JP2010273360A - デシベル利得制御特性においてリニアを有する連続可変利得無線周波数ドライバ増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】デシベル利得制御において線形を供給する無線周波数(ＲＦ）ドライバ増幅器システムおよび方法が提供される。
【解決手段】ＲＦドライバ増幅器システムは、入力電圧を受信し、受信した入力電圧に基づいて制御された電流を供給するリニアトランスコンダクタと、絶対温度に従ってリニアトランスコンダクタからの電力を変化させる温度補償回路、温度に従って変更された電力を受信し、それに応答して指数関数電流を供給する指数関数電流コントローラと、および指数関数電流を受信し、制御電流をドライバ増幅器回路類に供給し、それにより、ドライバ増幅器回路類内の少なくとも１つのインダクタによりインダクティブデジェネレーションを補償するインダクティブデジェネレーション補償器を含む。制御電流は、インダクティブデジェネレーション補償器からドライバ増幅器回路を通過する。
【選択図】図２

Description

関連出願のクロスリファレンス
この出願は、２００２年１１月１３日に出願された米国仮出願シリアル番号６０／４２６，１５４および２００３年６月６日に出願された米国仮出願シリアル番号６０／４７６，３１１の利益を主張する。

この発明は、一般に通信の分野に関し、特に、無線周波数(ＲＦ）ドライバ増幅器（ＤＡｓ）に特定の利得制御特性を供給することに関する。

無線通信システムにおいて、端末（例えば、携帯電話）を持っているユーザーは、１つ以上の基地局を介してダウンリンク（フォワードリンク）およびアップリンク（リバースリンク）上の送信を経由して他のユーザと通信する。

ダウンリンクは基地局から端末への送信を指し、アップリンクは端末から基地局へ送信を指す。

符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）のようなセルラ電気通信システムは、１つ以上の基地局トランシーバサブシステム（ＢＴＳｓ）と通信している複数の移動局または端末（例えば、セル方式の携帯無線電話、移動装置、無線電話、携帯電話)により大抵の場合特徴付けられる。移動局によって送信された信号は、ＢＴＳによって受信され、基地局コントローラ(ＢＳＣ）を有するモバイルスイッチングセンタ（ＭＳＣ）にしばしば中継される。あるいは、移動局送信は、ＢＴＳにより受信されＢＳＣを介してパブリックデータサービングノード（ＰＤＳＮ）に中継されてもよい。ＭＳＣとＰＤＳＮは、次には、信号を公衆交換電話網(ＰＳＴＮ）、データネットワークまたは他の端末に送る。同様に、信号は、ＰＳＴＮまたはデータネットワークから、基地局またはＢＴＳおよびＭＳＣを経由して、またはＢＴＳ、ＢＳＣおよびＰＤＳＮを経由して送信してもよい。

上述の無線通信システムに関連して採用された無線通信装置、または端末の出力段は、上述のシステムにおける無線周波数(ＲＦ）送信を強化する増幅器を含む。例えば、無線通信装置は、ＣＤＭＡ無線通信装置または適切なレーダー周波数信号送信を供給する１つ以上のＲＦ増幅器を使用するＲＦ増幅器であってもよい。

直接変換送信器アーキテクチャにおいて、ＲＦドライバ増幅器利得を制御することは一般に種々の理由により望ましい。例えば、ＣＤＭＡ規格は、およそ９０ｄＢの利得制御範囲を有する送信器を必要とする。典型的な高ボリュームで、製造可能な単一段可変利得増幅器(ＶＧＡ）回路は、利得制御範囲および６０ｄＢの範囲内でしか到達できない。ＶＧＡは、典型的には、図示された設計においてダイレクトアップコンバータの出力に配置されるので、ＶＧＡは、不可能ではないにしても以前のＶＧＡ回路がある場合に、利得範囲を増大させることは困難であることがあり得る。

デシベル利得制御特性においてリニアは、ＣＤＭＡアプリケーションにある利点を供給する。例えば、ＣＤＭＡにおける電力制御要件は、端末の出力電力に対して厳格な管理を必要とする。電話出力電力は較正され、受信電力制御電圧に対して反復可能であることが望ましい。合計の平均電力消費は、最小限に抑えられることが望ましく、電力消費は、ＲＦドライバー増幅器において可変利得が存在すると低減することがあり得る。

ドライバー増幅器において、利得制御機能を実施するとき、適切な線形性および雑音特性は、およびそのｄＢｍの範囲内のように出力電力の有意水準を供給するとき、得られなければならない。デシベル利得制御におけるリニアは、ドライバ増幅器の集積回路設計において、寄生インダクタンスおよびボンドワイヤ(bondwire)インダクタンスにより特に困難である。

９０ｄＢ範囲に対して強化された利得制御を求める以前のＲＦシステムは、功罪相半ばする結果を備えた異なる結果を採用していた。例えば、単一のＶＧＡは、一般に４０乃至６０ｄＢの利得制御しか提供しないので、ある設計は複数のＶＧＡｓを使用する。デュアルＶＧＡ構成はゲイン制御範囲を増加させることができるが、この設計は、所望の動作周波数レンジにおいて単一の周波数で動作させることが困難であり、正しく、同調、バイアスおよび較正することは困難である。各ＶＧＡは、そのような設計において、異なる周波数で動作することができるので、デュアル変換（スーパーヘテロダイン）に使用することができる。カレントドレイン、さらに必要な回路、およびより複雑な回路のために、そのような設計は、より多くの領域を必要とし、ＩＣ回路設計においてより高価であるので、望ましくないことがあり得る。一般的に言えば、複数のＶＧＡ回路を採用する任意の設計あるいは複数のＶＧＡ回路の効果を有する設計は、特にダイレクトコンバージョンシステムにおいて望ましくない。

また、以前の設計は、ドライバ増幅器において、可変バイアス電流を使用するために端末内に送信集積回路を採用していた。出力電流における変化は、フル利得制御範囲に対して約４乃至１であるように観察されてきた。この実施において、これは低出力電力レベルにおいて、カレントドレインを低減することができるけれども、利得は、感知できるほどの方法で変化しない。

したがって、特に以前の設計の欠点を克服するゼロ乃至９０ｄＢの範囲上の線形的に可変な、ダイレクト変換送信器アプリケーションのためのデシベル利得設計におけるＲＦドライバ増幅器リニアを提供することは利点があるであろう。

ここに記述された観点は、デシベル利得制御において、リニアを供給する無線周波数(ＲＦ）ドライバ増幅器システムに向けられている。この設計の第１の観点によれば、デシベル利得制御におけるリニアは、受信された利得制御電圧に応じて提供される。ＲＦドライバー増幅器システムは、バイポーラ接合トランジスタと整合回路を含むドライバー増幅回路を有する。ＲＦドライバー増幅器システムは、入力電圧を受信し、受信した入力電圧に基づいて制御された電流を供給するリニアトランスコンダクタと、絶対温度に従って、リニアトランスコンダクタからの電流を変化させる温度補償回路、温度補償回路から温度に従って変換される電流を受信し、それに応答して指数関数的電流を供給する指数関数電流コントローラと、および指数関数電流コントローラから指数関数電流を受信し、ドライバ増幅回路において、少なくとも１つのインダクタによりインダクティブデジェネレーション(inductive degeneration)を補償するためのドライバ増幅回路に制御電流を供給するインダクティブデジェネレーション補償器とを含む。その設計のこの観点に従って、制御電流は、インダクティブデジェネレーション補償器からドライバ増幅器回路およびバイポーラ接合トランジスタおよび整合回路を通る。ドライバー増幅器回路からの出力利得は、入力電圧に対してデシベルにおいてリニアに変化する。

この設計の第２の観点によれば、受信した電圧に基づいてデシベル利得制御において、リニアを供給するための装置が提供される。この装置は、受信した電圧を電流に変換する電圧−電流変換器と、温度変化に対する電流を温度補償された電流に補償する温度補償回路と、温度補償された電流を受信し、インダクティブデジェネレーション効果を除去し、デシベル利得制御において、リニアを供給するために使用される基準電流を供給するためにインダクティブデジェネレーション効果を除去する指数関数電流制御およびインダクティブデジェネレーション補償回路を含む。

この設計の第３の観点によれば、電流を供給するための手段と、電流を温度補償された電流に温度補償する手段と、温度補償された電流を指数関数的に制御された電流に指数関数的に制御する手段と、および指数関数的に制御された電流のインダクティブデジェネレーションを補償し、それによりデシベル利得制御にリニアを供給するために使用される基準電流を出力する手段を含む、ＲＦドライバ増幅器のためのデシベル利得制御にリニアを供給するためのシステムが提供される。

この現在の第４の観点によれば、電流を発生し、電流を温度補償された電流に温度補償し、および温度補償された電流を指数関数的に制御された電流に指数関数的に制御することを含む、ＲＦドライバ増幅器において、デシベル利得制御にリニアを供給する方法を提供する。

この設計の第５の観点によれば、可変利得ＲＦドライバ増幅を、少なくとも１つのインダクタを含むドライバ増幅回路に供給する方法が提供される。可変利得は、受信入力電圧に対してデシベル利得制御において実質的にリニアである。この観点に従う方法は、入力電圧を受信し、入力電圧を電流に変換し、絶対温度に従って電流を変換させることにより温度効果に対して電流を補償し、温度補償された電流を出力し、温度補償された電流に基づいて制御された指数関数電流を供給し、および制御された指数関数電流においてインダクティブデジェネレーションを補償し、補償は、ドライバ増幅器回路内の少なくとも１つのインダクタのための高電流効果に対処するために電流を変更することを含む、ことを含む電流制御信号を発生することを含む。補償の結果は、ドライバ増幅器回路に渡される制御電流の生成である。

図１は、無線通信装置または端末のための出力段の一般的なブロック図を図解する。 図２はＲＦドライバ増幅器およびその関連するバイアス回路を示す。 図３は、理想的なリニア特性とは対照的な非理想的なＲＦドライバ増幅器利得制御特性のプロットである。 図４は、この発明に従って、制御電圧を受信し、基準電流をＲＦドライバ増幅器に供給する利得制御ブロック図を図解する。 図５は、この設計の現在のコンバーターへの線形のＧｍ／電圧として使用してもよい回路の１つの観点である。 図６は、この設計のＰＴＡＴ（絶対温度に比例する）温度補償ブロックとして使用してもよい回路の１つの観点を図解する。 図７は、この設計の指数関数的な電流制御ブロックとして使用してもよい回路の１つの観点を示す。 図８は、この設計のインダクティブデジェネレーション補償ブロックとして使用してもよい回路の観点である。

本発明の特徴、性質および利点は、類似の参照文字が全体にわたって対応して特定する図面とともに以下に述べる詳細な説明からより明白になるであろう。

無線通信装置のための典型的な出力段１０は図１において図解され、ＲＦドライバー増幅器１２、送信フィルタ１４およびＲＦ電力増幅器１６を含む。ＲＦドライバー増幅器１２の出力ポートは、送信フィルタ１４の入力ポートに接続される。同様に、送信フィルタ１４の出力ポートは、ＲＦ電力増幅器１６の入力ポートに接続される。ＲＦドライバ増幅器１２への入力１８は、図１に示していない他の回路から発する。当業者は、他の回路類が、例えば変調器のような処理回路類を含んでもよいことを認識するだろう。ＣＤＭＡ環境において、図１に無い付加的な回路類は、他のエレメントの中で、ＣＤＭＡ処理回路類およびＣＤＭＡ変調回路を含んでもよい。

ＲＦ電力増幅器１６からの出力は送受切換器２０に接続されていてもよい。送受切換器の出力は、アンテナ回路（図示せず)に接続される。アンテナ回路は、アンテナ（図示せず)を含んでもよい。送受切換器２０は、アンテナが、無線周波数信号の送信および受信の両方に使用されることを可能にする。装置の１つの典型的な観点において、送信フィルタ１４は、無線通信装置の動作の周波数範囲と一致するように選択された帯域通過フィルタであってよい。送信フィルタ１４はＳＡＷフィルタまたはセラミックフィルタとして実施してもよい。

図２は、典型的なＲＦドライバ増幅器として採用してもよいような典型的なＲＦドライバ増幅器の詳細を図解する。示された回路類は、ＲＦドライバー増幅器２００が、ＣＤＭＡ規格によって要求される全体の制御範囲にわたって、動作可能にするために必要なバイアスおよび制御回路類を供給する。入力電圧２０２は制御電流源２０３で制御電流に変換される。制御電流源２０３は、基準バイポーラ接合トランジスタ(ＢＪＴ）２０１のコレクタに接続される。基準ＢＪＴ２０１のベースを制御電流源２０３に接続するＡライン２０４が提供される。基準ＢＪＴ２０１のベースとライン２０４は、増幅器２０５、ＮＭＯＳトランジスタ２１９、抵抗器２０６および２０７およびキャパシタ２０８を含む単位利得演算増幅器２２０に接続する。ＮＭＯＳトランジスタ２１９のゲートは、増幅器２０５の出力に接続し、ソースは抵抗器２０６に結合し、およびドレインはＶＤＤ２０２に接続する。ＲＦ入力信号はキャパシタ２０９を通る。キャパシタ２０９は、単位利得演算増幅器回路２２０からの信号と結合し、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通のエミッタＢＪＴ２１０に渡す。基準電圧２１１は、バイパスキャパシタ２１２およびＰインダクタ２１３に接続される。Ｐインダクタ２１３は、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０につながっている。単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０からのエミッタは、エミッタデジェネレーションインダクタ２１４に接続し、次に、グラウンドに接続する。単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０のコレクタは、ボンドインダクタ２１５、Ｓキャパシタ２１６、およびＰａｄキャパシタ２１７およびＢｄキャパシタ２１８を介した中間グラウンド接続を含む整合回路を介してＲＦ出力に接続される。図２のキャパシタンス、インダクタンスおよび抵抗に使用された特定値は、アプリケーションに依存するが、当業者により容易に決定されるかもしれない。

図２の回路は以下のように作動する。

システムは制御電流を生成し、基準バイポーラ接合トランジスタ２０１へ制御電流を強引に通す。基準バイポーラ接合トランジスタ２０１のコレクターの電流は回路に以下の自然対数方程式に従って、基礎エミッタ電圧（Ｖｂｅ）を生成させる：

但し、Ｖ_tは、基準バイポーラ接合トランジスタ２０１の熱電圧である。Ｖ_tはｋ＊Ｔ／ｑに等しい。但し、ｋはボルツマン定数である。Ｔは、ケルビンにおける基準バイポーラ接合トランジスタ２０１の温度である。ｑは、電子電荷である。式(１)において、Ｉ_sは飽和電流であり、Ｉ_cは基準バイポーラ接合トランジスタ２０１のコレクタ電流である。Ｉ_cは、基準バイポーラ接合トランジスタ２０１のフォワードアクティブ飽和電流である。Ｉ_sは、所定の集積回路ファブリケーションプロセスのための基準バイポーラ接合トランジスタ２０１のエリアの関数であり、所定のトランジスタに対してほぼ一定である。基準バイポーラ接合トランジスタ２０１のベース−エミッタ電圧Ｖｂｅは、増幅器２０５、抵抗２０６および２０７、キャパシタ２０８、およびＮＭＯＳトランジスタ２１９により形成される単一利得演算増幅器回路２２０によりバッファリングしてもよい。システムは、単一利得のバッファリングされた電圧を、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０に適用する。

システムは、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０のベース電圧を変えることにより出力装置コレクタ電流を制御する。このベース電圧は、図示される基準バイポーラ接合トランジスタ２０１に接続された制御電流源２０３のような電流源から特定の制御電流を引き出すことにより変化させてもよい。システムは、図２に示される方法の場合のように、単一利得バッファを介して、ベース電圧を出力装置に適用する。

端末の利得は動作にとって重要である。一般に、端末における全体の電圧利得はトランスコンダクタンスに比例し、回路の直流バイアスの関数である。

但し、Ｇは端末における利得である。ｇｍは、インダクティブフィードバックを無視する共通エミッタＢＪＴのトランスコンダクタンスである。 Ｒｏｕｔは出力抵抗である。

これは低周波数の場合に真実である。ｇｍは式(３)に示すように変化する。

Ｉcは先の場合と同様に、コレクタ電流であり、Ｖｔは、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０の熱電圧である。コレクター電流は関係式

に従うので、基準バイポーラ接合トランジスタ２０１のＶｂｅと、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０であるＲＦトランジスタのＶｂｅは典型的に同一である。その結果、基準バイポーラ接合トランジスタ２０１のコレクタ電流と単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０のコレクタ電流は、一般的に互いに比例するであろう。単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０の飽和電流、Ｉsは基準バイポーラ接合トランジスタ２０１の飽和電流よりＸ倍大きいかもしれない。但し、Ｘは、基準バイポーラ接合トランジスタ２０１と単に津のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０との間のエミッタ領域の比である。

一般に高い周波数において、増幅器２０５の利得は、Ｇａｉｎ＝ＧｍＺLである。但し、Ｇｍは、エミッタデジェネレーションインダクタンスを含んだ単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０のトランスコンダクタンスある。また、ＺLは、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通のエミッタＢＪＴ２１０のコレクタにおいて見られる出力インピーダンスである。この出力インピーダンスは、ＲＦ出力から図２の整合回路および出力装置自体に反映された負荷インピーダンスの並列の組み合わせである。この配置において：

である。ただし、ｇｍがバイポーラのトランスコンダクタンスを表わし、Ｉｃ／Ｖｔに等しい。Ｚｅは、エミッターデジェネレーションインダクタ２１４のインピーダンスの値であり、２＊π＊周波数＊Ｌに等しい。この場合、Ｌはエミッタデジェネレーションインダクタ２１４の値である。

小さなコレクター電流値において、ｇｍ＊Ｚｅは１よりはるかに少ない。この関係は、ＲＦ増幅器Ｇｍをバイポーラトランスコンダクタンスｇｍに等しくまたはほぼ等しくさせる。Ｇｍは、エミッタデジェネレーションインダクタンスを含んだ、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０のトランスコンダクタンスを表す。

これは、増幅器の利得がgm*Zeの小さな値におけるコレクタ電流にほぼ比例することを示す。ｇｍ＊Ｚｅが１よりはるかに大きい場合、Ｇｍの値は、１／Ｚｅにほぼ等しい。したがって、非常に大きなコレクター電流の場合、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０の利得はほぼ一定であり、ＺL／Ｚｅに等しい。

制御電流の値が図２の設計において適切に生成されない場合、プロット３０１の非理想の特性は生じるかもしれない。それはプロット３０２のｄＢ特性において理想のリニアからの逸脱を表わす。他の非理想の曲線は、図３に図解されたプロット３０１の代わりに生じるかもしれない。したがって、端末とアプリケーションに応じて、プロット３０１は、性能を決定し、かつ正確に端末を較正する能力を提供するために、複数の点において、典型的には、電力制御範囲にわたって１０を超えるポイントにおいて測定される。

この設計において、制御電流は変化され、ＲＦドライバ増幅器２００のためにデシベル性能でリニアを提供する。システムは、ＭＳＭ（移動局モデム)のような電圧ソースから入力電圧を得ることによりこの変化された制御電流を派生し、その電圧を異なる補償技術を用いて制御電流に変換する。

制御電流変換への自動利得制御電圧は、図４のブロック図形式で例証される。

図４から、自動利得制御電圧は線形のＧｍブロック４０２を通過する。この観点において、線形のＧｍブロック４０２は電圧Ｖａｇｃをノード４０１から差動電流に変換する。線形のＧｍブロック４０２の差異の観点はオプションである。また、線形のＧｍブロック４０２の必要な観点は電圧を電流に変換する能力である。電圧を電流に変換するのに種々の装置を使用してもよい。これらは、これらに限定されないが、トランスコンダクタンス増幅器または他のトランスコンダクタ、および電圧を電流にそして、潜在的に異なる電流にリニアに変換することができる当業者に知られた他の装置を含む。この観点において、差動電流はリニアＧｍブロック４０２から温度補償ブロック４０３に流れる。温度補償ブロック４０３は、装置の絶対温度に基づいて受信した電流、この場合には、リニアＧｍブロック４０２から受信した電流の温度補償を実行する。温度補償差動電流は指数関数的な電流制御ブロック４０４に供給される。指数関数的な電流制御ブロック４０４は、利得制御回路内のバイポーラトランジスタの指数関数的なコレクタ電流特性の観点を使用し、ＲＦドライバ増幅回路２００内のコレクタ電流の指数関数的な観点を補償する。指数関数的な電流制御ブロック４０４の結果はインダクティブデジェネレーション補償ブロック４０５を通る。インダクティブデジェネレーションブロック４０５は、指数関数的な電流制御ブロック４０４からの電流を変更し、インダクティブデジェネレーションを補償し、デシベル利得制御におけるリニアを可能にする。インダクティブデジェネレーション補償ブロック４０５の結果は、基準電流または制御電流Icontrolであり、これは図２の制御電流源２０３において電流として供給される。

電圧を、図５に図解されるリニアＧｍブロック４０２における電流のような電流に変換するために使用してもよい１つの回路は図５に図解されＭＳＭからの電圧を用いて動作する。図５から、Vcontrol信号は以下を用いて、電流に変換される。

Vcontrolは、増幅器５０２の正の端子に印加された制御電圧である。Ｒ１は、抵抗器５０３の抵抗である。およびIcontrolは、ＮＭＯＳトランジスタ５０１から生じる制御電流である。増幅器５０２の出力は、ＮＭＯＳトランジスタ５０１のゲートに接続する。

図５から、増幅器５０２の負の端子は、ＮＭＯＳトランジスタ５０１のソースからのフィードバックを受信する。ソースはまた抵抗器Ｒ１を供給する。抵抗器Ｒ１はグラウンドに接続される。IcontrolはVcontrolの値に従って線形的に変化する。この制御電流Icontrolおよび制御電圧Vcontrolは、下記に述べられるような設計の他の観点において使用される。

ＢＪＴ内コレクター電流は温度に従って変化する。そして、このシステムは、温度補償ブロック４０３を用いて温度差に対して電流を補償する。温度補償ブロック４０３はＰＴＡＴ（絶対温度に比例する）変換機能を提供する。温度補償ブロック４０３の機能は温度が上昇するとき電流を増加させることである。操作上、電流は、そのとき存在する温度から派生した温度補償要因によりリニアＧｍブロック４０２から受信した電流を乗算することにより補償される。このスキームにおいて温度補償のために使用してもよい１つの回路は図６に図解される。図６の回路は次の機能性を提供する：

但し、Icontrolは、図５から発生した制御電流であり、Iref1は温度または他のいかなるパラメータによっても変化しない一定の電流である。

図６に示すように、電圧ＶＤＤは図示する構成名の回路の一番上に印加される。そして、この電圧は制御電流源６０１、ＰＴＡＴ電流ＢＪＴ６０２、および基準１電流ＢＪＴ６０３を通る。ＰＴＡＴ電流ＢＪＴ６０２のエミッタからの出力は、グラウンドおよび電流ＢＪＴ６０４のベースに接続されたＰＴＡＴ電流ソース６０５を通る。

制御電流源６０１からの出力は、ＰＴＡＴ電流ＢＪＴ６０２のベース、基準１電流ＢＪＴ６０３のベース、および制御電流ＢＪＴ６０４のコレクタを通る。ＰＴＡＴ電流ＢＪＴ６０２からのエミッタは、制御電流ＢＪＴ６０４のベース接合を通る。基準電流ＢＪＴ６０３からのエミッタは基準１電流源６０６を通る。基準１電流源６０６はグラウンドに接続される。基準１電流ＢＪＴ６０３からのエミッタもＩＰcontrolＢＪＴ６０７のベースに接続される。ＩＰcontrol電流ＢＪＴ６０７は、そのコレクタにおいてＩＰcontrol電流を受信し、そのエミッタはグラウンドに接続される。

図６に示される構成に従って、および式(７)に基づいて、ＰＴＡＴ電流源６０４におけるＰＴＡＴ電流および基準１電流ソース６０６における基準１電流は、受信した差動電流に対して温度補償値を供給する。Ｉ_controlは基準１電流源６０６における電流により除算されるＰＴＡＴ電流源６０４における電流により乗算される。この回路から、ＰＴＡＴ補償は、ＰＴＡＴ温度特性に従ってI_controlを供給する(Vt/V_control)*I_controlをとることにおおよそ等しいことが理解されるかもしれない。

最大補償された電流Ｉｍａｘ_compは、以下の式に従って計算される。

ただし、Ｖｃｏｎｔｒｏｌ_maxは、Ｖｃｏｎｔｒｏｌの最大値であり、Ｒ１は図５で使用した抵抗であり、Ｉ_PTATおよびＩ_ref1は図６に示すような電流である。

図７から、リニアＰＴＡＴ制御電流Ｉ_pcontrolおよびＩｍａｘ_compは以下のようにバイポーラ差動ペアを用いて温度補償された指数関数的制御電流に変換される。

但しＩ_lindBは、今Ｉ_pcontrolに応じて指数関数的に変化するｄＢ電流におけるリニアである。Ｉpcontrolは図６からのリニアＰＴＡＴ制御電流である。Ｖ_tは熱電圧である。およびＲ２は、図７の抵抗器７１０または７１１の抵抗である。方程式（９）は、分母のＶｔをキャンセル可能にする目的で、小さなフィードバックでＤＡコレクタ電流のｄＢ制御におけるリニアのための基準を提供する。Ｉ_pcontrolは前の温度補償によりＶ_ｔに比例する。

以下の記載を簡単にするために、式(９)に基づいて正規化要因Ａが使用される。

正規化要因Ａは、インダクティブデジェネレーションを無視することができる低電流のためのｄＢ利得におけるリニアを生じる電流を指数関数的に変化させることに相当する。

図７は、図２で示される回路の指数関数的な特性に有効に一致する指数関数的な電流制御を提供する回路を図解する。図７から、リニアの差動ＰＴＡＴ電流は、バイポーラの差動対を備えた温度補償指数関数的な制御電流に変換される。基準電流、Ｉref2は示された通りで、ＰＭＯＳトランジスタ７０３に関係している。システムはＰＭＯＳトランジスタ７０１において、基準電流Ｉref2に正規化要因Ａを乗算する。ＰＭＯＳトランジスタ７０２はバイパス７０４を含んでいる。その一方でＰＭＯＳトランジスタ７０３はバイパス７０５を含んでいる。ＰＭＯＳトランジスタ７０２および７０３の各々からのエミッタは、それぞれ第１ＢＪＴ７０６および第２ＢＪＴ７０７のコレクタを通る。温度補償ブロック４０３から受信された電流は、Ｉ_pcontrol電流源７０８およびＩMAX_comp電流源７０９で示されたＩ_pcontrolおよびＩMAX_comである。これらの電流源からの出力は、ＢＪＴｓのベースにわたされ、特に、Ｉ_pcontrol電流源７０８からの出力は第１ＢＪＴ７０６のベースに渡され、ＩMAX_comp電流源７０９からの出力は、第２ＢＪＴ７０７のベースを通る。

Ｉ_pcontrol電流源７０８からの出力は抵抗器７１０を通って、グラウンドを通り、一方ＩMAXcomp源７０９からの出力は、抵抗器７１１を通って、グラウンドを通る。

第１ＢＪＴ７０６および第２ＢＪＴ７０７の両方からのエミッタは、加算源７１２を通り、加算源７１２はグラウンドを通る。合計ソース７１２の値は(Ａ＋１）＊Ｉref2である。図７で示される典型的な回路は、小さなインダクティブフィードバックを有したＤＡコレクタ電流のｄＢコントロールにおけるリニアのための基準を供給する。Ｖcontrolのほぼ７０パーセントを超える範囲内のコレクタ電流のようなより大きなコレクタ電流（Ｇｍ＊Ｚｅは１に等しいかまたは１より大きいコレクタ電流)の場合、エミッタ内のインダクティブデジェネレーションからのフィードバックは、特性をリニアから逸脱させる、そして制御電流は、さらに処理され、インダクティブデジェネレーション補償を用いてこのフィードバックを補償してもよい。

出力装置内のインダクティブデジェネレーションを補償するために、さらなるインダクティブデジェネレーション補償ブロック４０５はさらに、出力装置内の大きなコレクタ電流のために指数関数的な回路制御ブロック４０４から受信した指数関数制御電流を処理する。デジェネレーション補償ブロックは、インダクティブデジェネレーションを補償し、ハイエンドコレクタ電流範囲を主にアドレスするドライバ増幅器の全利得制御範囲にわたってｄＢ特性にリニアを供給する。このインダクティブデジェネレーション補償が無いと、利得制御特性は、低出力電流においてｄＮにおいてリニアであり、高出力電流において、水平状態に達するであろう。

指数関数制御と組み合わされたインダクティブデジェネレーション補償は、高コレクタ電流におけるリニアからの逸脱を訂正する。出力装置の電圧利得、すなわち、その関連するバイアス回路を含むＲＦドライバ増幅器２００は、高コレクタ電流状況の場合は、および

として与えられる。ただし、Ｇｍは、エミッタデジェネレーションインダクタンスが含まれるインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０である。ＺLは、コレクタにみられる負荷インピーダンスである。ＺEはエミッタインダクタインピーダンスである。Ａｖは電圧利得である。再度、正規化要因を使用してもよい。この場合、Ａｖは電圧利得であり、Ａmaxはインダクティブにデジェネレートされたトランスコンダクタンスの最大利得である。

式(１２)から、正規化要因ＡはＡｖがＡmaxに等しいときの正規化要因にひとしいことに留意する必要がある。式(１１)乃至(１３)から、コレクタ電流は、以下のようにあらわあされる。

一定の正規化された利得に対して使用してもよいコレクタ電流はＰＴＡＴであり、従ってＩref3はＰＴＡＴ電流である。方程式（１４）はｄＢ特性におけるリニアを発生するために使用されるバイアス電流である。

この場合も先と同様に、正規化要因Ａを使用して、

正規化要因Ａに関してコレクタ電流は、

である。Ｉref3は、ＢＪＴのｇｍのＰＴＡＴ変化を補償するためにＰＴＡＴとして作動すると仮定される。したがって、Ｉrezは、温度、プロセス、および電圧に対して一定の利得を供給する基準電流を表す。方程式の上述のセットは、これに限定されないが典型的なＢＪＴのｒBおよび有限のβを含むある非理想的な効果を無視する。

図８で示されたトランスリニア(tranlinear)回路を用いて式(１６)で記載したインダクティブデジェネレーション補償機能を実施することができる。この回路は、図７の出力、Ａ＊Ｉref2をとり、低電流に対して指数関数的に変化する制御電流を発生し、出力を変更して高電流におけるインダクティブデジェネレーションを補償する。これらの２つの回路の組合せは、全体の利得制御範囲にわたってｄＢ制御におけるリニアをイネーブルにする。図８から、ＶＤＤは回路の一番上に印加され、第１のＢＪＴ８０１、第２のＢＪＴ８２、第５のＢＪＴ８０５、および第６のＢＪＴ８０６のコレクタに入り、同様に第１のＢＪＴ８０１のベースおよび第６のＢＪＴ８０６のベースに入力される。第１のＢＪＴ８０１からのエミッタは、Ｉref3電流源８１１および第２のＢＪＴ８０２のベースを通る。第２のＢＪＴ８０２のエミッタは、Ａ＊Ｉref2電流源８１２および第３ＢＪＴ８０３のベースを通る。第６のＢＪＴ８０６のエミッタは、第５のＢＪＴ８０５のベースおよび第３のＢＪＴ８０３のコレクタを通る。第４のＢＪＴ８０４はそのコレクタでＩＤＡcontrolを受信しそのエミッタからの信号を通る。それは第３のＢＪＴ８０３からの信号と結合し、Ｉo電流源８１３に供給される。第５のＢＪＴ８０５のエミッタは、Ｉref2電流源８１４で現在のＩref2を形成するためにＡ＊Ｉref2電流源８１５の出力と結合する電流（１−Ａ）＊Ｉref2を提供する。電流（１−Ａ）＊Ｉref2も第４のＢＪＴ８０４のベースに供給される。

Ａ＊Ｉref2電流源８１５はＶＤＤ電圧を受信する。回路は図４のブロック４０５として使用されてもよい。また、その回路は、式(１６)の分母である(１-Ａ）の存在により、単一性を回避することができる、電流限界、Ｉoを提供する。

示された方法でドライバ増幅器に利得制御（３０−４０ｄＢ）を加えることは、アップコンバーターＶＧＡ、すなわち図２からのＲＦドライバ増幅器２００が、ほぼ６０ｄＢの利得制御の範囲でのみ、高度に製造可能なトポロジーを使用することを可能にする。ＲＦドライバ増幅器を指数関数的に変化するコレクタ電流でバイアスすることにより、ｄＢ利得制御特性のリニアは、ＲＦドライバ増幅器２００のファーストオーダ(first order)をこのようにして達成してもよい。その結果、ＲＦドライバ増幅器２００はＣＤＭＡ標準のひずみ要件を満たすために定格出力電力で重要な直流バイアスを運ぶ。最大未満の出力電力については、ドライバ増幅器のバイアスは指数関数的に降下し、かなりの電流ドレインを確保し、合計端末電力消費を低減する。

最小の出力電力条件の場合、この設計は非常に低いコレクタ電流で出力装置にバイアスをかける。このバイアシングは、ＲＦドライバ増幅器２００を低出力電力における減衰モードに置くことができ、それにより雑音およびスプリアス信号を消去する能力を提供し、よりよい信号を低出力電力で雑音比に供給する。これは、３Ｇ基準においてますます重要である。さらに、それは、直接のアップコンバージョン送信器アーキテクチャのＬＯフィードスルーを抑えるのに非常に役立つことができる。ここに記述された利得制御バイアス回路類は、利得制御範囲にわたって連続的な方法で作動する。その結果、ＣＤＭＡシステムの中で使用される閉ループ電力制御装置が適切に機能することを可能にして、利得制御特性に最小の不連続がある。利得制御は、さらに電力消費がＣＤＭＡプロファイルに最適化されることを可能にする。高電力において、線形性に必要なように、バイアスは大きい。

より低い電力のために、それはほぼ指数関数的に減衰する。利得制御は、ＲＦドライバ増幅器２００が低出力電力で減衰モードを入力することを可能にし、それにより、送信器の出力の雑音およびスプリアスプロダクト(suprious product)を抑える。

上述の記載は、ｄＢ制御におけるリニアについて議論し、高コレクタ電流のためのサンプル回路を提示する。低いコレクター電流の場合、図２の単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０の利得はほぼ

である。

但し、ｇｍは、トランスコンダクタンスであり、Ｉcはコレクタ電流であり、ＺLは単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０のコレクタにおいてみられる出力インピーダンスであり、Ｖｔは、単一のインダクティブにデジェネレートされた共通エミッタＢＪＴ２１０の熱電圧である。デシベルで、利得は次のものから与えられる：

従って、利得は、低コレクタ電流レベルにおいてコレクタ電流に従って指数関数的に変化する。

コレクタ電流は、

としてリニアに変化するＶｂｅに対して指数関数的に変化するであろう。式(１９)のＩc値を式(１８)に代入すると以下を生じる。

式(２０)は、デシベルにおける利得とＶｂｅとの間に次の関係を生じる。

式(２０)のログ項はほぼ一定であり、ｄＢにおける利得は、Ｖｂｅに従ってリニアに変化する。この関係を使用して、低コレクタ電流に対してｄＢ制御におけるリニアを提供し、高コレクタ電流においてｄＢ制御におけるリニアを許容するように変更してもよい。

この発明の実施形態の上述の記載は、当業者がこの発明を製作または使用可能にするように提供される。これらの実施形態に対する種々の変更は、当業者には容易に明白であり、ここに定義される包括的原理は、発明力の使用なしに他の実施形態に適用してもよい。従って、この発明は、ここに示された実施形態に制限されるようには意図されないが、ここに開示された原理と新規な特徴に一致する最も広い範囲が許容されるべきである。

Claims (48)

1. 下記を具備する、受信した利得制御電圧に応答してデシベルの利得制御にリニアを供給するための無線周波数(ＲＦ）ドライバ増幅器であって、前記ＲＤドライバ増幅システムは、バイポーラ接合トランジスタおよび整合回路を含むドライバ増幅器回路類を有する：
   入力電圧を受信し、受信した入力電圧に基づいて制御された電流を供給するリニアトランスコンダクタ；
   絶対温度に従って、前記リニアトランスコンダクタからの電流を変化させるための温度補償回路；
   前記温度補償回路類からの温度に従って変化される電流を受信し、それに応答して指数関数電流を供給する指数関数電流コントローラ；
   前記指数関数電流コントローラから指数関数電流を受信し、前記ドライバ増幅回路類内の少なくとも１つのインダクタによりインダクティブデジェネレーションを補償する前記ドライバ増幅回路類に制御電流を供給するインダクティブデジェネレーション補償器；
   制御電流は、前記インダクティブデジェネレーション補償器から前記ドライバ増幅回路類および前記バイポーラ接合トランジスタおよび整合回路を通り、前記ドライバ増幅回路類からの利得は、前記入力電圧に対してデシベルでリニアに変化する。
2. 前記リニアトランスコンダクタは前記入力電圧を差動電流に変換する、請求項１のシステム。
3. 前記温度補償回路は、絶対温度に従って前記差動電流を変化させることにより温度効果に対して前記差動電流を補償する、請求項２のシステム。
4. 前記指数関数電流コントローラは、前記差動電流を前記指数関数電流に変換するバイポーラ差動対を具備する、請求項３のシステム。
5. 前記指数関数電流コントローラおよび前記インダクティブデジェネレーション補償器は、高コレクタ電流に対してリニア性能からの逸脱を訂正する、請求項１記載のシステム。
6. 前記インダクティブデジェネレーション補償器は、トランスリニア回路を使用する、請求項１のシステム。
7. 前記温度補償回路類は、バイポーラ接合トランジスタ回路類を用いてＰＴＡＴ補償を供給する、請求項１のシステム。
8. 前記インダクティブデジェネレーション補償器は、バイポーラ接合トランジスタ回路類を具備するトランスリニア回路を使用する、請求項７のシステム。
9. 下記を具備する、受信した電圧に基づいて、デシベル利得制御にリニアを供給するための装置：
   前記受信した電圧を電流に変換する電圧−電流変換器；
   温度変化に対して前記電流を温度補償された電流に補償する温度補償回路；
   および前記温度補償された電流を受信し、インダクティブデジェネレーション効果を除去し、デシベル利得制御にリニアを供給するために使用される基準電流を供給する指数電流制御およびインダクティブデジェネレーション補償回路。
10. 前記電圧−電流変換器は、受信した電圧を差動電流に変換する、請求項９の装置。
11. 前記温度補償回路は、絶対温度に従って前記差動電流を変化させることにより、温度効果に対して前記差動電流を補償する、請求項１０の装置。
12. 前記指数関数電流制御およびインダクティブデジェネレーション補償回路は、前記差動電流を前記基準電流に変換するバイポーラ差動対を具備する、請求項１１の装置。
13. 前記指数電流制御およびインダクティブデジェネレーション補償回路は、高コレクタ電流に対してリニア性能からの逸脱を訂正する、請求項９の装置。
14. 前記指数関数電流制御およびインダクティブデジェネレーション補償回路はトランスリニア回路を使用する、請求項９の装置。
15. 前記温度補償回路は、バイポーラ接合トランジスタ回路類を用いてＰＴＡＴ補償を供給する、請求項９の装置。
16. 前記指数電流制御およびインダクティブデジェネレーション補償回路は、バイポーラ接合トランジスタ回路類を具備するトランスリニア回路を使用する、請求項１５の装置。
17. 下記を具備する、ＲＦドライバ増幅器のためのデシベル利得制御にリニアを供給するためのシステム：
    電流を供給する手段；
    前記電流を温度補償された電流に温度補償する手段；
    前記温度補償された電流を指数関数的に制御された電流に指数関数的に制御する手段；および
    前記指数関数的に制御された電流のインダクティブデジェネレーションを補償し、それにより、デシベル利得制御にリニアを供給するために使用される基準電流を生成する手段。
18. 前記電流供給手段は、差動電流を供給する、請求項１７のシステム。
19. 前記温度補償手段は、絶対温度に従って、前記差動電流を変化させることにより温度効果に対して前記差動電流を補償する、請求項１８のシステム。
20. 前記指数関数的に制御する手段は、前記差動電流を前記指数関数的に制御された電流に変換するバイポーラ差動対を具備する、請求項１９のシステム。
21. 前記指数関数的に制御する手段および前記インダクティブデジェネレーション手段は、高コレクタ電流に対してリニア性能からの逸脱を訂正する、請求項１７のシステム。
22. 前記インダクティブデジェネレーション補償手段は、トランスリニア回路を具備する、請求項１７のシステム。
23. 前記温度補償手段は、バイポーラ接合トランジスタ回路類を用いてＰＴＡＴ補償を供給する、請求項１７のシステム。
24. 前記インダクティブデジェネレーション補償手段は、バイポーラ接合トランジスタ回路類を具備するトランスリニア回路を使用する、請求項２３のシステム。
25. 下記を具備する、ＲＦドライバ増幅器において、デシベル利得制御にリニアを供給するための方法：
    電流を生成する；
    前記電流を温度補償された電流に温度補償する；
    前記温度補償された回路を指数関数的に制御された電流に指数関数的に制御する；および
    前記指数関数的に制御された電流のインダクティブデジェネレーションを補償し、それによりデシベル利得制御にリニアを供給するために使用される基準電流を生成する。
26. 前記基準電流をＲＦドライバ増幅回路に印加することをさらに具備する、請求項２５の方法。
27. 前記電流生成は、差動電流を生成することを具備する、請求項２６の方法。
28. 前記温度補償は、絶対温度に従って前記差動電流を変化させることにより、温度効果に対して前記差動電流を補償する、請求項２７の方法。
29. 前記指数関数的に制御することは、前記差動電流を前記指数関数的に制御された電流に変換するバイポーラ差動対を使用することを具備する、請求項２８の方法。
30. 前記指数関数的に制御することおよび前記インダクティブデジェネレーション補償することは、高コレクタ電流に対してリニア性能からの逸脱を訂正する、請求項２６の方法。
31. 前記インダクティブデジェネレーション補償することは、トランジスタ回路を使用する、請求項２６の方法。
32. 前記温度補償することは、バイポーラ接合トランジスタ回路類を用いてＰＴＡＴ補償を供給する、請求項２６の方法。
33. 前記インダクティブデジェネレーション補償することは、バイポーラ接合トランジスタ回路類を具備するトランスリニア回路を使用する、請求項３２の方法。
34. 下記を具備する、少なくとも１つのインダクタを具備するドライバ増幅器回路類に可変利得ＲＦドライブ増幅を供給する方法であって、前記可変利得は受信した入力電圧に対してデシベル利得制御において実質的にリニアである：
    下記を具備する、電流制御信号を発生する；
    前記入力電圧を受信し、前記入力電圧を電流に変換する；
    絶対温度に従って前記電流を変化させることにより温度効果に対して前記電流を補償し、温度補償された電流を生成する；
    前記温度補償された電流に基づいて制御された指数関数電流を供給する；および
    前記制御された指数関数電流においてインダクティブデジェネレーションを補償する、前記補償することは前記ドライバ増幅回路類内の少なくとも１つのインダクタに対する高電流効果に対処するために前記電流を変更することを具備し、前記補償することの結果は、前記ドライバ増幅器回路類にわたされる制御電流の作成である。
35. 前記受信することは、前記入力電圧を差動電流に変換することを具備し、前記補償することは、絶対温度に従って前記差動電流を変化させることにより温度効果に対して前記差動電流を補償し、前記温度補償された電流を生成することを具備する、請求項３４の方法。
36. 前記制御された指数関数電流を供給することは、前記差動電流をバイポーラ差動対を用いて前記温度補償された電流に変換することを具備する、請求項３５の方法。
37. 前記制御された指数関数電流を供給することおよびインダクティブデジェネレーションを補償することは、高コレクタ電流に対してリニア性能からの逸脱を訂正する請求項３４の方法。
38. 前記制御された指数関数電流を供給することおよびインダクティブデジェネレーションを補償することはトランジスタ回路を使用する請求項３４の方法。
39. 温度効果に対して前記電流を補償することは、バイポーラ接合トランジスタ回路類を用いてＰＴＡＴ補償を供給することを具備する、請求項３４の方法。
40. 前記制御された指数関数電流内のインダクティブデジェネレーションを補償することは、バイポーラ接合トランジスタ回路類を有するトランスリニア回路を使用することを具備する、請求項３９の方法。
41. 下記を具備する集積回路（ＩＣ）：
    入力電圧を受信し、受信した入力電圧に基づいて制御された電流を供給するリニアトランスコンダクタ；
    絶対温度に従って、前記リニアトランスコンダクタからの電流を変化させるための温度補償回路類；
    温度補償回路類からの温度に従って変化された電流を受信し、それに応答して、指数関数電流を供給する指数関数電流コントローラ；および
    前記指数関数電流コントローラから指数関数電流を受信し、制御電流を生成してインダクティブデジェネレーションを補償するインダクティブでジェネレーション補償器。
42. 前記リニアトランスコンダクタは、前記入力電圧を差動電流に変換する、請求項４１の集積回路。
43. 前記温度補償回路類は、絶対温度に従って前記差動電流を変化させることにより温度効果に対して前記差動電流を補償する、請求項４２の集積回路。
44. 前記指数関数電流コントローラは、前記差動電流を前記指数電流に変換するバイポーラ差動対を具備する、請求項４３の集積回路。
45. 前記指数関数電流コントローラおよび前記インダクティブデジェネレーション補償器は、高コレクタ電流に対してリニア性能からの逸脱を訂正する、請求項４１の集積回路。
46. 前記インダクティブデジェネレーション補償器は、トランスリニア回路を使用する、請求項４１の集積回路。
47. 前記温度補償回路類は、バイポーラ接合トランジスタ回路類を用いてＰＴＡＴ補償を供給する、請求項４１の集積回路。
48. 前記集積回路はＲＦチップである、請求項４１の集積回路。

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