JP2010505314A - 通信システムにおけるピーク対平均電力比の低減方法 - Google Patents

Abstract

シングルキャリヤ信号は、低いＰＡＰＲとなる方法で、Ｎ個のシンボルから生成される。当該方法では、Ｎ個のシンボルからＮ個の複素周波数成分の初期セットを生成することを含む。Ｎ_ｓ回のそれぞれについて、Ｎ個の複素周波数成分の初期セットを、取り得るＮ_ｓ個の順列のうちの１つを用いて並べ替えることにより、異なるＮ_ｓ個の、Ｎ個の複素周波数成分のセットが生成される。異なるＮ_ｓ個の、Ｎ個の複素周波数成分のセットのそれぞれを、Ｍ個のキャリヤ周波数のセットに対してマッピングすることにより、異なるＮ_ｓ個の、Ｍ個の複素周波数成分のセットが生成される。整形処理の後、ＩＤＦＴにより、異なるＮ_ｓ個の、Ｍ個の複素周波数成分のセットのそれぞれから、Ｎ個の時間領域シンボルの候補セットが生成される。異なるＮ_ｓ個の、Ｎ個の時間領域シンボルの候補セットのうち、最小のＰＡＰＲと関連付けられる１つのセットが、さらなる処理のために選択される。

Description

本発明は、電子デバイスにおける電力増幅に関するものであり、特に、増幅される信号のピーク対平均電力比を低減する方法及び装置に関するものである。

電力増幅は、電子工学において依然として大きな研究課題であり、電気通信においては特に重要である。時間的に制限された電力供給によって通信装置が動作する場合（例えば、携帯電話、又はその他のユーザ装置「ＵＥ」）、送信される信号（例えば、ＵＥから基地局「ＢＳ」へ送信される上り回線の信号）を増幅する電力増幅器（ＰＡ）の効率は、装置の通話時間を主として規定する。図１に示される電力伝達関数（P_out対P_in）からわかるように、ＰＡは本来、非線形の要素である。信号を歪ませないために、信号の振幅の偏位（excursion）は、線形領域（例えば、図１において破線１０１の左側の領域）にとどまるべきである。信号の歪みは、信号帯域外における周波数の（再）増大を生じさせる。それにより、信号電力は所望の帯域の外部に広がって、１以上の隣接チャネルに対して漏洩を生じさせる。

従って、振幅がほとんど変動しない信号（いわゆる「定包絡線信号」）は、ＰＡの効率が高い線形領域における高い位置に、ＰＡの動作点を設定することが可能であるため、好まれる。信号振幅が大きく変動する場合には、信号の激しい偏位が線形領域にとどまり続けるように、ＰＡの動作点は下方へ移動されなければならない。ところが、ＰＡの動作点に対してバックオフを確保することにより、ＰＡの効率はひどく低下してしまう。

信号の最大の偏位と信号の平均的な偏位との比率は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）によって表現される。そのため、ＰＡＰＲは、信号のピーク値が標準的な値よりもどの程度まで大きいかを示す指標である。携帯電話技術において、ＰＡＰＲの低い変調方式は非常によく知られている。例えば、グローバル・システム・フォー・モバイル・コミュニケーション（ＧＳＭ）は、ガウシアン最小偏移変調（ＧＭＳＫ）を用いており、振幅が一定のままである（情報が信号の位相のみで表現される、すなわち、連続位相変調又はＣＰＭである）ため、０ｄＢのＰＡＰＲを有する変調された信号となる。しかしながら、データ転送速度を増加させ、より高いリンク容量（b/s/Hz）を得るためには、より高い多値数の変調方式（ＨＯＭ）が不可避である。これにより、位相だけでなく振幅も変調されることが要求され、それにより大きなＰＡＰＲを生じさせる。例えば、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）標準に適合するシステムにおいては、６４ＱＡＭまでの変調方式が導入されている。同様に、１６ＱＡＭまでの変調方式が、高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）システムにおける使用を検証されている。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）のようなマルチキャリヤ技術では、非常に高いＰＡＰＲレベルが観察される。これらの技術は、世界規模で相互運用可能な、マイクロ波を用いたワイヤレス・アクセス・システム（ＷｉＭＡＸ）標準や、第３世代パートナーシップ・プロジェクト（３ＰＰ）ロング・ターム・エヴォリューション（ＬＴＥ）に準拠したシステムのような、開発途上の新たなシステムにおいて、好評を博している。ＬＴＥにおいて、標準化ワーキンググループは、ダウンリンク伝送（ＢＳからＵＥ）において、マルチキャリヤのＯＦＤＭ方式の使用を選択する一方で、アップリンク伝送において、シングルキャリヤ変調方式（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭ）の使用を選択している。後者は、ＯＦＤＭよりも非常に良好なＰＡＰＲを有する。ＰＡの効率は、バッテリ式のＵＥにおいて重大である。

シングルキャリヤ変調方式は、ＯＦＤＭのようなマルチキャリヤ変調方式よりも、良好な（すなわち、低い）ＰＡＰＲ値と関連付けられるが、効率の必要性は、シングルキャリヤ変調ベースの装置において依然として存在する問題である。これは、より高い変調多値数の変調技術がＧＭＳＫのような定包絡線変調技術よりも高いＰＡＰＲを有する信号を発生させるためである。特に、より高いデータ転送速度には、適度な（すなわち、電波が伝搬する必要のある距離をカバーするのに十分な）レベルで１ビット当たりのエネルギーを維持するために、より高い電力レベルが必要とされる。そのために、効率的なバッテリ電力の使用を実現するためのみならず、電力の浪費によって生じる熱を適度に低いレベルに維持するために、高いＰＡ効率が必須である。従って、シングルキャリヤ通信システムにおいて、変調された信号のＰＡＰＲを低減する方法及び装置が必要である。

「含む（comprises）」及び「含んでいる（comprising）」という用語は、本明細書において使用される際に、所定の特徴、整数（integers）、ステップ又は要素を記述するために用いられるが、これらの用語の使用は、１以上の他の特徴、整数、ステップ、要素又はそれらのグループの、存在又は追加を排除するものではないことに留意されたい。

本発明の一態様により、上述の及びその他の目的は、Ｎ個のシンボルからシングルキャリヤ信号を生成する方法及び装置によって達成される。当該態様は、Ｎ個のシンボルから、Ｎ個の複素周波数成分の初期セットを生成するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の使用を含む。２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ回のそれぞれについて、Ｎ個の複素周波数成分の初期セットから派生する複数の複素周波数成分の派生セットを、取り得るＮ_ｓ個の順列のうちの１つに従った並べ替え処理によって、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットが生成される。並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから派生する、Ｎ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分の派生セットのそれぞれについて、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いて、少なくともＮ個の時間領域シンボルの候補セットを生成することによって、少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の候補セットが生成される。次に、少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の候補セットのうち、何れが最小のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）と関連付けられるかが確定される。更なる処理のために、少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の候補セットのうち、最小のＰＡＰＲと関連付けられる１つの候補セットが選択される。更なる処理には、例えば、アナログ信号を生成する処理において、選択された少なくともＮ個の時間領域シンボルを使用して、アナログ信号を送信する処理が含まれる。

いくつかの実施形態では、取り得るＮ_ｓ個の順列のうちの１つに従って複数の複素周波数成分の派生セットを並べ替える並べ替え処理は、Ｎ_ｓ個の取り得るシフト量Ｓ_ｉのうちの１つによって、複数の複素周波数成分の派生セットを巡回的にシフトする処理を含み、ｉ≠ｊ、０≦ｉ≦（Ｎ_ｓ−１）、０≦ｊ≦（Ｎ_ｓ−１）において、０≦Ｓ_ｉ≦（Ｎ−１）、及びＳ_ｉ≠Ｓ_ｊである。

これらの実施形態のいくつかにおいて、異なる、取り得るシフト量Ｓ_ｉは、０からＮ−１の間で均一に分布した値を有する。例えば、いくつかの実施形態において、Ｎ_ｓ＝４、Ｓ_０＝０、Ｓ_１＝（Ｎ／４）、Ｓ_２＝（Ｎ／２）、及びＳ_３＝（３Ｎ／４）である。

いくつかの代替的な実施形態において、取り得るＮ_ｓ個の順列のうちの１つに従って複数の複素周波数成分の派生セットを並べ替える処理は、複数の複素周波数成分の派生セットに含まれる複素周波数成分を並べ替えるために、Ｎ_ｓ個の取り得るバイナリ順列のうちの１つを使用する処理を含む。バイナリ順列の種類は、例えば、バタフライ順列でよい。

別の態様において、複数の複素周波数成分の派生セットは、複数の複素周波数成分の初期セットに一致する。

他の代替の方法において、複数の複素周波数成分の派生セットは、複数の複素周波数成分の初期セットから派生し、当該処理は、初期セットのＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数のそれぞれがＮ個の複素周波数成分の１つに関連付けられるまで、Ｍ個のキャリヤ周波数から選択されるＮ個のキャリヤ周波数の異なるグループへ繰り返しマッピングする処理を含む。

そのような実施形態において、別の態様は、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、複数の周波数成分の派生セットのそれぞれを派生させる処理を含み、当該処理は、ＰＡＰＲを低減するための整形フィルタを使用する処理を含む。

さらに別の態様において、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、並べ替えられた複数の周波数成分の派生セットのそれぞれが派生する。当該処理は、Ｎ≦Ｍの場合に、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられたＮ個の複素周波数成分のセットのそれぞれについて、Ｍ個のキャリヤ周波数のそれぞれがＮ個の複素周波数成分の１つに関連付けられるまで、Ｎ個の並べ替えられた複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数から選択されるＮ個のキャリヤ周波数の異なるグループへ繰り返しマッピングすることによって、異なるＮ_ｓ個の、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成する処理を含む。

そのような実施形態において、別の態様は、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させるために、ＰＡＰＲを低減するための整形フィルタを使用する処理を含む。

さらに他の実施形態において、並べ替えられた複数の周波数成分の派生セットのそれぞれは、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから派生する。当該処理は、Ｎ≦Ｍの場合に、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられたＮ個の複素周波数成分のセットのそれぞれについて、並べ替えられたＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数から選択された、Ｋ＝Ｍ／ＮのＫ番目ごとのキャリヤに対してマッピングすることにより、異なるＮ_ｓ個の、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成する処理を含む。

そのような実施形態において、別の態様は、選択された少なくともＮ個の時間領域シンボルをアナログ信号に変換する処理と、ＰＡＰＲを低減するために、アナログ信号を整形する処置とを含む。

さらに他の代替的な実施形態において、複数の複素周波数成分の派生セットは、複数の複素周波数成分の初期セットから派生する。当該処理は、Ｎ≦Ｍの場合に、初期セットのＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数から選択された、Ｋ＝Ｍ／ＮのＫ番目ごとのキャリヤに対してマッピングすることにより、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成する処理を含む。

そのような実施形態において、別の態様は、選択された少なくともＮ個の時間領域シンボルをアナログ信号に変換する処理と、ＰＡＰＲを低減するために、アナログ信号を整形する処理を含む。

さらに別の態様において、少なくともＮ個の時間領域シンボルの選択された候補セットを生成するために、取り得るＮ_ｓ個の順列のうち何れが使用されたかを識別する情報が、受信機に伝達される。

さらに別の態様において、シングルキャリヤ信号を受信する処理は、受信された多数の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の初期セットを生成するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用する処理を含む。２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの選択された１つを識別するサイド情報が受信される。次に、Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの選択された１つを用いて、少なくともＮ個の複素周波数成分の初期セットを並べ替えることによって、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットが生成される。並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットに対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用することによって、少なくともＮ個の時間領域シンボルのセットが生成される。

代替的な実施形態において、シングルキャリヤ信号を受信する処理は、受信された多数の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の初期セットを生成するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用する処理を含む。２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ回のそれぞれについて、Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの１つを用いて、少なくともＮ個の複素周波数成分の初期セットを並べ替えることによって、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットが生成される。次に、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットの何れが、選択されたセットであるかを判定するために、ブラインド検出技術が使用される。並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットに対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用することによって、少なくともＮ個の時間領域シンボルのセットが生成される。

電力増幅器の典型的な電力伝達関数（P_out対P_in）のグラフである。 ３ＧＰＰ ＬＴＥ通信システムにおける上りリンク方向で使用される典型的な信号フォーマットのブロック図である。 典型的な局所ＦＤＭＡ送信機のブロック図である。 Ｍ個の搬送波からなる伝送帯域幅の範囲内における、典型的な局所ＦＤＭＡ送信機のＮ個の連続する搬送波の割り当てを示すグラフである。 整形係数α＝０及びα＝０．２の場合の、１６ＱＡＭ信号のＰＡＰＲの相補累積分布関数（ＣＣＤＦ）を比較する２つのグラフである。 ３つの異なる形式の変調方式のそれぞれについて、局所ＦＤＭＡ送信機における整形フィルタのロールオフ係数αの増加により、生成された信号のＰＡＰＲがどの程度減少するかを示すグラフのセットである。 Ｍ個のキャリヤにわたるＮ個の伝送キャリヤの、典型的な拡張及び割り当てのグラフである。 典型的なフィルタ関数Ｈ_ＲＲＣ（ｆ）のグラフである。 フィルタ関数Ｈ_ＲＲＣ（ｆ）によるＭ個の伝送キャリヤの整形処理の典型的な結果を示すグラフである。 循環シフトが適用される場合、及び適用されない場合における、ＰＡＰＲを関数として描かれた典型的なＣＣＤＦ値を示す２つのグラフである。 ＰＡＰＲを最も良好に低減する可能性を示す、テスト結果に基づく典型的なグラフである。 変調方式及びロールオフ係数（α）の６つの組み合わせのそれぞれについて、テストされるシフト値の数の関数としてプロットされた１パーセンタイルのＰＡＰＲを示す６つのグラフのセットである。 本発明の態様によるＰＡＰＲ低減を実現する典型的な局所ＦＤＭＡ送信機のブロック図である。 本発明の態様に適合する典型的な受信機１１００のブロック図である。 典型的な分散ＦＤＭＡ送信機のブロック図である。 Ｍ個のキャリヤのうちＫ個ごとのキャリヤにわたるＮ個の周波数の、典型的な分散ＦＤＭＡ送信機の割り当てを示すグラフである。 本発明の態様によるＰＡＰＲ低減を実現する典型的な分散ＦＤＭＡ送信機のブロック図である。 本発明の態様に適合する別の典型的な受信機のブロック図である。 本発明の種々の実施形態において使用され得る典型的なバタフライ・スイッチのブロック図である。 １６ＱＡＭを用いるＬ−ＦＤＭＡシステムにおける、Ｎ＝３２、Ｍ＝１０２４及びα＝０の場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦを描くグラフのセットである。 ３２個の取り得る順列のそれぞれについて、最も良好なＰＡＰＲの低減をもたらす順列の確率を表す確率密度関数（ｐｄｆ）を示す、テスト結果に基づく典型的なグラフである。 （従来の信号生成と比較して）より低いＰＡＰＲを有する信号を生成することが可能な共通の態様に含まれるステップ／プロセスを示すフローチャートである。

本発明の目的及び効果は、図面と併せて以下の詳細な説明を読むことによって、理解されるであろう。以下では、図面を参照しながら本発明の種々の特徴について説明する。当該図面において、同一の部分は、同一の参照符号によって特定される。

本発明の理解を容易にするために、プログラム化された命令を実行可能なコンピュータ・システム又は他のハードウェアの要素によって実行される動作手順に関して、本発明の多くの態様を説明する。各実施形態において、種々の動作は、専用の回路（例えば、専用の機能を実行するために相互に接続された個別論理ゲート）、１以上のプロセッサによって実行されるプログラム命令、又はそれらの両方の組み合わせによって実行され得ることが、理解されるであろう。さらに、本発明は、本明細書で記載されている技術をプロセッサに実行させるコンピュータ命令の適切なセットを含む、固体メモリ、磁気ディスク、光学ディスク又は、搬送波（例えば、無線周波数、音声周波数又は光周波数の搬送波等）のような、コンピュータで読取り可能な媒体形式の何れの範囲内において、完全に具現化されることが、付加的に考慮され得る。このように、本発明の種々の態様が、多くの異なる形式で具現化され得るとともに、そのような形式の全てが、本発明の範囲内であることが意図されている。本発明の種々の態様のそれぞれについて、実施形態のそのような何れの形式も、本明細書中では、記載された動作を実行「するように構成されたロジック」と呼ばれることがあり、又はその代わりに、記載されている動作を実行「するロジック」とも呼ばれることがある。

本発明に適合する実施形態の態様において、シングルキャリヤ信号のＰＡＰＲは、以下のように信号を処理することによって、大幅に（例えば、２−３ｄＢ）低減され得る。最初に、一連のＮ個の直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルが生成される。これらＮ個の時間領域シンボルは、次に、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）（本明細書中で用いられているように、高速フーリエ変換「ＦＦＴ」を含むが、それに限定されることはない）を用いて対応する周波数領域表現に変換される。これにより、Ｎ個の複素周波数成分となる。０からＮ−１のシフト範囲で周波数成分を循環シフトさせることによって、これらの周波数成分からＮ個の異なる周波数表現（realization）が生成される。各表現は、次に、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）（本明細書中で用いられているように、逆高速フーリエ変換「ＩＦＦＴ」を含むが、それに限定されることはない）を用いて時間領域に逆写像されることにより、Ｎ個の時間領域表現を与える。当該時間領域表現は、元の時間系列の０シフトに相当するため、当該時間領域表現を当該ＤＦＴ−ＩＤＦＴ処理によって取得することは、厳密には必要ではない。その後、各時間領域表現のＰＡＰＲが測定され、最も低いＰＡＰＲを有する時間領域表現が送信用に選択される。

本発明による実施形態の別の態様において、受信機もまた、信号を受信するために特有の動作を実行する。例えば、復調の前に、逆方向の（循環）シフトが周波数領域において利用される。

送信機及び受信機は、情報を正確に伝達するために、同一のシフト値を使用しなければならない。受信機は事前にシフト値を知ることができないため（上述したように、シフト値は動的に決定される。）、この問題に対処する１つの方法は、送信機によって使用されるシフト値を、送信されるデータ信号と並行して受信機へ送信することである。本明細書中では、これを「サイド情報」と称する。一般的に、サイド情報は、耐性のある変調方式を使用するパケットヘッダで搬送される。好ましくは、本質的に低いＰＡＰＲを有するシンプルな変調方式（例えば、ＱＰＳＫ又はＢＰＳＫ）が使用されるため、本明細書中で記載されている発明の処理は、当該サイド情報には適用されない。サイド情報を送信する代替手段として、受信機はブラインド検出を利用できる。異なる複数のシフト量から得られる結果を解析することによって、受信機は、使用されているＱＡＭ方式に相当するコンスタレーション点を生じさせるシフト値の１つを検出できる。

本発明による実施形態のさらに別の態様において、Ｎ個の取り得るシフト値の全てを考慮する必要がないことに留意することによって、実装の困難性を大幅に軽減できる。これは、取り得る４から８個のシフト値のみでも、大幅にＰＡＰＲを低減できるためである。

これらの及びその他の態様について、さらに詳細に以下で説明する。

例示を目的として、３ＧＰＰ ＬＴＥ標準化グループにおいてこれまでに規定されている、ＬＴＥシステムの上りリンク伝送に準拠して本発明について説明する。しかしながら、本発明の種々の態様がこの典型的なシステムのみにおける使用に決して限定されることはない。むしろ、本明細書中に記載されている装置及び方法は、シングルキャリヤ変調方式を用いるあらゆる通信システムに対して適用可能である。

許容可能なＰＡＰＲを得るために、３ＧＰＰ ＬＴＥ標準化グループは、上りリンク方向において、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭを使用するシングルキャリヤ変調方式を選択している。図２は、典型的な上りリンクフォーマットのブロック図を示している。上りリンクフォーマットは、それぞれが０．５ｍｓの長さの２０個の上りリンクサブフレーム（例えば、サブフレーム＃ｉ ２０１）に分割された、１０ｍｓの無線フレームを定義する。サブフレームは、６個のロングブロック（ＬＢ）と２個のショートブロック（ＳＢ）とを含む。ロングブロックは、ユーザ情報及び制御情報を含む。ショートブロックは、受信機のトレーニング（例えば、タイミング及び周波数補正、チャネル推定）用の参照信号を含む。サイクリック・プレフィックス（ＣＰ）は、周波数領域におけるチャネル等化の実行を可能にするために、各ブロックに対して付加される。サイクリック・プレフィックスは、ブロックの最後部の繰り返しにすぎず、ブロックを循環的に対称にする。

図３ａは、典型的なＵＥの送信機３００のブロック図である。当該タイミングフォーマットは、サイクリック・プレフィックスを有するブロックを利用するため、周波数領域の処理が可能である。Ｎ個のシンボルの入力系列が直並列変換器３０１に適用されて、Ｎ個の並列なシンボルが生成される。Ｎ個の並列なシンボルに対してＮ点ＤＦＴ３０３が適用されることにより、当該時間領域信号が、Ｎ個の周波数成分を有する周波数領域信号へと変換される。次に、マッパ３０５は、Ｎ個の周波数成分を、Ｍ点の伝送帯域幅（Ｎ≦Ｍ）における何れかの位置へマッピングする。ＬＴＥ標準規格では、周波数スケジューリングが許容されており、すなわち、図３ｂに示すように、Ｍ個の搬送波からなる伝送帯域幅における何れかの位置の、Ｎ個の連続する搬送波のブロックを、ユーザに対して割り当てることができる。一例を挙げれば、１５ｋＨｚのＤＦＴキャリヤ間隔Δｆ及びＭ＝１０２４の場合、伝送帯域幅は約１７ＭＨｚであり、Ｎ個の成分に相当するチャネルを、当該帯域幅の範囲内の任意の位置に位置付けることができる。パラメータＮ≦Ｍは、割り当てられたチャネル帯域幅を規定する。入力がマッピングされないＭ−Ｎ個のマッパ３０５の出力は、０のままである。この構造は、１つの単位の伝送を別の単位の伝送と区別する、周知の周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式に帰着する。ＬＴＥシステムにおいて、このようなＮ個の連続するチャネルのマッピングは、「局所（localized）ＦＤＭＡ」と言われる。

局所ＦＤＭＡ送信機によって生成される信号のＰＡＰＲを低減する周知の技術は、信号を整形することである。当該整形処理は、（シンボル間干渉「ＩＳＩ」のないタイミングを保証するナイキスト特性のような）信号のタイミング特性に影響を与えないフィルタ関数でシステムをフィルタリングすることに相当する。通常、半二乗余弦（ＲＲＣ）フィルタ関数が当該目的のために使用される。受信機もＲＲＣフィルタを利用する場合、全体の応答は二乗余弦（ＲＣ）となり、これによりナイキスト特性が保存される。ＲＲＣフィルタのロールオフ係数αは、フィルタリングの量を規定し、α＝０は完全なブリック・ウォール（brick wall）フィルタに相当し、α＝１は最大のフィルタリングに相当する。図４は、整形係数α＝０及びα＝０．２の場合の、１６ＱＡＭ信号のＰＡＰＲの相補累積分布関数（ＣＣＤＦ）を比較する２つのグラフを示している。ＰＡＰＲは、通常、１％又は０．１％のしきい値（当該事例の１％又は０．１％のみにおいて、瞬時ピーク対平均比がＸ軸上のＰＡＰＲ値より大きくなることを意味する）によって規定される。整形フィルタのロールオフ係数αが増加することにより、ＰＡＰＲが減少する。これは図５において観察され、図５は、３つの変調方式（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭ）のそれぞれについて、ロールオフ係数αの関数としてプロットされた１パーセンタイルのＰＡＰＲを示す３つのグラフのセットである。しかしながら、αが増加するにつれて、送信信号の帯域幅も増加する。ＦＤＭＡ方式は、異なるＵＥが直交性を維持する隣接チャネルを使用することを必要とするため、より大きなαは、隣接チャネル間でより大きな周波数間隔を必要とし、それによりシステム容量の低下をもたらす。従って、αをあまり大きくすることはできない（通常、αは約０．２から０．４である）。

図３ａの実装では、整形処理は、周波数領域において整形フィルタ３０９によって適用され得る。整形フィルタ３０９は、所望のフィルタリングを実現するために、周波数成分に適切な値を乗算する。しかしながら、当該整形処理は帯域幅を拡大させるため、全Ｍ個の送信キャリヤを占有するために、最初に、Ｎ個の周波数成分を繰り返しコピーして拡大させる必要がある。これは、周期的拡張ロジック３０７によって実行される。図６ａのグラフは、当該動作の典型的な結果を示している。Ｎ個の周波数成分が全Ｍ個の伝送キャリヤにわたって繰り返しコピーされた後にのみ、整形フィルタ３０９はそれらに対してＲＲＣフィルタ関数Ｈ_ＲＲＣ（ｆ）を乗算する働きをする。図６ｂは、典型的なフィルタ関数Ｈ_ＲＲＣ（ｆ）のグラフであり、図６ｃは当該フィルタによる整形処理の典型的な結果を示すグラフである。

当該整形処理の後、信号は逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）３１１によって時間領域へと逆変換される。ＩＤＦＴ３１１によって生成された時間領域信号は、次に、並直列変換器３１３によって、直列のデータストリームへ逆に変換される。さらなる処理（図３ａには図示せず）には、サイクリック・プレフィックスの付加、データ・ブロックのヘッダの電力を増加させる処理、データ・ブロックの最後部の電力を減少させる処理、及びこれにより得られるデジタル信号のアナログ信号への変換が含まれる。

本発明の実施形態の一態様によれば、マッピング、反復及び整形処理の前に、Ｎ個の周波数成分の適切な循環ローテーションにより、ＰＡＰＲはさらに低減される。より具体的には、Ｎ個の成分について、何れかの方向においても、シフトのないＳ＝０から、Ｓ＝Ｎ−１のシフトまでの範囲でＮ個の循環シフトが可能である。０シフトは元の信号に相当する。周波数領域信号の循環シフトは、マッピング、周期的拡張及び整形の前に実行され、その結果、異なるシフト値に対して、異なった時間領域データブロックが得られる。このことは、最も低い（又は、少なくともより低い）ＰＡＰＲを与えるシフトを選択することによって、有利に使用される。図７は、循環シフトが適用される場合（グラフ７０１）、及び適用されない場合（グラフ７０２）における（これらの例において、Ｎ＝３２）、ＰＡＰＲを関数として描かれた典型的なＣＣＤＦ値を示す２つのグラフを示している。当該実施例において、当該循環シフトは、ＰＡＰＲの最大限の低減を達成するものである。処理の間に適切なシフト値を利用することにより、明らかに大きな利得を得ることができる。

図８は、３２個の取り得るシフト値のそれぞれについて、ＰＡＰＲを最も良好に低減する確率を表す確率密度関数（ｐｄｆ）を示す、テスト結果に基づく典型的なグラフである。図に示すように、当該シフト値は、全ての取り得るシフト値にわたってかなり均一に分布する。これは、他のシフト値よりも頻繁に使用される特定のシフト値は存在しないことを意味している。

取り得るシフト値の数は、Ｎとともに線形的に増加する。ＰＡＰＲを最大限に低減するものを確認するために、全ての取り得るシフト値による結果をテストする実施例を提供することは可能である。しかしながら、Ｎが大きくなるにつれて、当該判定を行うために必要とされる処理量が、当該装置で許容される量を超える可能性がある。

幸いなことに、テストされるシフト値の数が、Ｎ_ｓ個のみに限られている場合であっても、相当の利得を取得できることがわかる。当該シフト値については、取り得るＮにわたって均一に分布させることが好まれるが、これは本質的ではない。例えば、２つのシフト値のみテストすることが望ましい場合には（Ｎ_ｓ＝２）、テスト用に選択される当該２つのシフト値を、Ｓ＝０及びＳ＝Ｎ／２とすることができる。４つのシフト値をテストする場合には（Ｎ_ｓ＝４）、テスト用に選択される当該４つのシフト値を、Ｓ＝０、Ｓ＝Ｎ／４、Ｓ＝Ｎ／２、及びＳ＝３Ｎ／４とすることができる。当然のことながら、その代わりに、他の均一な分布を用いてもよい。図９は、変調方式及びロールオフ係数（α）の６つの組み合わせのそれぞれについて、テストされるシフト値の数の関数としてプロットされた１パーセンタイルのＰＡＰＲを示す６つのグラフのセットである。具体的には、グラフ９０１は、α＝０で６４ＱＡＭの場合、グラフ９０３は、α＝０．２で６４ＱＡＭの場合、グラフ９０５は、α＝０で１６ＱＡＭの場合、グラフ９０７は、α＝０．２で１６ＱＡＭの場合、グラフ９０９は、α＝０でＱＰＳＫの場合、及びグラフ９１１は、α＝０．２でＱＰＳＫの場合を示している。当該実施例において、Ｎ＝３２及び１６ＱＡＭの場合、８個のシフト値のみがテストされた段階で、シフト処理によって得られる利得の大部分が得られている。

何れの実装においても、テストされるシフト値の数を決定する際に考慮され得る別の要素は、ネットワーク利用に対する影響である。受信機側では、受信信号から元の信号が生成される必要がある。このためには、周波数領域における逆シフトが必要となるものの、何れの時間においても、実行されるシフト値は送信されるデータの関数であって、そのため受信機に対して予め当該シフト値をプログラムすることは不可能である。いくつかの実施形態では、所定のデータブロックと関連付けられた各シフト値は、送信機から受信機に対して、本明細書中で「サイド情報」と呼ばれるもので明示的に通知される。テストされるシフト値の数が、例えば、より多くの数の取り得るシフト値（例えば、Ｎ＝３２）の中から４又は８個のシフト値のみに制限されている場合には、逆方向のシフトを実行する受信機に通知するために、それぞれ２又は３ビットのみのサイド情報が必要になるだろう。ＰＡＰＲ低減について所望のレベルを実現しつつ、サイド情報の量をできるだけ少なくすることができるように、各システムを設計することは望ましい。

図１０は、本発明の態様によるＰＡＰＲ低減を実現する典型的な局所ＦＤＭＡ送信機１０００のブロック図である。Ｎ個のシンボルの入力系列は、Ｎ個の並列シンボルを生成するために、直並列変換器３０１に対して適用される。時間領域信号を、Ｎ個の周波数成分から成る周波数領域信号に変換するために、Ｎ個の並列シンボルに対してＮ点ＤＦＴ３０３が適用される。この典型的な実施形態において、ＤＦＴ３０３からの出力は、Ｎ_ｓ個の異なるシフト値の１つに対応する各ブランチであって、Ｎ_ｓ≦Ｎ個の並列のブランチ（例えば、図１０に示すようにＮ_ｓ＝４）のそれぞれに提供される。各ブランチは、上述したマッパ３０５、周期的拡張ロジック３０７、整形フィルタ３０９及びＩＤＦＴ３１１に加えて、Ｎ_ｓ個の取り得るシフト値の中の１つを用いてＮ個の周波数成分を循環シフト（循環処理）させる循環ロジック１００１を含む。Ｓ＝０の場合（すなわち、シフトなし）、循環ロジック１００１は、Ｎ個の周波数成分を変化させないままであるため、省略され得る。各ブランチにおいて、シフトされた周波数成分は、マッパ３０５に対して入力として提供される。マッピングの後に、上述のように周期的拡張ロジック３０７、整形フィルタ３０９及びＩＤＦＴ３１１を介して処理が進行する。さらに、ＩＤＦＴ３１１によって生成される時間領域信号は、ＰＡＰＲ測定ロジックで解析され、その出力は、Ｎ_ｓ個のＰＡＰＲの何れが最も低いかを判定する選択ロジック１００５のＮ_ｓ個の入力の１つに提供される。Ｎ_ｓ個のＰＡＰＲの何れが最も低いかを示す符号が、マルチプレクサ１００７の制御入力端子に提供される。各ブランチは、マルチプレクサ１００７の入力の１つに対して、ＩＤＦＴ３１１によって生成された時間領域信号も提供する。マルチプレクサ１００７の制御入力に提供された符号によって、最も低いＰＡＰＲを有する時間領域信号がマルチプレクサ１００７の出力に現れる。当該信号は、次に、並直列変換器３１３によって、直列のデータストリームへと逆変換される。さらなる処理（図１０には図示せず）には、サイクリック・プレフィックスの付加、データ・ブロックのヘッダの電力を増加させる処理、データ・ブロックの最後部の電力を減少させる処理、及びこれにより得られるデジタル信号のアナログ信号への変換が含まれる。

従って、以上のように、当該典型的なロジックの機能は、シフト値の各候補についてＰＡＰＲを測定し、さらに、最も低いＰＡＰＲと関連付けられる、シフトされた信号を使用及び送信することである。同一の結果を与える別の実施形態も存在する。例えば、循環シフトは、マッピング後のＮ個の０でない成分に対しても適用され得る（すなわち、循環ロジック１００１は、マッパ３０５の前に置かれる代わりに、その後に置かれ得る）。別の代替手段において、循環シフトは周期的拡張の後に、循環シフトは全てのＭ個の成分にわたって適用され得る。循環シフトは、Ｍ個のキャリヤのセット全体にわたって適用され得るが、Ｍ個のキャリヤは周期Ｎで周期的なパターンを示すため、異なるＮ個の取り得るシフト結果のみが常に存在する。これらの異なる手法のそれぞれは、同一の最終結果を与える。このため、本明細書で、シフト値の範囲Ｓ_ｉを、０≦Ｓ_ｉ≦Ｎ−１として表し、また、当該表現により、異なるＭ個の取り得るシフト値から生成されるＮ個の取り得る固有の出力のみを有する０≦Ｓ_ｉ≦Ｍ−１の場合を表すことをも意図している。

受信機側においては、元のＱＡＭ信号が生成される必要がある。このためには、周波数領域において逆方向のシフトが必要となる。これを実行する１つの方法は、選択したシフト値をサイド情報として通知することによるものである。テストされるシフト値の数が４又は８のシフト値に制限される場合、サイド情報について２又は３ビットのみがそれぞれ必要である。あるいは、元のＱＡＭ信号を正確に復元するために実行される必要がある、シフトした数の測定のために、ブライド検出を実行することができる。そのような実施形態では、受信機は取り得る様々なシフトをテストして、最も適当なものを選択する。これは、受信信号に複数の異なるシフトを与えたものが、どの程度良好に所望のコンスタレーション図を描くかを判定する、受信機におけるロジックによって実現され得る。例えば、１６ＱＡＭ信号に関して、各受信信号は、複素１６ＱＡＭコンスタレーション図において１６個のコンスタレーション点のうちの１つにマッピングされなければならない。適切なシフトのみが、適切なマッピングとなる。１ブロックにおいてＮ個の全シンボルが同一のシフトを与えられて送信されるため、受信機は、低い信号対雑音比（ＳＮＲ）の状況下における検出確率を増加させるために、Ｎ個のコンスタレーション点にわたって平均化することができる。

図１１は、本発明の態様に適合する典型的な受信機１１００のブロック図である。復調後、Ｎ個の受信情報サンプル（例えば、シンボル）の直列ストリームは、Ｎ個の並列情報サンプルを生成するために、直並列変換器１１０１に適用される。当該Ｎ個の並列情報サンプルに対してＮ点ＤＦＴ１１０３が適用されて、当該時間領域信号が、Ｎ個の周波数成分を含む周波数領域信号へ変換される。これらＮ個の周波数成分は、Ｎ_ｓ個の取り得るシフト値の１つを用いたＮ個の周波数成分の循環シフト処理（循環処理）のために、循環ロジック１１０５の入力へ与えられる。実行されるシフト量は、復号器１１０７から与えられる。当該復号器は、（例えば、上述の何れかの手段により取得される）サイド情報を受信し、これを、循環ロジック１１０５を制御する信号に変換する。循環ロジック１１０５の出力において与えられる、シフトされた信号は、次に、ＩＤＦＴ１１０９によって時間領域信号へ逆変換される。ＩＤＦＴ１１０９によって生成された当該時間領域信号は、次に、並直列変換器１１１１によって直列データストリームへ逆変換される。

図１１に示されている単純な例は、送信信号に対して整形処理が適用されない場合を仮定している。整形処理が適用された場合には、スペクトラムがＮ個のキャリヤよりも拡大し、Ｍ個のキャリヤ（例えば、Ｎ≦Ｍ）にまで影響を及ぼす可能性がある。そのような場合に対処するために、図１１に示されている実施形態では、ＤＦＴ及びＩＤＦＴのそれぞれをＮよりも大きいサイズを有するように修正し、データ幅もそれに応じて修正してもよい。より一般的な場合を記述するために、実施形態を、Ｌ≦ＮであるＬ点ＤＦＴ及びＬ点ＩＤＦＴを含むものとして説明することができる。

これまでに、図３ｂのマッピング方法について検討してきた。この場合、Ｍ点ＤＦＴの出力をＭ点ＤＦＴの入力へマッピングする際に、Ｎ個の隣接キャリヤから成る連続したブロックが使用される。これは、これまでのＦＤＭＡに相当し、３ＧＰＰ ＬＴＥ標準規格に準拠するシステムにおいて「局所ＦＤＭＡ」と呼ばれる。別の実施形態では、図１２ｂのグラフに示されているように、Ｍ個のキャリヤの、Ｋ番目ごとのキャリヤを使用する、異なるマッピングが実現され得る。Ｎ点の出力がマッピングされるＮ個のキャリヤの間に存在する複数のキャリヤには、０がセットされる。Ｋ＝Ｍ／Ｎの３ＧＰＰ ＬＴＥ標準規格に準拠したシステムでは、当該キャリヤは均一に拡散される。このように、Ｎ個の元のキャリヤが図のように伝送帯域幅全体にわたって拡散されるため、周波数ダイバーシチが最大化される。これは、分散（distributed）ＦＤＭＡ方式と呼ばれる。時間領域において、このことは、信号が時間的に圧縮された後に、全ブロック長が同一のままとなるように繰り返されることを意味する。分散ＦＤＭＡ方式は、ＬＴＥの上りリンクにおいて制御情報のために使用されることが想定されている。異なるユーザはすべて同一のＫ係数を使用し、周波数成分が重なり合うことを防ぐ、異なる周波数オフセットを有する。伝送帯域幅全体が使用されるため、（周期的拡張と同様）周波数領域における整形処理は不可能である。その代わりに、整形処理は、Ｄ／Ａ変換（図示せず）の後に、ローパスフィルタを用いて適用され得る。

図１２ａは、典型的な分散ＦＤＭＡ送信機１２００のブロック図である。Ｎ個のシンボルの入力系列が、直並列変換器１２０１に適用されることにより、Ｎ個の並列シンボルが生成される。当該Ｎ個の並列シンボルに対してＮ点ＤＦＴ１２０３が適用されることにより、当該時間領域信号が、Ｎ個の周波数成分を含む周波数領域信号へ変換される。図１２ｂを参照して説明したように、マッピングロジック１２０５は、次に、Ｎ個の周波数成分をＭ点の伝送帯域幅（Ｎ≦Ｍ）における何れかの位置へマッピングする。当該信号は、ＩＤＦＴ１２０７によって時間領域へ逆変換される。ＩＤＦＴ１２０７によって生成された当該時間領域信号は、次に、並直列変換器１２０９によって直列のデータストリームに逆変換される。

本発明の別の態様において、上述の局所ＦＤＭＡ用のＰＡＰＲ低減方法は、分散ＦＤＭＡに対しても適用され得る。この場合、シフトの刻み幅は、１からＫへ増加される。局所ＦＤＭＡの場合と同一のＰＡＰＲ低減値を得ることができる。図１３は、分散ＦＤＭＡ送信機１３００の典型的な実施形態を示している。Ｎ個のシンボルの入力系列が、直並列変換器１２０１に適用されることにより、Ｎ個の並列シンボルが生成される。当該Ｎ個の並列シンボルに対してＮ点ＤＦＴ１２０３が適用されることにより、当該時間領域信号が、Ｎ個の周波数成分を含む周波数領域信号へ変換される。この典型的な実施形態において、ＤＦＴ１２０３からの出力は、Ｎ_ｓ＜Ｎ個の並列ブランチ（例えば、図１３に示すようにＮ_ｓ＝４）のそれぞれに対して与えられる。ここで、各ブランチは、異なるＮ_ｓ個の、テストされるシフトの１つに対応する。上述のように、マッピングロジック１２０５及びＩＤＦＴ１２０７に加えて、各ブランチは、Ｎ_ｓ個の取り得るシフト値のうちの１つを用いて、Ｎ個の周波数成分の循環シフト処理（循環処理）を行う循環ロジック１３０１を含む。Ｓ＝０（すなわち、シフトなし）の場合には、Ｎ個の周波数成分を変化させないままであるため、循環ロジック１３０１を省略することができる。各ブランチにおいて、シフトされる周波数成分は、マッピングロジック１２０５に対して入力として与えられる。Ｍ個の取り得るキャリヤ周波数にわたってＮ個の周波数成分を拡散した後、次に、上述のようにＩＤＦＴ１２０７を介して処理が進行する。さらに、ＩＤＦＴ１２０７によって生成される時間領域信号は、ＰＡＰＲ測定ロジック１３０３によって解析されて、当該出力は、Ｎ_ｓ個のＰＡＰＲの何れが最も低いかを判定する選択ロジック１３０５の、Ｎ_ｓ個の入力のうちの１つに与えられる。Ｎ_ｓ個のＰＡＰＲの何れが最も低いかを示す符号が、マルチプレクサ１３０７の制御入力端子に与えられる。各ブランチは、また、ＩＤＦＴ１２０７によって生成された時間領域信号をマルチプレクサ１３０７の入力のうちの１つに対して与える。マルチプレクサ１３０７の制御入力に与えられた当該符号によって、最も低いＰＡＰＲを有する時間領域信号がマルチプレクサ１３０７の出力に現れる。当該信号は、次に、並直列変換器１２０９によって、直列のデータストリームへと逆変換される。さらなる処理（図１３には図示せず）には、サイクリック・プレフィックスの付加、データ・ブロックのヘッダの電力を増加させる処理、データ・ブロックの最後部の電力を減少させる処理、及びこれにより得られるデジタル信号のアナログ信号への変換が含まれる。アナログ信号の整形処理も、ローパスフィルタによって適用され得る。

図１４は、本発明の態様に適合する分散ＦＤＭＡシステム用の、別の典型的な受信機１４００のブロック図である。復調後、Ｍ個の受信情報サンプル（例えば、シンボル）の直列ストリームは、直並列変換器１４０１に適用されることにより、Ｍ個の並列情報サンプルに変換される。当該Ｍ個の並列情報サンプルに対してＮ点ＤＦＴ１４０３が適用されることにより、当該時間領域信号が、Ｎ個の周波数成分を含む周波数領域信号へ変換される。Ｍ点ＤＦＴが使用されているが、Ｎ個の出力のみが対象であることに留意する。これらＮ個の周波数成分は、Ｎ_ｓ個の取り得るシフト値の１つを用いたＮ個の周波数成分の循環シフト処理（循環処理）を行う、循環ロジック１４０５の入力へ与えられる。実行されるシフト量は、復号器１４０７から与えられる。当該復号器は、（例えば、上述の何れかの手段により取得される）サイド情報を受信し、これを、循環ロジック１４０５を制御する信号に変換する。循環ロジック１４０５の出力において与えられる、シフトされた信号は、次に、ＩＤＦＴ１４０９によって時間領域信号へ逆変換される。ＩＤＦＴ１４０９によって生成された当該時間領域信号は、次に、並直列変換器１４１１によって直列データストリームへ逆変換される。

これまでに、種々の実施形態では全て、最も低いＰＡＰＲ値と関連付けられる周波数成分の順序付けを確定するために、種々の量による周波数成分の循環シフト処理を使用してきた。しかしながら、循環シフト処理は、並べ替え動作の一例にすぎず、本発明の態様を使用する別の実施形態において、どのような並べ替え動作でも有利に使用され得る。一例として、使用され得る別の手法は、バイナリ並べ替え（binary permutation）である。ＦＦＴ及びウォルシュ・アダマール変換（ＷＨＴ）において共通的に見られるものと同様に、バタフライ・スイッチ構成を用いることができる。図１５は、Ｎ＝４の場合の典型的なバタフライ・スイッチを示している。制御入力ｃ_ｉが０又は１の何れかに応じて、まっすぐの又は対角のマッピングがそれぞれ使用される。図１５の例に関して、入力｛ｘ_０, ｘ_１, ｘ_２, ｘ_３｝は、以下のようにマッピングされる。
・｛ｘ_０, ｘ_１, ｘ_２, ｘ_３｝、ｃ_０ ｃ_１＝｛０, ０｝
・｛ｘ_１, ｘ_０, ｘ_３, ｘ_２｝、ｃ_０ ｃ_１＝｛１, ０｝
・｛ｘ_２, ｘ_３, ｘ_０, ｘ_１｝、ｃ_０ ｃ_１＝｛０, １｝
・｛ｘ_３, ｘ_２, ｘ_１, ｘ_０｝、ｃ_０ ｃ_１＝｛１, １｝

循環シフト処理を使用した他の実施形態に関連して上述したように、各順列は、異なるＰＡＰＲ値を生成する可能性があり、最も低いＰＡＰＲ値と関連付けられる順列が処理のために選択され得る。図１６は、１６ＱＡＭを用いるＬ−ＦＤＭＡシステムにおける、Ｎ＝３２、Ｍ＝１０２４及びα＝０の場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦを描くグラフのセットである。実線（グラフ１６０１）は３２個の順列がテストされる場合の結果を示している。比較のために、元のＣＣＤＦ及び循環シフト処理の結果（ただし、１６個のテストのみが実行されている場合）を破線（グラフ１６０３）及び鎖線（グラフ１６０５）でそれぞれ示している。当該バイナリ並べ替え手法では、従来の処理と比較して約２ｄＢのＰＡＰＲ低減を示しているが、循環シフト手法では、半分の数のみのテストが実行されているにもかかわらず、当該バイナリ手法よりも優れている。

図１７は、３２個の取り得る順列のそれぞれについて、最も良好なＰＡＰＲの低減をもたらす順列の確率を表す確率密度関数（ｐｄｆ）を示す、テスト結果に基づく典型的なグラフである。循環シフト処理の場合（図８を参照）と異なり、ｐｄｆは全ての取り得る順列にわたって一様ではなく、これは、選択された順列のセットが、取り得る順列のセットにわたって均一に分散していないことを意味している。

理論的には、Ｎ個の出力に対して、Ｎ！個の異なる順序付けが存在する。究極的な場合では、当該技術を使用して最も低い取り得るＰＡＰＲを取得するために、Ｎ！個の異なる順列がテストされなければならない。しかしながら、これにより、サイド情報の量がかなり増加してしまう。

種々の代替的な実施形態に関する上述の説明から、（従来の信号生成と比較して）より低いＰＡＰＲを有する信号を生成することが可能な共通の態様は、多くのステップを含み、当該ステップは、これらのステップを実行する類似のロジックにおいて具現化され得ることが、当業者にとって明らかであろう。図１８のフローチャートを参照すると、これらのステップは、以下のとおりである。
・Ｎ個のシンボルからＮ個の複素周波数成分の初期セットを生成するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用するステップ（ステップ１８０１）。
・複素周波数成分の派生セットを、２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ回のそれぞれについて、Ｎ_ｓ個の取り得る順列の１つに従って並べ替えることにより、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複素周波数成分のセットを生成するステップ（ステップ１８０３）。本明細書中で用いられているように、「複素周波数成分の派生セット」という用語は、例えば、Ｎ個の複素周波数成分の当該初期セットを変化させずに使用することにより（例えば、図１０と関連して上述したように）、及びＮ個の複素周波数成分の当該初期セットを、Ｍ個の周波数成分のセットに対してマッピングすることにより（例えば、図３ａと関連して上述したように）、Ｎ個の複素周波数成分の初期セットから、何らかの手法により複素周波数成分のセットが派生する、多くの代替例の何れも含むことを意図されている。同様に、本明細書中で用いられているように、「並べ替え処理」という用語は、循環シフト処理、バイナリ並べ替え処理、及びその他全ての並べ替えの可能性を含むことを意図されている。
・Ｎ_ｓ個の並べ替えられた複素周波数成分の派生セットのそれぞれについて、当該Ｎ_ｓ個の並べ替えられた複素周波数成分の派生セットのそれぞれから、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いてＮ個の時間領域シンボルの候補セットを生成することによって、Ｎ_ｓ個の、少なくともＮ個の時間領域シンボルの候補セットを生成するステップ（ステップ１８０５）。本明細書中で用いられているように、「並べ替えられた複素周波数成分」という用語は、並べ替えられた複素周波数成分それら自身（すなわち、それらを変化させずに使用することによって派生させること）と、並べ替えられた複素周波数成分を処理することによって生成される周波数成分とを含み、並べ替えられた複素周波数成分から派生する周波数成分のセットの何れをも意味することを意図されている。種々の実施形態と関連して上述したように、そのような処理は、マッピング及び整形処理の少なくとも１つを含む可能性があるが、それに限定されることはない。その結果として、Ｎよりも大きなサイズを有するＩＤＦＴが使用されるであろう。
・異なるＮ_ｓ個の、Ｎ個の時間領域シンボルの候補セットのうち、何れが最小のＰＡＰＲと関連付けられるかを確定するステップ（ステップ１８０７）。
最小のＰＡＰＲと関連付けられるＮ個の時間領域シンボルの候補セットが識別されると、当該セットは、次に、所定のアプリケーションによって必要に応じてさらなる処理のために選択される。当該処理の特有の性質は、本発明の本質的な態様ではなく、本明細書中でより詳細に説明してもいない。

種々の実施形態により、信号のＰＡＰＲを大幅に低減することが可能である。これにより、直接的に、ＵＥのような電子機器における電力増幅器の回路構成による、より低い電力の消費及び熱の浪費につながる。あるいは、当該ＰＡＰＲの低減は、整形フィルタ（例えば、分散ＦＤＭＡ送信機におけるＤ／Ａ変換器の後のローパスフィルタ）の必要要件を緩和するために使用されるとともに、高いシステム容量が得られる低いロールオフ係数を許容するためにも（すなわち、隣接チャネルを共により近接してまとめることができるため）、使用される。

本発明は、特定の実施形態に関して記載されている。しかしながら、上述の実施形態以外の特定の形態において、本発明を具現化することが可能であることは、当業者にとって容易に明白である。記載された実施形態は、一例にすぎず、決して限定するものと見なされるべきではない。本発明の範囲は、これまでの説明よりも、添付される特許請求の範囲によって与えられ、当該特許請求の範囲の範囲内に収まる全ての変形及び均等物は、その中に包含されることを意図している。

Claims (48)

1. Ｎ個のシンボルからシングルキャリヤ信号を生成する方法であって、
   前記Ｎ個のシンボルから、Ｎ個の複素周波数成分の初期セットを生成するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用するステップと、
   ２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ回のそれぞれについて、Ｎ個の複素周波数成分の前記初期セットから派生する複数の複素周波数成分の派生セットを、取り得るＮ_ｓ個の順列のうちの１つに従った並べ替え処理によって、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットを生成するステップと、
   前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから派生する、Ｎ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分の派生セットのそれぞれについて、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いて、少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の候補セットを生成するステップと、
   少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の前記候補セットのうち、何れが最小のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）と関連付けられるかを確定するステップと、
   更なる処理のために、少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の前記候補セットのうち、前記最小のＰＡＰＲと関連付けられる１つの候補セットを選択するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 取り得るＮ_ｓ個の順列のうちの１つに従って複数の複素周波数成分の派生セットを並べ替える前記並べ替え処理は、
   Ｎ_ｓ個の取り得るシフト量Ｓ_ｉのうちの１つによって、複数の複素周波数成分の前記派生セットを巡回的にシフトするステップを含み、
   ｉ≠ｊ、０≦ｉ≦（Ｎ_ｓ−１）、０≦ｊ≦（Ｎ_ｓ−１）において、０≦Ｓ_ｉ≦（Ｎ−１）、及びＳ_ｉ≠Ｓ_ｊであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 異なる、取り得る前記シフト量Ｓ_ｉは、０からＮ−１の間で均一に分布した値を有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. Ｎ_ｓ＝２、Ｓ_０＝０、及びＳ_１＝（Ｎ／２）であることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. Ｎ_ｓ＝４、Ｓ_０＝０、Ｓ_１＝（Ｎ／４）、Ｓ_２＝（Ｎ／２）、及びＳ_３＝（３Ｎ／４）であることを特徴とする請求項３に記載の方法。
6. 取り得るＮ_ｓ個の順列のうちの１つに従って複数の複素周波数成分の派生セットを並べ替える前記並べ替え処理は、
   複数の複素周波数成分の前記派生セットに含まれる複素周波数成分を並べ替えるために、Ｎ_ｓ個の取り得るバイナリ順列のうちの１つを使用するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 複数の複素周波数成分の前記派生セットに含まれる複素周波数成分を並べ替えるために、前記Ｎ_ｓ個の取り得るバイナリ順列のうちの１つを使用するステップは、
   複数の複素周波数成分の前記派生セットに含まれる複素周波数成分を並べ替えるために、Ｎ_ｓ個の取り得るバタフライ順列のうちの１つを使用するステップを含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 複数の複素周波数成分の前記派生セットは、複数の複素周波数成分の前記初期セットに一致することを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 複数の複素周波数成分の前記初期セットから、複数の複素周波数成分の前記派生セットを派生させるステップをさらに含み、
   複数の複素周波数成分の前記派生セットを派生させるステップは、
   前記初期セットのＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数のそれぞれが前記Ｎ個の複素周波数成分の１つに関連付けられるまで、Ｍ個の前記キャリヤ周波数から選択されるＮ個の前記キャリヤ周波数の異なるグループへ繰り返しマッピングするステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記ＰＡＰＲを低減するための整形フィルタを使用するステップを含み、前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させるステップをさらに含み、
    前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させる前記ステップは、
    Ｎ≦Ｍの場合に、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられたＮ個の複素周波数成分のセットのそれぞれについて、Ｍ個のキャリヤ周波数のそれぞれが前記Ｎ個の複素周波数成分の１つに関連付けられるまで、該Ｎ個の並べ替えられた複素周波数成分を、Ｍ個の前記キャリヤ周波数から選択されるＮ個のキャリヤ周波数の異なるグループへ繰り返しマッピングすることによって、異なるＮ_ｓ個の、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させる前記ステップは、
    前記ＰＡＰＲを低減するための整形フィルタを使用する処理を含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させるステップをさらに含み、
    前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させる前記ステップは、
    Ｎ≦Ｍの場合に、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられたＮ個の複素周波数成分のセットのそれぞれについて、該並べ替えられたＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数から選択された、Ｋ＝Ｍ／ＮのＫ番目ごとのキャリヤに対してマッピングすることにより、異なるＮ_ｓ個の、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
14. 選択された前記少なくともＮ個の時間領域シンボルをアナログ信号に変換するステップと、
    前記ＰＡＰＲを低減するために、前記アナログ信号を整形するステップと
    をさらに含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
15. 複数の複素周波数成分の前記初期セットから、前記複数の複素周波数成分の前記派生セットを派生させるステップをさらに含み、
    前記複数の複素周波数成分の前記派生セットを派生させる前記ステップは、
    Ｎ≦Ｍの場合に、前記初期セットのＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数から選択された、Ｋ＝Ｍ／ＮのＫ番目ごとのキャリヤに対してマッピングすることにより、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
16. 選択された前記少なくともＮ個の時間領域シンボルをアナログ信号に変換するステップと、
    前記ＰＡＰＲを低減するために、前記アナログ信号を整形するステップと
    をさらに含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. 少なくともＮ個の時間領域シンボルの選択された前記候補セットを生成するために、前記取り得るＮ_ｓ個の順列のうち何れが使用されたかを識別する情報を、受信機に伝達するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
18. アナログ信号を生成する処理において、選択された前記少なくともＮ個の時間領域シンボルを使用するステップと、
    前記アナログ信号を送信するステップと
    をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
19. Ｎ個のシンボルからシングルキャリヤ信号を生成する装置であって、
    前記Ｎ個のシンボルから、Ｎ個の複素周波数成分の初期セットを生成する離散フーリエ変換（ＤＦＴ）ロジックと、
    ２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ回のそれぞれについて、Ｎ個の複素周波数成分の前記初期セットから派生する複数の複素周波数成分の派生セットを、取り得るＮ_ｓ個の順列のうちの１つに従った並べ替え処理によって、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットを生成するロジックと、
    前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから派生する、Ｎ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分の派生セットのそれぞれについて、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いて、少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の候補セットを生成するロジックと、
    少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の前記候補セットのうち、何れが最小のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）と関連付けられるかを確定するロジックと、
    更なる処理のために、少なくともＮ個の時間領域シンボルの異なるＮ_ｓ個の前記候補セットのうち、前記最小のＰＡＰＲと関連付けられる１つの候補セットを選択する選択ロジックと
    を含むことを特徴とする装置。
20. 異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットを生成するロジックは、
    Ｎ_ｓ個の取り得るシフト量Ｓ_ｉのうちの１つによって、複数の複素周波数成分の前記派生セットを巡回的にシフトするロジックを含み、
    ｉ≠ｊ、０≦ｉ≦（Ｎ_ｓ−１）、０≦ｊ≦（Ｎ_ｓ−１）において、０≦Ｓ_ｉ≦（Ｎ−１）、及びＳ_ｉ≠Ｓ_ｊであることを特徴とする請求項１９に記載の装置。
21. 異なる、取り得る前記シフト量Ｓ_ｉは、０からＮ−１の間で均一に分布した値を有することを特徴とする請求項２０に記載の装置。
22. Ｎ_ｓ＝２、Ｓ_０＝０、及びＳ_１＝（Ｎ／２）であることを特徴とする請求項２１に記載の装置。
23. Ｎ_ｓ＝４、Ｓ_０＝０、Ｓ_１＝（Ｎ／４）、Ｓ_２＝（Ｎ／２）、及びＳ_３＝（３Ｎ／４）であることを特徴とする請求項２１に記載の装置。
24. 異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットを生成するロジックは、
    Ｎ_ｓ個の取り得るバイナリ順列のうち少なくとも１つを使用することによって、複数の複素周波数成分の前記派生セットに含まれる複素周波数成分を並べ替えるロジックを含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
25. Ｎ_ｓ個の取り得るバイナリ順列のうち少なくとも１つを使用することによって、複数の複素周波数成分の前記派生セットに含まれる複素周波数成分を並べ替える並べ替えロジックは、バタフライ並べ替えロジックを含むことを特徴とする請求項２４に記載の装置。
26. 複数の複素周波数成分の前記派生セットは、複数の複素周波数成分の前記初期セットに一致することを特徴とする請求項１９に記載の装置。
27. 複数の複素周波数成分の前記初期セットから、複数の複素周波数成分の前記派生セットを派生させるロジックをさらに含み、
    複数の複素周波数成分の前記派生セットを派生させるロジックは、
    前記初期セットのＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数のそれぞれが前記Ｎ個の複素周波数成分の１つに関連付けられるまで、Ｍ個の前記キャリヤ周波数から選択されるＮ個の前記キャリヤ周波数の異なるグループへ繰り返しマッピングするロジックを含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
28. 前記ＰＡＰＲを低減するための整形フィルタを使用するロジックを含み、前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させるロジックをさらに含むことを特徴とする請求項２７に記載の装置。
29. 前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させるロジックをさらに含み、
    前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させる前記ロジックは、
    Ｎ≦Ｍの場合に、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられたＮ個の複素周波数成分のセットのそれぞれについて、Ｍ個のキャリヤ周波数のそれぞれが前記Ｎ個の複素周波数成分の１つに関連付けられるまで、該Ｎ個の並べ替えられた複素周波数成分を、Ｍ個の前記キャリヤ周波数から選択されるＮ個のキャリヤ周波数の異なるグループへ繰り返しマッピングすることによって、異なるＮ_ｓ個の、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成するロジックを含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
30. 前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させる処理において、前記ＰＡＰＲを低減するために使用される整形フィルタを含むことを特徴とする請求項２９に記載の装置。
31. 前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットから、前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させるロジックをさらに含み、
    前記並べ替えられた複数の周波数成分の前記派生セットのそれぞれを派生させる前記ロジックは、
    Ｎ≦Ｍの場合に、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられたＮ個の複素周波数成分のセットのそれぞれについて、該並べ替えられたＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数から選択された、Ｋ＝Ｍ／ＮのＫ番目ごとのキャリヤに対してマッピングすることにより、異なるＮ_ｓ個の、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成するロジックを含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
32. 選択された前記少なくともＮ個の時間領域シンボルをアナログ信号に変換するロジックと、
    前記ＰＡＰＲを低減するために、前記アナログ信号を整形するロジックと
    をさらに含むことを特徴とする請求項３１に記載の装置。
33. 複数の複素周波数成分の前記初期セットから、前記複数の複素周波数成分の前記派生セットを派生させるロジックをさらに含み、
    前記複数の複素周波数成分の前記派生セットを派生させる前記ロジックは、
    Ｎ≦Ｍの場合に、前記初期セットのＮ個の複素周波数成分を、Ｍ個のキャリヤ周波数から選択された、Ｋ＝Ｍ／ＮのＫ番目ごとのキャリヤに対してマッピングすることにより、Ｍ個の複素周波数成分のセットを生成するロジックを含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
34. 選択された前記少なくともＮ個の時間領域シンボルをアナログ信号に変換するロジックと、
    前記ＰＡＰＲを低減するために、前記アナログ信号を整形するロジックと
    をさらに含むことを特徴とする請求項３３に記載の装置。
35. 少なくともＮ個の時間領域シンボルの選択された前記候補セットを生成するために、前記取り得るＮ_ｓ個の順列のうち何れが使用されたかを識別する情報を、受信機に伝達するロジックを含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
36. アナログ信号を生成する処理において、選択された前記少なくともＮ個の時間領域シンボルを使用するロジックと、
    前記アナログ信号を送信するロジックと
    をさらに含むことを特徴とする請求項１９に記載の装置。
37. シングルキャリヤ信号を受信する方法であって、
    受信された多数の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の初期セットを生成するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用するステップと、
    ２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの選択された１つを識別するサイド情報を受信するステップと、
    前記Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの選択された１つを用いて、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを並べ替えることによって、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットを生成するステップと、
    前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットに対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用することによって、少なくともＮ個の時間領域シンボルのセットを生成するステップと
    を含むことを特徴とする方法。
38. 前記ＤＦＴは、受信されたＮ個の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを生成するＮ点ＤＦＴであることを特徴とする請求項３７に記載の方法。
39. 前記ＤＦＴは、受信されたＭ個の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを生成するＭ点ＤＦＴであることを特徴とする請求項３７に記載の方法。
40. シングルキャリヤ信号を受信する方法であって、
    受信された多数の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の初期セットを生成するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用するステップと、
    ２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ回のそれぞれについて、Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの１つを用いて、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを並べ替えることによって、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットを生成するステップと、
    異なるＮ_ｓ個の、前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットの何れが、選択されたセットであるかを判定するために、ブラインド検出技術を使用するステップと、
    前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットに対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用することによって、少なくともＮ個の時間領域シンボルのセットを生成するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
41. 前記ＤＦＴは、受信されたＮ個の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを生成するＮ点ＤＦＴであることを特徴とする請求項４０に記載の方法。
42. 前記ＤＦＴは、受信されたＭ個の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを生成するＭ点ＤＦＴであることを特徴とする請求項４０に記載の方法。
43. シングルキャリヤ信号を受信する受信機であって、
    受信された多数の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の初期セットを生成する離散フーリエ変換（ＤＦＴ）ロジックと、
    ２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの選択された１つを識別するサイド情報を受信するロジックと、
    前記Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの選択された１つを用いて、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを並べ替えることによって、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットを生成するロジックと、
    前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットに対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用することによって、少なくともＮ個の時間領域シンボルのセットを生成するロジックと
    を含むことを特徴とする受信機。
44. 前記ＤＦＴは、受信されたＮ個の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを生成するＮ点ＤＦＴであることを特徴とする請求項４３に記載の受信機。
45. 前記ＤＦＴは、受信されたＭ個の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを生成するＭ点ＤＦＴであることを特徴とする請求項４３に記載の受信機。
46. シングルキャリヤ信号を受信する受信機であって、
    受信された多数の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の初期セットを生成するために、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用するロジックと、
    ２≦Ｎ_ｓ≦Ｎ！の場合に、Ｎ_ｓ回のそれぞれについて、Ｎ_ｓ個の取り得る順列のうちの１つを用いて、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを並べ替えることによって、異なるＮ_ｓ個の、並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットを生成するロジックと、
    異なるＮ_ｓ個の、前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットの何れが、選択されたセットであるかを判定するために、ブラインド検出技術を使用するロジックと、
    前記並べ替えられた複数の複素周波数成分のセットに対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用することによって、少なくともＮ個の時間領域シンボルのセットを生成するロジックと
    を含むことを特徴とする受信機。
47. 前記ＤＦＴは、受信されたＮ個の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを生成するＮ点ＤＦＴであることを特徴とする請求項４６に記載の受信機。
48. 前記ＤＦＴは、受信されたＭ個の情報サンプルから、少なくともＮ個の複素周波数成分の前記初期セットを生成するＭ点ＤＦＴであることを特徴とする請求項４６に記載の受信機。

Images