＥＴ３３０の動作は、パルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ３２１によって制御され、ＣＭＯＳ対を備えるＭＯＳＦＥＴ３２８及び３２９を含むゲートバッファ３３４が、ＭＯＳＦＥＴ３３０のゲートを駆動する。ＢＢＭ回路３２２は、ＭＯＳＦＥＴ３２６と３３０が高電流を同時には流さないことを保証することによって、貫通導通を防止する。ダイオード３２７は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３２６に寄生するＰＮ接合であり、ＭＯＳＦＥＴ３２６のドレインとソースと並列の関係にある。

同期型バックコンバータ３２０は、図１５Ａに示した同期型バックコンバータ３００とは、低電位側ＭＯＳＦＥＴ３２６がカレントミラー３３３でバイアスされている点を除いて同様である。カレントミラー３３３は、低電位側ＭＯＳＦＥＴ３２６と、カレントミラーＭＯＳＦＥＴ３２４とを含んでいる。ＭＯＳＦＥＴ３２４のゲートは、ＭＯＳＦＥＴ３２６のゲートに接続され、ＭＯＳＦＥＴ３２４のゲートとドレインとは互いに短絡され、かつバイアス抵抗器３２５を通じて電池電圧Ｖ_ｂａｔｔに接続されている。それゆえＭＯＳＦＥＴ３２４と３２６は結合してカレントミラー３３３を構成し、ＭＯＳＦＥＴ３２６を流れる電流は、ＭＯＳＦＥＴ３２４を流れる電流を「鏡映」する。ＭＯＳＦＥＴ３２３は、カレントミラー３３３とＶ_ｂａｔｔとの間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ３２３を
オンさせると、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３２６のゲートがＶ_ｂａｔｔに接続されることによって、カレントミラー３３３が「短絡」し、ＭＯＳＦＥＴ３２６が低抵抗スイッチとなる。

ＭＯＳＦＥＴ３２４と３２６は、モノリシックに作られるので、それらの電気的特性はマッチングしている。ＭＯＳＦＥＴ３２４を所与の電流及び電流密度にバイアスすることによって、バイアス電圧Ｖ_{ＧＳ（ＢＩＡＳ）}が、閾値の変動をその電圧に含めるような方法で生成される。ＭＯＳＦＥＴ３２６は装置３２４と同一に作られるので、同一のゲートバイアスでバイアスすることによって、同一の電流密度を有するＭＯＳＦＥＴが実現し、比率ｎで規格化することにより、プロセスパラメータに依存せず大きさが比例する電流が得られる。

図１５Ａ、図１６Ａ及び図１６Ｂに示すコンバータ３００を再度参照すると、コンバータ３００の動作時の低電位側ＭＯＳＦＥＴ３０８のゲート電圧Ｖ_ＧＳ及びドレイン電圧Ｖ_ｘの各々のグラフである。図１６Ａは、時刻ｔ_２前及び時刻ｔ_３後に、ＭＯＳＦＥＴ３０８のゲートがゼロ（直線３５４）に等しくないバイアス電圧Ｖ_ＧＳ（ｂｉａｓ）（直線３５１）にバイアスされることを示している。この期間は、ＭＯＳＦＥＴ３０８が通常はオフしている時間（時刻ｔ_１前及び時刻ｔ_４後）と共に、時刻ｔ_１とｔ_２の間のＢＢＭ期間と、時刻ｔ_３とｔ_４の間のＢＢＭ期間との双方を含んでいる。ＭＯＳＦＥＴ３０８は、時刻ｔ_２とｔ_３との間にオンし、そのゲートはこの期間にＶ_ｂａｔｔにバイアスされる。

図１６Ｂは、図２Ｂと比較すべきであって、ダイオード電圧降下Ｖ_ｆよりも小さく、Ｉ・Ｒ_ＤＳ（ｓｙｎｃ ｒｅｃｔ）よりも大きく、僅かに負のレベルであるＶ_ｘ（ｂｉａｓ）で中間電圧Ｖｘを動作させることによって、過剰リンギング３６２（破線）が抑制されていることを示している。

図１７は、低電位側同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３０８のＩ−Ｖ動作特性のグラフである。図示の通り、ＭＯＳＦＥＴ３０８は、ＢＢＭ期間には第３象限（直線４０４）にあり、ダイオード回復期間には第１象限にある（直線４０５）。

図１８Ａ〜１８Ｃは、図１５Ａに示した同期型バックコンバータ３００について、強制ダイオード回復過程の現象論的記述と、スイッチング遷移により生成される雑音へのその影響とを表している。すなわち、図１８Ａの等価回路４２０は、開いたスイッチ４２２で表されるようにＭＯＳＦＥＴ３０７がオフした直後のダイオード再循環期間でのバックコンバータ３００を例示している。電圧源４２１（Ｖ_ｂａｔｔ）は電池又は他の電圧入力装置を表し、抵抗器４２４は理想的に近似された負荷を表し、電圧源４２５は充電されたキャパシタ３１１を表しており、当該キャパシタは短い過渡期にはＡＣ短絡回路としてモデル化することができる。固定電流源４２３は、定常状態のスイッチング条件の下にあるインダクタ３１０の理想化表現であり、それはクロックのスイッチング周波数がＬＣフィルタの共振周波数よりも実質的に大きい限りは妥当な仮定である。

ダイオード４２７はＭＯＳＦＥＴ３０８に固有の順バイアスシリコンＰＮ接合を表し、キャパシタ４２６は順バイアス接合に蓄積された電荷を表す。開いたスイッチ４２２の漏れ電流Ｉ_ＤＳＳが実質的にゼロ、例えば１マイクロアンペアよりも小さい限りは、インダクタ電流Ｉ_Ｌは全て、ダイオード４２７によって通され、すなわちＩ_Ｄ＝Ｉ_Ｌとなる。順バイアス電圧Ｖ_ｘ（ＢＩＡＳ）は、ダイオード４２７においてその電流レベルに比例して上昇する。電流源４２８は、低電位側ＭＯＳＦＥＴ３０８が電流源として動作するときに、そのチャネルを流れる電流Ｉ_ｂｉａｓを表している。電流Ｉ_ｂｉａｓは、ダイオード４２７から電流を分流させ、それによりダイオード４２７の電荷蓄積を低減する。この状態は全ＢＢＭ期間にわたって続く。

図１８Ｂに示すように、等価回路４４０は、高電位側ＭＯＳＦＥＴ３０７がオンした直後のコンバータ３００を表している。安定的に上昇するゲート電圧を有する飽和した装置として、ＭＯＳＦＥＴ３０７は、比較的一定のｄＩ／ｄｔで増加する電流を生成し、その間、ダイオード４４７を逆バイアスする被制御電流源４４２として表される。しかし中間電圧Ｖ_ｘが上昇し得るようになる前に、整流ダイオード４４７に蓄積された全電荷は空乏化されなければならない。この蓄積電荷は、キャパシタ４４６で表される空乏容量と、「拡散容量」と称され「現実」の接合ダイオード４４７に蓄積される少数キャリアとの双方を含んでいる。過渡電流ｉ_Ｃは、拡散容量４４６を放電するのに要する電流を表すが、電流ｉ_ＲＲは、拡散容量を克服し、ダイオード４４７の順バイアスをオフするのに要する逆回復電荷を表している。

空乏容量と拡散容量とは異なる過渡特性を示すが、双方が結合した影響は、ＰＮダイオード４４７の導通の休止を遅らせ、電圧Ｖ_ｘの上昇を遅らせる現象である「ダイオード回復」の全体を決定づける。

図１８Ｂは、電流源４４８によって供給される電流Ｉ_ＢＩＡＳによって電圧Ｖ_ｘがＭＯＳＦＥＴ３０８の固有ダイオード（ダイオード４４７で表現）のダイオード回復期間に転回するが、ダイオード４４７は完全には回復していない（なぜなら、少ない電荷しか持たないから）ことを示している。

図１８Ｃに示すように等価回路４６０は、ＭＯＳＦＥＴ３０７が、抵抗器４６２として表される完全エンハンスト型オン状態スイッチとして線形動作領域で再度バイアスされるときに、ダイオード回復完了後の同期型バックコンバータ３００を例示している。低電位側ダイオード３０９と同期型整流ＭＯＳＦＥＴ３０８とは、今やその電流源状態にあり、電流源４６７で表され、ダイオード４４７の回復後のＩ_ＢＩＡＳによって引き起こされる漏れ電流を示している。漏れ電流は、過渡状態が終了した後にオフすることができる。

図１９Ａ及び１９Ｂにダイオード３０９の回復が、回復開始時のその電流及び電圧波形を、図５の等価波形に重ねることによって例示されている。過渡状態の前にダイオード３０９は、線分４８１で示す電流Ｉ_ｆ’’を通し、それに対応する線分４８７で示す順バイアス電圧Ｖ_ｆ’_’を有する。高電位側ＭＯＳＦＥＴ３０７は、導通し始めると、ダイオード３０９を流れる再循環電流を低減する。

ダイオード３０９の電圧は、ＰＮダイオード導通の指数関数的な性質から僅かに減少するのみである。点ｔ_１では、当該ダイオードの電流の極性は向きを逆転させ、それにより電流が、通常の導通とは逆向きにカソードへ瞬間的に流れる。理想的には、ダイオードは順バイアスされているとき、すなわち電流がアノードの向きに流れるときのみ、導通を可能にする。望ましからぬ蓄積電荷のために、点ｔ_１を超えて、逆電流がダイオード３０９を流れている。

逆電流の大きさは、ダイオード３０９に蓄積された電荷が除去され、ダイオード３０９がもはや逆電流を支持できなくなるまで増加する。逆電流はそのピーク値Ｉ_ＲＲ’に達し、その後、一層指数関数的な形状をなす曲線４８４に沿って大きさが減少し始める。Ｉ_ＲＲ’は図５に示した元のＩ_ＲＲよりもはるかに低い点に注目されたい。

中間電圧Ｖ_ｘの上昇の始まりは、ピーク逆電流が現れた後にある時間遅れるが、最終的には、少数キャリア電荷の最後の残滓が除去されるか、又はダイオード３０９の２次元ＰＮ接合内で再結合するのにともなって、線分４９０に沿って急速に増加し始める。電圧Ｖ_ｘはオーバシュートせずに滑らかに上昇し、点４９１で定常状態の値Ｖ_ｂａｔｔ−Ｉ_Ｌ・
Ｒ_ＤＳ（ｓｗｉｔｃｈ）に達する。要約すると、図１９Ｂは、逆ダイオード回復に続いて、中間電圧Ｖ_ｘについて、従来の同期型バックコンバータの中間電圧よりも、ｄＶ／ｄｔが小さく及び誤導通効果がないこと（曲線４８８）を示している。

図２０Ａは、全負荷動作時の従来の同期型バックコンバータのインダクタ電流、出力電圧、中間電圧及びゲート電圧のシミュレーション波形を示す。発振（曲線５０５Ｂ）及び誤導通（曲線５０５Ａ及び５０２）に注目されたい。

図２０Ｂは、全負荷動作時の本発明によるバックコンバータのインダクタ電流、出力電圧、中間電圧及びゲート電圧のシミュレーション波形を示す。図２０Ａに存在した発振が存在しないことに注目されたい。領域５２５Ａ及び５２５Ｂの波形は発振しない。

図２０Ｃは、高バイアス電流での本発明によるバックコンバータのインダクタ電流、出力電圧、中間電圧及びゲート電圧のシミュレーション波形を示す。

本発明による同期型バックコンバータの動作シーケンスを表９及び１０に要約する。

軽負荷動作
図２１は、軽負荷動作時の本発明によるバックコンバータの等価回路図である。ＲＬＣタンク回路６００は、空乏容量６０１で表される低電位側ＭＯＳＦＥＴと、拡散容量を有するＰＮダイオード６０２と、浮遊インダクタンス６０５と、小信号ＡＣ直列抵抗６０４とを含んでいる。大きさＬのインダクタ６０８は、大きさｒ_ｃｏｉｌの巻線抵抗６０７を含んでいる。発振タンクは、フィルタキャパシタ６０９と負荷インピーダンス６１０とによって完成する。等価的なＬＣ共振周波数は発振の固有周波数を定めるが、減衰定数は等価的なＲＣ時定数によって定まる。ＰＮダイオード６０２の蓄積電荷も又、高電位側及び低電位側ＭＯＳＦＥＴの双方がオフしているときに、当該回路の発振挙動に影響を及ぼす。

高電位側ＭＯＳＦＥＴは、この期間にはオフのままであり、開いたスイッチ６０６として例示している。この状態で、インダクタ６０８のコイルは、電流源として表すことはできない。なぜなら、発振は受動回路の共振周波数の付近で発生するものであり、著しく高いクロック周波数によって駆動されるものではないからである。図９Ｂに示したように、発振１６５は、高電位側ＭＯＳＦＥＴがコントローラによって活性化され、インダクタ６０８のコイルが再び励磁される時刻ｔ_４まで続く。この望ましからぬ発振は、同期型整流器が単にオフするときには常に避けることができない。なぜなら、エネルギーが容量６０１とダイオード６０２に蓄積されたままであり、ＭＯＳＦＥＴ６０３がオフの状態では、発振を減衰させ、あるいは他の方法でエネルギーを除去しようとする能動的装置は残されていないからである。一方、同期型整流ＭＯＳＦＥＴがオンのままで、低電流６０３を通すならば、キャパシタの放電を促進し、大きさと持続時間との双方について発振を減衰させる助けとなる。

図２２Ａと２２Ｂは、本実施形態でのＩ_ＬとＶ_ｘの波形を、図９Ａと９Ｂに示した実施形態での波形（破線）と比較している。図２２Ｂに示すように、Ｖ_ｘにリンギングがない（直線６３８を破線６４１と比較されたい）。

同様に、図２３Ｂに示すように、図２３Ａに示した発振が解消されている（曲線７００と６７８とを比較されたい）。

ブーストコンバータ
図２４に示す同期型ブーストコンバータ７００は、低電位側ＭＯＳＦＥＴ７０１と、電
池に接続されたインダクタ７０９と、「浮遊」同期型整流ＭＯＳＦＥＴ７０８とを含んでおり、ＭＯＳＦＥＴ７０１と７０８のゲートは、それぞれゲートバッファ７０３と７０６によって駆動される。ゲートバッファ７０３と７０６は、ＢＢＭ回路７０５により駆動され、フィルタキャパシタ７１１に存在する出力電圧Ｖ_ｏｕｔからの電圧フィードバックＶ_ＦＢに応答して、ＰＷＭコントローラ７０４によって駆動される。同期型整流ＭＯＳＦＥＴ７０８は、そのソース及びドレイン端子がいずれの電源電圧、すなわち接地又はＶ_ｂａｔｔのいずれにも恒久的には接続されてはいないという意味で、「浮遊」しているものと考えられる。

図１１に示す従来の同期型ブーストコンバータ１９０とは異なり、同期型整流器７０８はその線形領域とオフ状態との間で切り替えられず、オフされる代わりに、電流源又は電圧源はＭＯＳＦＥＴ７０８を被制御低電流を通す飽和状態にバイアスする。

ダイオード７１０は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ７０８がＰチャネル型又はＮチャネル型の何れの装置であるかとは無関係に、当該同期型整流器に固有のＰＮダイオードである。ダイオード７０２は、Ｎチャネル型低電位側ＭＯＳＦＥＴ７０１に固有のＰＮ接合ダイオードである。ゲートバッファ回路７０６は、ＭＯＳＦＥＴ７０８のゲートを駆動する。

電力が最初にコンバータ７００に接続される始動時には、Ｖ_ｏｕｔは正電圧Ｖ_ｏｕｔ（０−）に予めバイアスされている。なぜなら、ダイオード７１０は順バイアスとなり、キャパシタ７１１を、電池入力電圧よりも順バイアス電圧降下分低い電圧、すなわちＶ_ｏｕｔ（０−）＝Ｖ_ｂａｔｔ−Ｖ_ｆまで充電するからである。予めバイアスされた後に、同期型ブーストコンバータの動作は表１１に従って開始される。

同期型ブーストコンバータの動作は、同期型整流ＭＯＳＦＥＴ７０８を電流源として動作させつつ、低電位側ＭＯＳＦＥＴ７０１をその線形動作領域内でオンすること、すなわち「スイッチ」として動作させることと、インダクタ７０９を磁化することとを伴う。ＭＯＳＦＥＴ７０８はＰチャネル型であるので、そのゲートがバッファ７０６によって接地されるときには常に、低抵抗を有する線形領域にバイアスされる。そのゲートがＶ_ＢＩＡＳに接続されるときには、ＭＯＳＦＥＴは飽和し被制御低電流を通す。バイアス電圧は、バックコンバータの低電位側同期型整流器に対して開示された技術と同様のものを用いて
生成することができ、それはカレントミラーゲート駆動回路、電流フィードバックを有しバイアス電圧を調節するもの、又はＭＯＳＦＥＴ７０８を特定の大きさにバイアスするようにトリミングされたバンドギャップ電圧基準回路の何れを含むものであっても良い。

コンバータ７００のコンバータ出力が、接地電位を超えるある電位、すなわち電圧Ｖ_ｏｕｔ（０−）に予めバイアスされているものとすると、ＭＯＳＦＥＴ７０１をオンすることにより、Ｖ_ｘが接地電位付近のある電圧に引っ張られ、ダイオード７１０が逆バイアスされる。ＭＯＳＦＥＴ７０８は電流源として動作するので、それはダイオード７１０から電流を分流させ、ダイオード７１０の電荷蓄積を低減し、上述の効率及び雑音問題を制限する。

図１５Ａ、１５Ｂ及び２４に鑑みれば、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、共通の接続部で結合する３つの電流経路を含んでいることは明らかである。第１の電流経路は、例えばＶ_ｂａｔｔである第１の電源電圧を表す端子から延びている。第２の電流経路は、例えば接地電位である第２の電源電圧を表す第２の端子から延びている。第３の電流経路は、コンバータの出力端子から延びている。これら３つの電流経路は、中間電圧Ｖ_ｘが存在する共通の接続部で結合している。ある実施形態では、第２の電流経路は、上述の方法で電流源として動作するＭＯＳＦＥＴ（例えばＭＯＳＦＥＴ３０８及び３２６）を含む。他の実施形態では、第３の電流経路は、上述の方法で電流源として動作するＭＯＳＦＥＴ（例えばＭＯＳＦＥＴ７０８）を含む。

本発明の幾つかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例示であることを意図し、制限的であることを意図しない。当技術分野の知識を有する者に明白であるが、本発明の広い範囲内で数多くの追加的及び代替的な実施形態が存する。

「電力損失を低減したＭＯＳＦＥＴゲート駆動」と題し、出願番号［代理人整理番号ＡＡＴＩ−２８−ＤＳ−ＵＳ］の関連特許出願は、本願と同時に提出されており、その全体が参照により本願に組み込まれるが、電力用ＭＯＳＦＥＴの電流を飽和領域にバイアスするための様々な回路手段を例示している。

Claims (24)

1. スイッチングインダクタ電圧コンバータを用いて第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する方法であって、前記スイッチングインダクタ電圧コンバータは、主ＭＯＳＦＥＴと、同期型整流ＭＯＳＦＥＴと、インダクタとを含み、前記方法は、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを少なくとも完全オン状態と低電流状態との間で切り替えることを含み、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、前記完全オン状態で０．５Ａから５Ａの範囲の電流を通し、前記低電流状態で１μＡから１ｍＡの範囲の電流を通す、方法。
2. 前記主ＭＯＳＦＥＴがオンする励磁期間と、前記主ＭＯＳＦＥＴがオフする第１の導通前遮断期間と、前記主ＭＯＳＦＥＴがオフし前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴが完全オン状態に切り替えられる再循環期間と、前記主ＭＯＳＦＥＴがオフする第２の導通前遮断期間と、ダイオード回復期間とを含むスイッチングシーケンスで、前記スイッチングインダクタ電圧コンバータを動作させることを含み、前記方法は、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記第２の導通前遮断期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記励磁期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記第１の導通前遮断期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項３に記載の方法。
5. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記ダイオード回復期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項２に記載の方法。
6. 前記スイッチングインダクタ電圧コンバータを軽負荷状態で動作させることを含み、前記スイッチングシーケンスは、前記再循環期間に続く電流逆転期間を含み、前記方法は、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記電流逆転期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項２に記載の方法。
7. スイッチングインダクタ電圧コンバータを用いて第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する方法であって、前記スイッチングインダクタ電圧コンバータは、同期型整流ＭＯＳＦＥＴと、電力用ＭＯＳＦＥＴと、インダクタとを含み、前記方法は、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを少なくとも完全オン状態と低電流状態との間で切り替えることを含み、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、前記完全オン状態で５Ａから５０Ａの範囲の電流を通し、前記低電流状態で１００μＡから３００ｍＡの範囲の電流を通す、方法。
8. 主ＭＯＳＦＥＴがオンする励磁期間と、前記主ＭＯＳＦＥＴがオフする第１の導通前遮断期間と、前記主ＭＯＳＦＥＴがオフし前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴが完全オン状態に切り替えられる再循環期間と、前記主ＭＯＳＦＥＴがオフする第２の導通前遮断期間と、ダイオード回復期間とを含むスイッチングシーケンスで、前記スイッチングインダクタ電圧コンバータを動作させることを含み、前記方法は、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記第２の導通前遮断期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項７に記載の方法。
9. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記励磁期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項８に記載の方法。
10. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記第１の導通前遮断期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項９に記載の方法。
11. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記ダイオード回復期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項８に記載の方法。
12. 前記スイッチングインダクタ電圧コンバータを軽負荷状態で動作させることを含み、前記スイッチングシーケンスは、前記再循環期間に続く電流逆転期間を含み、前記方法は、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを前記電流逆転期間に前記低電流状態に切り替えることを含む、請求項８に記載の方法。
13. スイッチングインダクタ電圧コンバータを用いて第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する方法であって、前記スイッチングインダクタ電圧コンバータは、主ＭＯＳＦＥＴと、同期型整流ＭＯＳＦＥＴと、インダクタとを含み、前記方法は、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを少なくとも（ａ）前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴのチャネルが反転する完全オン状態と、（ｂ）前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴの前記チャネルが反転するが、前記完全オン状態よりも弱く反転する低電流状態との間で切り替えることを含む、方法。
14. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、前記低電流状態において飽和している、請求項１３に記載の方法。
15. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴは、前記完全オン状態においてその線形領域で動作する、請求項１４に記載の方法。
16. 前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを、当該同期型整流器の前記チャネルが反転しないオフ状態に切り替えることを含む、請求項１３に記載の方法。
17. 第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する方法であって、
    第１のＭＯＳＦＥＴと、第２のＭＯＳＦＥＴと、インダクタとを含む回路を準備することと、
    前記第１のＤＣ電圧を前記回路に接続することと、
    前記２つのＭＯＳＦＥＴを切り替えることであって、前記第１のＭＯＳＦＥＴがオン状態とオフ状態との間で繰り返し切り替えられ、前記第２のＭＯＳＦＥＴが、オン状態と前記第２のＭＯＳＦＥＴが電流源として動作する状態との間で繰り返し切り替えられることとを含む、方法。
18. 前記第１のＭＯＳＦＥＴをオン状態に維持することと、前記第２のＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させることとを含む第１の期間と、
    前記第１の期間に続いて、前記第１のＭＯＳＦＥＴをオフ状態に維持することと、前記第２のＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させることとを含む第２の期間と、
    前記第２の期間に続いて、前記第１のＭＯＳＦＥＴをオフ状態に維持することと、前記第２のＭＯＳＦＥＴをオン状態に維持することとを含む第３の期間と、
    前記第３の期間に続いて、前記第１のＭＯＳＦＥＴをオフ状態に維持することと、前記第２のＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させることとを含む第４の期間と、を含むシーケンスで前記２つのＭＯＳＦＥＴを切り替えることを含む、請求項１７に記載の方法。
19. 前記第２のＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させることは、前記第２のＭＯＳＦＥＴの外挿閾電圧の１０％と１２５％の間の電圧を、前記第２のＭＯＳＦＥＴの前記ゲートに印加することを含む、請求項１８に記載の方法。
20. 前記第２のＭＯＳＦＥＴを電流源として動作させることは、前記第２のＭＯＳＦＥＴの外挿閾電圧の２５％と１００％の間の電圧を、前記第２のＭＯＳＦＥＴの前記ゲートに印
    加することを含む、請求項１９に記載の方法。
21. スイッチングインダクタ電圧コンバータを用いて第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する方法であって、前記スイッチングインダクタ電圧コンバータは、主ＭＯＳＦＥＴと、同期型整流ＭＯＳＦＥＴと、インダクタとを含み、前記方法は、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴを少なくとも完全オン状態と低電流状態との間で切り替えることを含み、前記低電流状態において前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴは低電流を通し、前記完全オン状態において前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴは高電流を通し、前記低電流の大きさは、前記同期型整流ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間電圧がゼロに等しいときの前記同期型整流器の漏れ電流よりも少なくとも１０倍大きく、前記高電流の大きさの１０パーセントより大きくはない、方法。
22. 前記低電流の前記大きさは、前記高電流の前記大きさの１パーセントよりも大きくはない、請求項２１に記載の方法。
23. 前記低電流の前記大きさは、前記漏れ電流より少なくとも１００倍大きい、請求項２２に記載の方法。
24. 前記低電流の前記大きさは、前記漏れ電流より少なくとも１００倍大きい、請求項２１に記載の方法。

Images