MXPA05005190A

MXPA05005190A - Amplificador controlador de frecuencia de radio de ganancia continuamente variable que tiene caracteristicas de control lineal con la ganancia de decibeles.

Info

Publication number: MXPA05005190A
Application number: MXPA05005190A
Authority: MX
Inventors: Barnett Kenneth
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-11-13
Filing date: 2003-11-12
Publication date: 2005-08-18
Also published as: AU2003290822A8; US20040155708A1; DE60330707D1; AU2003290822A1; EP1568236B1; WO2004045226A3; CN1714505A; CN1714505B; EP1568236A2; US7106138B2; BR0316211A; JP2010273360A; JP2006517751A; US20060038617A1; WO2004045226A2; ATE453244T1; KR20050075391A; US6906592B2

Abstract

Se proporciona un sistema amplificador controlador de frecuencia de radio (RF) y metodo que proporciona control lineal en la ganancia de decibeles. El sistema amplificador controlador de RF comprende un transconductor lineal que recibe un voltaje de entrada y proporciona una corriente controlada basada en el voltaje de entrada recibida, un circuito de compensacion de temperatura para hacer variar la corriente del transconductor lineal de acuerdo a la temperatura absoluta, un controlador de corriente exponencial que recibe la corriente variable de acuerdo a la temperatura y proporciona una corriente exponencial en respuesta, y un compensador de degeneracion inductiva que recibe la corriente exponencial y proporciona una corriente de control al circuito amplificador controlador, compensando por lo tanto la degeneracion inductiva debida a al menos un inductor en el circuito amplificador controlador. La corriente de control pasa del compensador de degeneracion inductiva al circuito amplificador controlador. La ganancia de salida del circuito amplificador controlador varia linealmente en decibeles con respecto al voltaje de entrada.

Description

AMPLIFICADOR CONTROLADOR DE FRECUENCIA DE RADIO DE GANANCIA CONTINUAMENTE VARIABLE QUE TIENE CARACTERISTICAS DE CONTROL LINEAL CON LA GANANCIA DE DECIBELES CAMPO DE LA INVENCION La presente invención se relaciona, de manera general, con el campo de las comunicaciones y, de manera más específica, con la provisión de características de control de ganancia en amplificadores controladores (DA) de Frecuencia de Radio (RF) .

ANTECEDENTES DE LA INVENCION En un sistema de comunicación inalámbrico, un usuario que tiene una terminal (por ejemplo, un teléfono celular) se comunica con otro usuario vía trasmisiones sobre el enlace descendente (enlace de ida) y el enlace ascendente (enlace de regreso) a través de una o más estaciones base. El enlace descendente se refiere a la transmisión de la estación base a la terminal, mientras que el enlace ascendente se refiere a la transmisión de la terminal a la estación base. Los sistemas de telecomunicaciones celulares, como los sistemas de comunicaciones de acceso Múltiple por División de Código (CDMA) , con frecuencia se caracterizan por una pluralidad de estaciones móviles, o terminales, (por ejemplo teléfonos celulares, unidades móviles, teléfonos inalámbricos o teléfonos móviles) en comunicación con uno o más Subsistemas de Transceptor de Estación Base (BTS) . Las señales transmitidas por las estaciones móviles son recibidas por un BTS y con frecuencia reenviadas a un Centro de Conmutación Móvil ( SC) que tiene un Controlador de Estación Base (BSC) . De manera alternativa, las transmisiones de la estación móviles pueden ser recibidas por un BTS y reenviadas a un Nodo de Servicio de Datos Público (PDSN) a través de un BSC. El MSC y el PDSN, a su vez, encaminan la señal a una Red de Telefonía Conmutada Pública (PSTN) , una red de datos, u otra terminal. De manera similar, una señal puede ser trasmitida de la PSTN o red de datos a una terminal vía una estación base BTS y un MSC, o vía un BTS, un BSC y un PDSN. La etapa de salida del dispositivo de comunicación inalámbrico, o terminal, empleada en conexión con el sistema de comunicación inalámbrico anterior típicamente incluye amplificadores que refuerzan la transmisión de frecuencia de radio (RF) en el sistema anterior. Por ejemplo, el dispositivo de comunicación inalámbrico puede ser un dispositivo o terminal de comunicación inalámbrica CDMA que emplee uno o más amplificadores de RF para proporcionar una transmisión de señal de frecuencia de radar adecuada.

En una arquitectura de transmisor de conversión directa, generalmente es deseable controlar la ganancia del amplificador controlador de RF por una variedad de razones. Por ejemplo, los estándares CDMA requieren un transmisor que tenga aproximadamente 90 dB de intervalo de control de ganancia. Típicamente un circuito Amplificador de Ganancia Variable (VGA) fabricable de una sola etapa de alto volumen, puede únicamente alcanzar el intervalo de aproximadamente 60 dB de intervalo de control de ganancia. Puesto que el VGA típicamente se localiza en la salida del convertidor ascendente directo en el diseño mostrado, puede ser difícil si no es que imposible incrementar el intervalo de ganancia en presencia del circuito VGA anterior. Las características de control lineal en la ganancia de decibeles proporcionan ciertas ventajas en aplicaciones CDMA. Los requerimientos de control de potencia en el CDMA, por ejemplo, requieren un control estricto sobre la potencia de salida de la terminal. La potencia de salida del teléfono es calibrada y repetible preferiblemente contra el voltaje de control de potencia recibido . El consumo de energía promedio total se mantiene preferiblemente en un mínimo, y el consumo de energía puede ser reducido en presencia de una ganancia variable en el amplificador controlador de RF.

Cuando se implemente una función de control de ganancia en un amplificador controlador, la linealidad y desempeño de ruido adecuados deben estar 'disponibles cuando se proporcione un nivel significativo de potencia de salida, como en el intervalo de aproximadamente 10 dBm. El control lineal en la ganancia de decibeles es particularmente difícil debido a paquetes parásitos e inductancias de la banda de conexión en el diseño del circuito integrado del amplificador controlador. Los sistemas de RF anteriores en la búsqueda de un mejor control de ganancia sobre el intervalo de 90 dB han empleado diferentes diseños con resultados mezclados. Por ejemplo, ciertos diseños usan VGA múltiples, puesto que un solo VGA únicamente proporciona, de manera general, un control de ganancia de 40 a 60 dB. Un escenario con dos VGA puede incrementar el intervalo de control de ganancia, pero este diseño es difícil de operar a una sola frecuencia en el intervalo de frecuencia de operación deseado, y es difícil de sintonizar, desviar y calibrar apropiadamente. Un sistema de VGA doble puede ser usado para una arquitectura de conversión doble (superheterodina) , puesto que cada VGA puede operar a una frecuencia diferente en ese diseño. Ese diseño puede ser indeseable debido a la purga de corriente, el circuito adicional requerido y el circuito más complejo, requiere más área, y es más caro en un diseño de circuito IC. Hablando de manera general, cualquier diseño que emplee circuitos VGA múltiples o diseños que tengan el efecto de circuitos VGA múltiples son indeseables en los sistemas de conversión directa en particular . Los diseños anteriores también han empleado circuitos integrados de trasmisión dentro de la terminal para usar una corriente de desviación variable en el amplificador controlador. Se ha observado que la variación en la corriente de salida es del orden de cuatro a uno sobre todo el intervalo de control de ganancia. Aunque estos pueden reducir la toma de corriente a niveles de potencia de salida bajos, la ganancia no varía en una forma apreciable en esta implementación . Por lo tanto sería ventajoso proporcionar un diseño de amplificador controlador de RF lineal en la ganancia variable de decibeles para aplicaciones en transmisores de conversión directa, particularmente linealmente variable sobre un intervalo de 0 a 90 dB que supere la desventaja de los diseños anteriores.

SUMARIO DE LA INVENCION Los aspectos descritos aquí están dirigidos a una sistema amplificador controlador de frecuencia de radio (RP) que proporciona control lineal en la ganancia de decibeles. De acuerdo a un aspecto del presente diseño, el control lineal en la ganancia de decibeles es proporcionado en respuesta al voltaje de control de ganancia recibido. El sistema amplificador controlador de RF tiene un circuito amplificador controlador que incluye un transistor lineal bipolar y un circuito de acoplamiento. El sistema amplificador controlador de RF comprende un transductor lineal que recibe un voltaje de entrada y proporciona una corriente controlada basada en el voltaje de entrada recibida, un circuito de compensación de temperatura para hacer variar la corriente del transductor lineal de acuerdo a la temperatura absoluta, un controlador de corriente exponencial que recibe la corriente variable de acuerdo a la temperatura del circuito de compensación de temperatura y proporciona una corriente exponencial en respuesta, y un compensador de degeneración inductiva que recibe la corriente exponencial del controlador de corriente exponencial y proporciona una corriente de control al circuito amplificador controlador que compensa la degeneración inductiva debida a al menos un inductor en el circuito amplificador controlador. De acuerdo a este aspecto del diseño, la corriente de control pasa del compensador de degeneración inductiva al circuito amplificador controlador y el transistor de unión bipolar y el circuito de acoplamiento. La ganancia de salida del circuito amplificador controlador varía linealmente en decibeles con respecto al voltaje de entrada. De acuerdo a un segundo aspecto del diseño de la presente, se proporciona un aparato para proporcionar control lineal de la ganancia de decibeles basado en un voltaje recibido. El aparato comprende un convertidor de voltaje a corriente que convierte el voltaje recibido en una corriente, un circuito de compensación de temperatura que compensa la corriente por cambios de temperatura en una corriente compensada por temperatura, y un control de corriente exponencial y un circuito de compensación de degeneración inductiva que recibe la corriente compensada por temperatura y remueve los efectos de la degeneración inductiva para proporcionar una corriente de referencia usada para proporcionar control lineal en la ganancia de decibeles . De acuerdo a un tercer aspecto del diseño de la presente, se proporciona un sistema para proporcionar control lineal en la ganancia de decibeles para el amplificador controlador de RF, que comprende medios para proporcionar una corriente, medios para compensar por temperatura la corriente en una corriente compensada por temperatura, medios para controlar exponencialmente la corriente compensada por temperatura en una corriente controlada exponencialmente, y medios para compensar la degeneración inductiva de la corriente controlada exponencialmente, produciendo por lo tanto una corriente de referencia usada para proporcionar control lineal en la ganancia de decibeles. De acuerdo a un cuarto aspecto del presente diseño, se proporciona un método para proporcionar el control lineal en la ganancia de decibeles en un amplificador controlador de HF , que comprende generar una corriente, compensar por temperatura la corriente en una corriente compensada por temperatura, y controlar exponencialmente el circuito compensado por temperatura a una corriente controlada exponencialmente. De acuerdo a un quinto aspecto del diseño de la presente, se proporciona un método para proporcionar amplificación de excitación de RF de ganancia variable al circuito amplificador controlador que comprende al menos un inductor. La ganancia variable es sustancialmente lineal en el control de la ganancia de decibeles con respecto a un voltaje de entrada recibido. El método de acuerdo a este aspecto comprende generar una señal de control de corriente, que comprende recibir el voltaje de entrada, y convertir el voltaje de entrada a una corriente, compensar la corriente por los efectos de temperatura, haciendo variar la corriente de acuerdo a la temperatura absoluta para producir una corriente compensada por temperatura, proporcionar una corriente exponencial controlada basada en la corriente compensada por temperatura, y compensar la degeneración inductiva en la corriente exponencial controlada, la compensación comprende alterar la corriente para resolver efectos de corriente alta para al menos un inductor en el circuito amplificador controlador. El resultado de la compensación es la creación de una corriente de control que es pasada al circuito amplificador controlador.

BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS Las características, naturaleza y ventajas de la presente invención se volverán más evidentes a partir de la siguiente descripción detallada, expuesta más adelante, cuando se tome en conjunto con los dibujos en los cuales caracteres de referencia similares identifican lo correspondiente a su través y donde : La FIGURA 1 ilustra un diagrama de bloques general de una etapa de salida para un dispositivo o terminal de comunicación inalámbrica; La FIGURA 2 muestra un amplificador controlador de RF y sus circuitos de desviación asociados; La FIGURA 3 es una gráfica de las características de control de ganancia del amplificador controlador de RF, no ideales, en contraste con las características lineales ideales; La FIGURA 4 ilustra un diagrama de bloques del control de ganancia que recibe un voltaje de control y proporciona una corriente de referencia a un amplificador controlador de RF de acuerdo con la presente invención; La FIGURA 5 es un aspecto de un circuito que puede ser empleado como el convertidor Gm/voltaje a corriente lineal del diseño de la presente ; La FIGURA 6 ilustra un aspecto de un circuito que puede ser empleado como el bloque de compensación de temperatura PTAT (proporcional a la temperatura absoluta) del diseño de la presente; La FIGURA 7 muestra un aspecto del circuito que puede ser empleado como el bloque de control de corriente exponencial del diseño de la presente; y La FIGURA 8 es un aspecto de un circuito que puede ser empleado como un bloque de compensación de degeneración inductiva del diseño de la presente.

DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCION Una etapa de salida típica 10 para un dispositivo de comunicación inalámbrico se ilustra en la FIGURA 1 y comprende un amplificador controlador de RF 12, un filtro de transmisión 14, y un amplificador de potencia de RF 16. Un puerto de salida del amplificador controlador de RF 12 está acoplado a un puerto de entrada del filtro de trasmisión 14. De manera similar, un puerto de salida del filtro de transmisión 14 está acoplado a un puerto de entrada del amplificador de potencia de RF 16. Una entrada 18 al amplificador controlador de RF 12 se origina desde otro circuito no ilustrado en la FIGURA 1. Aquellos expertos en la técnica apreciarán que otros circuito pueden incluir, por ejemplo, circuito de procesamiento como un modulador. En un ambiente CDMA, los circuitos adicionales no presentes en la FIGURA 1 pueden incluir un circuito de procesamiento CDMA y un circuito modulador de CDMA, entre otros elementos. Una salida del amplificador de potencia de RF 16 puede ser acoplada a un duplexor 20, la salida del cual está acoplada a un circuito de antena (no mostrado) , el cual puede incluir una antena (tampoco mostrada) . El duplexor 20 permite que la antena sea usada tanto para la transmisión como para la recepción de señales de frecuencia de radio. En un aspecto ejemplar del dispositivo, el filtro de transmisión 14 puede ser un filtro de paso de banda seleccionado para igualar el intervalo de frecuencia de operación del dispositivo de comunicación inalámbrico. El filtro de transmisión 14 puede ser implementado como un filtro SAW o un filtro de cerámica . La FIGURA 2 ilustra los detalles de un amplificador controlador de RF típico, como el que puede ser empleado como amplificador controlador de RF 12. El circuito mostrado proporciona el circuito de desviación y control necesario requerido para permitir que el amplificador controlador de RF 200 opere a través de todo el intervalo de control requerido por el estándar CDMA. El voltaje de entrada 202 es convertido a una corriente de control en la fuente de corriente de control 203, la cual está conectada al colector del transistor de unión bipolar de referencia (BJT) 201. Se proporciona una línea 204 para conectar la base del BJT de referencia 201 a la fuente de corriente de control 203. La base del BJT de referencia 201 y la línea 204 se conectan a un circuito amplificador de operación de ganancia unitaria 220 que incluye el amplificador 205, el transistor MOS 219, las resistencias 206 y 207 y el capacitor 208. La compuerta del transistor NMOS 219 se conecta a la salida del amplificador 205, la fuente de conecta al resistor 206, y la toma se conecta al VDD 202. La señal de entrada de RF pasa al capacitor 209, el cual la combina con la señal del circuito amplificador de operación de ganancia unitaria 220 y la pasa a un solo emisor común degenerado inductivamente BJT 210. El montaje de referencia 211 es conectado a un capacitor de bifurcación 212 y el inductor P 213, el cual se une al colector de un solo emisor común degenerado inductivamente BJT 210. El emisor del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210 se conecta al inductor de degeneración al emisor 214 y posteriormente a tierra. El colector del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210 es conectado a la salida de RF vía un circuito de acoplamiento que incluye el inductor de Conexión 215, el capacitor S 216 y conexiones a tierra intermedias vía el capacitor de Pad 217 y el capacitor Bd 218. Los valores específicos usados para la capacitancia, inductancia y resistencia en la FIGURA 2 dependen de la aplicación pero pueden ser determinados fácilmente por un experto en la técnica. El circuito de la FIGURA 2 opera como sigue. El sistema genera una corriente de control y fuerza a la corriente de control al transistor de unión bipolar de referencia 201. La corriente en el colector de transistor de unión bipolar de referencia 201 hace que el circuito genere un voltaje de emisor base, Vbe, de acuerdo a la siguiente ecuación logarítmica natural : Vbe= Vt*ln(Ic/ls) (1) donde Vt es el voltaje térmico del transistor de unión bipolar de referencia 201. Vt es igual a k*T/q, donde k es la conastante de Boltzmann, T es la temperatura del transistor de unión bipolar de referencia 201 en grados Kelvin, y q la carga del electrón. En la Ecuación (1) , Is es la corriente de saturación, e Ic es la corriente del colector en el transistor de unión bipolar de referencia 201, la cual es la corriente de saturación activa de ida del transistor de unión bipolar de referencia 201. Is es una función del área del transistor de unión bipolar de referencia 201 para un proceso de fabricación de un circuito integrado dado y es aproximadamente constante para un transistor dado. El voltaje del emisor base Vbe del transistor de unión bipolar de referencia 201 puede ser compensado por el circuito amplificador de operación de ganancia unitaria 220 formado por el amplificador 205, las resistencias 206 y 207, el capacitor 208, y el transistor MOS 219. El sistema aplica el voltaje compensado por ganancia unitaria a la base del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210. El sistema controla la corriente del colector del dispositivo de salida haciendo variar el voltaje base del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210. De este modo el voltaje base puede hacerse variar forzando una corriente de control específica de una fuente de corriente como la fuente de corriente de control 203 conectada al transistor de unión bipolar de referencia 201 como se muestra. El sistema aplica el voltaje base al dispositivo de salida a través de un compensador de ganancia unitaria como la forma mostrada en la FIGURA 2. La ganancia de la terminal es crítica para la operación. Generalmente, la ganancia de voltaje total en la terminal es proporcional a la transconductancia y es función de la desviación de DC del circuito: G= gm*Rsalida (2) donde G es una ganancia en la terminal, gm es la transconductancia del emisor común BJT que desprecia la retroalimentación inductiva, y Rsaiiaa es la resistencia de salida. Esto es verdadero para frecuencias bajas gra varía como se muestra en la Ecuación (3) : gm=Ic/Vt (3) donde Ic es una corriente del conector de ganancia y Vt es el voltaje térmico del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210. Puesto que la corriente del colector sigue la relación: le = ls*e(vbe/v)t (4) el Vbe del transistor de unión bipolar de referencia 201 y el transistor de RF, el único emisor común degenerado inductivamente BJT 210, son típicamente idénticos. Como resultado, las corrientes del colector del transistor de unión bipolar de referencia 201 y el único emisor común degenerado inductivamente BJT 210 generalmente serán proporcionales entre si. La corriente de saturación, Is, del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210 puede ser X veces más grande que la del transistor de unión bipolar de referencia 201, donde X es la relación de las áreas del emisor entre el transistor de unión bipolar de referencia 201 y el único emisor común degenerado inductivamente BJT 210. En general a altas frecuencias, la ganancia del amplificador 205 es Ganancia = GmZL, donde Gm es la transconductancia del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210 con la inductancia de la degeneración del emisor incluida, y ZL es la impedancia de salida observada en el colector del único emisor común degenerado inductivamente DJT 210. Esta impedancia de salida es la combinación paralela de la impedancia de carga reflejada de la salida de RF de regreso a través del circuito de acoplamiento de la FIGURA 2 y el dispositivo de salida en sí. En este arreglo: Gm= gm/ (1+gm * Ze) (5) donde gm representa la transconductancia bipolar y es igual a Ic/Vt. Ze es el valor de la impedancia del inductor de degeneración del emisor 214, la cual es igual a 2 * p *frecuencia*L, donde L es el valor del inductor de degeneración del emisor 214. A valores de corriente del colector pequeños, gm * Ze es mucho menor que 1. Esta relación hace que la gm del amplificador de RF sea igual a o aproximadamente igual a la gm de la transconductancia bipolar. Gm representa la transconductancia del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210 con la inductancia de degeneración del emisor incluida. Esto indica que la ganancia del amplificador es aproximadamente proporcional a la corriente del conector a valores pequeños de gm * Ze . Para gm * Ze siendo mucho mayor que 1, el valor de Gm se aproxima a 1/ Ze . De este modo para corriente de colector muy grandes, la ganancia del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210 es aproximadamente constante e igual a ZL/Ze. Si el valor de la corriente de control no es generado apropiadamente en el diseño de la FIGURA 2, puede resultar la característica no ideal de la gráfica 301, la cual representa un alejamiento de la característica ideal lineal en dB de la gráfica 302. Pueden resultar otras curvas no ideales en lugar de la gráfica 301 ilustrada en la FIGURA 3. Dependiendo de la terminal y la aplicación, la gráfica 301 es medida por lo tanto en puntos múltiples, típicamente en el exceso de diez puntos a través del intervalo de control de potencia, para determinar el desempeño y proporcionar la capacidad de calibrar exactamente la terminal. En el diseño de la presente, la corriente de control se hace variar para proporcionar un desempeño lineal en decibeles para el amplificador controlador de RF 200. El sistema deriva esta corriente de control variable obteniendo un voltaje de entrada de una fuente de voltaje con el MSM (Módem de Estación Móvil) y convirtiendo el voltaje a la corriente de control usando diferentes técnicas de compensación. El voltaje de control de ganancia automática para controlar la conversión de corriente es ilustrado en forma de diagrama de bloques en la FIGURA 4. De la FIGURA 4, el voltaje de control de ganancia automática pasa al bloque de Gm lineal 402. el bloque de Gm lineal 402 en este aspecto convierte el voltaje Vagc del nodo 401 a una corriente diferencial . El aspecto diferencial del bloque de Gm lineal 402 es opcional, y el aspecto requerido del bloque de Gm lineal 402 es la capacidad de convertir el voltaje a corriente. Pueden ser empleados varios dispositivos para convertir voltaje a corriente, incluyendo pero sin limitarse a un amplificador de transconductancia u otro transconductor, y otros dispositivos conocidos por aquellos expertos en la técnica capaces de convertir linealmente voltaje en corriente y corriente diferencial potencialmente . En este aspecto, la corriente diferencial fluye del bloque de Gm lineal 402 al bloque de compensación de temperatura 403, el cual efectúa la compensación por temperatura para la corriente recibida sobre la base de la temperatura absoluta del dispositivo, en este caso la corriente diferencial recibida del bloque de Gm lineal 402. Las corrientes diferenciales compensadas por temperatura son proporcionadas al bloque de control de corriente exponencial 404, el cual usa aspectos de las propiedades de la corriente del conector exponencial de los transistores bipolares en los circuitos de control de ganancia para compensar los aspectos exponenciales de la corriente del colector en el circuito amplificador controlador de RF 200. El resultado del bloque de control de corriente exponencial 404 pasa al bloque de compensación de degeneración inductiva 405, el cual modifica la corriente del bloque de control de corriente exponencial 404 para compensar la degeneración inductiva y permitir el control lineal de ganancia en decibeles . El resultado del bloque de compensación de degeneración inductiva 405 es una corriente de referencia o corriente de control Icontrol, la cual es proporcionada como corriente en la fuente de corriente de control 201 mostrada en la FIGURA 2.

Un circuito que puede ser empleado para convertir voltaje a corriente como en bloque de Gm lineal 402 se ilustra en la FIGURA 5 y opera usando el voltaje del MSM. De la FIGURA 5, la señal Vcontrol es convertida en una corriente usando la siguiente ecuación: Vcontrol/Rl=Icontrol (6) Vcontrol es el voltaje de control aplicado a la terminal positiva del amplificador 502, Rl es la resistencia de la resistencia 503, e Icontrol la corriente de control resultante en el transistor NMOS 501. La salida del amplificador 502 se conecta a la compuerta del transistor NMOS 501. De la FIGURA 5, la terminal negativa del amplificador 502 recibe la retroalimentación de la fuente del transistor NMOS 501, y la fuente también alimenta la resistencia Rl, la cual está conectada a tierra. El Icontrol varía linealmente con el valor de Vcontrol . Esta corriente de control Icontrol y el voltaje de control Vcontrol son usados en otros aspectos del diseño como se describe más adelante. La corriente del colector en BJT varía de acuerdo a la temperatura, y el sistema de la presente compensa la corriente por diferencias de temperatura usando el bloque de compensación por temperatura 403. El bloque de compensación por temperatura 403 proporciona una función de conversión PTAT (proporcional a la temperatura absoluta) . La función del bloque de compensación de temperatura 403 es proporcionar un incremento en la corriente cuando se incremente la temperatura. Operativamente, la corriente es compensada multiplicando la corriente recibida del bloque de Gm lineal 402 por un factor de compensación por temperatura derivado de la temperatura entonces existente. Un circuito que puede ser empleado para la compensación por temperatura en el esquema de la presente se ilustra en la FIGURA 6. El circuito en la FIGURA 6 proporciona la siguiente funcionalidad: ICOntrol * (??t?t/lrefl) (7) donde Icontrol es la corriente de control generada de la FIGURA 5 e Irefi es la corriente constante que no varía con la temperatura o cualquier otro parámetro . Como se muestra en la FIGURA 6, el voltaje VDD es aplicado en la parte superior del circuito en la configuración mostrada, y este voltaje pasa a la fuente de corriente de control 601, el BJT de corriente PTAT 602, y el BJT de corriente de referencia 1 603. La salida del emisor del BJT de corriente PTAT 602 pasa a una fuente de corriente PTAT 605, la cual está conectada a tierra, y a la base de la BJT de corriente de control 604. La salida de la fuente de corriente de control 601 pasa a la base del BJT de corriente PTAT 602, la base de BJT de corriente de referencia 1 601, y al colector de BJT de corriente de control 604. El emisor del BJT de corriente PTAT 602 pasa a la unión de. la base de BJT de corriente de control 604. El emisor del BJT de corriente de referencia 603 pasa a la fuente de corriente de referencia 1 606, la cual está conectada a tierra. El emisor del BJT de corriente de referencia 1 603 también está conectado a la base del BJT de corriente IpCOntroi 607, el cual recibe la corriente IpControi en su colector y tiene su emisor conectado a tierra. De acuerdo al arreglo mostrado en la FIGURA 6, y en base a la Ecuación (7) , la corriente PTAT en la fuente de corriente PTAT 604 y la corriente de referencia 1 en la fuente de corriente de referencia 1 606 proporciona valores de compensación por temperatura para la corriente diferencial recibida. La Icontrol es multiplicada por la corriente en la fuente de corriente PTAT 604 dividida por la corriente en la fuente de corriente de referencia 1 606. De este circuito, puede apreciarse que la compensación por PTAT es aproximadamente equivalente a tomar (Vt/Vcontrol) *Icontrol , la cual proporciona Icontrol con características de temperatura PTAT. La corriente compensada máxima, Imaxcomp; es calculada de acuerdo a la siguiente ecuación: (??t?t/lrefl) (8) donde Vcontrolmax es el valor máximo de Vcontrol, Rl es la resistencia usada en la FIGURA 5, e IPTAT ß Irefi como se muestra en la FIGURA 6. De la FIGURA 7, las corrientes de control PTAT lineal Ipcontrol de Imaxcomp son convertidas a una corriente de control exponencial compensada por temperatura con un par diferencial bipolar como sigue: Ipcontrol" Rl (9) V, donde InndB es la corriente lineal en dB que ahora varia exponencialmente con Ipcontrol, Iref2 es la corriente de referencia ilustrada en la FIGURA 6, Ipcontrol es la corriente de control PTAT lineal de la FIGURA 6, Vt es el voltaje térmico, y R2 es la resistencia de la resistencia 710 o 711 de la FIGURA 7. La ecuación (9) proporciona una referencia para el control lineal en dB del colector de corriente DA con una retroalimentación pequeña, con un énfasis hacia permitir que el Vt en el denominador sea cancelado. La Ipcontrol es proporcional a Vt debido a la compensación de temperatura previa. Para simplificar la siguiente descripción, es empleado un factor de normalización A basado en la Ecuación (9), donde: A= IlindB/Iref2=e(IpcoIltrol*R2)/Vt) (10) El factor de normalización A corresponde a una corriente que varía exponencialmente que da como resultado una ganancia lineal en dB para corrientes bajas donde la degeneración inductiva puede ser despreciada. La FIGURA 7 ilustra un circuito que proporciona el control de corriente exponencial que iguala efectivamente la característica exponencial en el circuito mostrado en la FIGURA 2. De la FIGURA 7, las corrientes PTAT diferencial lineales son convertidas a una corriente de control exponencial compensada por temperatura con un par diferencial bipolar. La corriente de referencia, Iref2, es como se muestra, y está asociada con el transistor PMOS 703. El sistema multiplica la corriente de referencia Iref2 por el factor de normalización A en el transistor PMOS 701. El transistor PMOS 702 incluye una bifurcación 704, mientras que el transistor 703 incluye la bifurcación 705. El emisor de cada uno de los transistores PMOS 702 y 703 pasa a los colectores del primer BJT 706 y el segundo BJT 707, respectivamente. Las corrientes recibidas del bloque de compensación por temperatura 403 son Ipcontrol e iMAXcomp, mostradas en la fuente de corriente de Ipcontrol 708 y la fuente de corriente ImaxcomP 709, respectivamente. La salida de esas fuentes de corriente pasa a las bases de los BJT, específicamente la salida de la fuente de corriente Ipcontrol 708 pasa a la base del primer BJT 706 y la salida de la fuente de corriente lM¾xcomp 709 pasa a la base del segundo BJT 707. La salida de la fuente de corriente Ipcontrol 708 pasa la resistencia 710 y a tierra, mientras que la salida de la fuente de Itiaxcomp 709 pasa la resistencia 711 y entonces a tierra. El emisor de ambos del primer BJT 706 y el segundo BJT 707 pasa a la fuente de suma 712, la cual entonces pasa a tierra. El valor de la fuente suma 712 es (A+l) * Iref2. El circuito ejemplar mostrado en la FIGURA 7 proporciona una referencia para el control lineal en dB de la corriente del colector DA con una retroalimentación inductiva pequeña. Para corrientes de colector más grandes, como aquellas en el intervalo que exceda de aproximadamente 70 por ciento de Vcontrol (corrientes de colector donde Gm*Ze es mayor o igual de 1) , la retroalimentación de la degeneración inductiva en el emisor hace que las características se aparten de la linealidad, y la corriente de control puede ser procesada adicionalmente para compensar esta retroalimentación usando al compensación por degeneración inductiva. Para compensar la degeneración inductiva del dispositivo de salida, un bloque de compensación de degeneración inductiva adicional 405 procesa aún más la corriente de control exponencial recibida del bloque de control del circuito exponencial 404 para corrientes de conector grandes en un dispositivo de salida. El bloque de compensación de degeneración compensa la degeneración inductiva y proporciona una característica lineal dB a través de un intervalo de control de ganancia completo del amplificador controlador, resolviendo principalmente el intervalo de corriente del colector final alto. Sin esta compensación de la degeneración inductiva, la característica de control de ganancia sea lineal en dB a una potencia de salida baja y constante a potencias de salida altas . La compensación de degeneración inductiva en combinación con el controlador exponencial corrige la desviación de la linealidad a corrientes de colector altas. La ganancia de voltaje del dispositivo de salida, a saber el amplificador controlador de RF 200 que incluye su circuito de desviación asociados, para la situación de corriente del colector alta, es dada aproximadamente: Av= (Gm*ZL) / (1 + Gm * ZE) (11) donde Gm es la transconductancia de un solo emisor común degenerado inductivamente BJT 210 con la inductancia de degeneración del emisor incluida, ZL es la impedancia de carga observada en el colector, ZE es la impedancia del inductor del emisor, y Av es la ganancia de voltaje. Una vez más, puede ser empleado el factor de normalización A, donde Av es la ganancia de voltaje y Amax es la ganancia máxima del transconductor degenerado inductivamente : A=Av/Amax (12) con Amax= ZL/ZE (13) Nótese que de la Ecuación (12) el factor de normalización A es igual a uno cuando Av es igual a Amax. De las Ecuaciones (11) hasta (13) , la corriente del colector es representada por: Ic= (Vt/ZL)*Amax (A/ (1-A) ) (14) La corriente del colector que puede ser empleada para la ganancia normalizada constante es PTAT, y de este modo Ire£3 es una corriente PTAT. La ecuación (14) es la corriente de desviación usada para generar la característica lineal en dB. Nuevamente, usando el factor de normalización A donde : A= IUndB/lref3 = e ( « °«*roi*s2) /vt> = Av/Amax (15) la corriente del colector en términos del factor de normalización A es: (Iref3*A* Iref2) / (Iref2* (1"?) ) = Iref3 (A/ (1-A) ) (16) se asume que Ire£3 como un PTAT para compensar la variación de PTAT de gm de BJT. De este modo Iref3 representa una corriente de referencia que proporciona una ganancia constante contra la temperatura, proceso y voltaje. El conjunto anterior de las ecuaciones ignora ciertos efectos no ideales, incluyendo, pero sin limitar a rB y ß finito de un BJT típico. El circuito translirieal presentado en la FIGURA 8 puede ser usado para implementar la función de compensación de degeneración inductiva descrita en la Ecuación (16) . Este circuito toma la salida de la FIGURA 7, A* Iref2, la cual genera una corriente de control que varía exponencialmente para corrientes bajas y modifica la salida para compensar la degeneración inductiva a corrientes altas. La combinación de esos dos circuitos permite el control lineal dB a través de todo el intervalo de control de ganancia. De la FIGURA 8, el VDD es aplicado a la parte superior del circuito y entra a los colectores en el primer BJT 801, el segundo BJT 802, quinto BJT 805, y el sexto BJT 806, así como las bases del primer BJT 801 y el sexto BJT 806. El emisor del primer BJT 801 pasa a la fuente de corriente de Iref3 811 y la base del segundo BJT 802. El emisor del segundo BJT 802 pasa a la fuente de corriente A*Iref2 812 y la base del tercer BJT 803. El emisor del sexto BJT 806 pasa a la base del quinto BJT 805 y el colector del tercer BJT 803. El cuarto BJT 804 recibe IDAcontrol en su colector y pasa la señal de su emisor, la cual se combina con la señal del emisor del tercer BJT 803 a la fuente de corriente lo 813. El emisor del quinto BJT 805 proporciona la corriente (1-A)*lref2 la cual se combina con la salida de la fuente de corriente A*Iref2 815 para formar la corriente Iref2 en la fuente de corriente Iref2 814. La corriente A*Iref2 también es proporcionada a la base del cuarto BJT 804. La fuente de corriente A*Iref2 815 recibe el voltaje VDD. El circuito puede ser usado como bloque 405 en la FIGURA 4, y proporciona un límite de corriente, lo, que puede evitar la singularidad debida a la presencia de (1-A) en el denominador de la Ecuación (16) . Sumar el control de ganancia (30-40dB) al amplificador controlador en la forma mostrada permite que el VGA Convertidor ascendente, a saber el amplificador controlador del RF 200 de la FIGURA 2, emplee una topología robusta, altamente fabricable con solamente el intervalo de aproximadamente 60 dB de control de ganancia. De esta manera puede ser lograda una característica de control en la ganancia de dB de primer orden en el amplificador controlador de RF 200 desviando el amplificador controlador de RF con la corriente del colector que varía exponencialmente . Como resultado, el amplificador controlador de RF 200 lleva una desviación de DC significativa a una potencia de salida nominal para satisfacer, los requerimientos de distorsión del estándar CDMA.. Para potencias de salida menores que la máxima, la desviación del amplificador controlador cae exponencialmente, ahorrando un consumo de corriente considerable y reduciendo el consumo de potencia total de la terminal . Para condiciones de potencia de salida mínima, el diseño de la presente desvía el dispositivo de salida a una corriente de colector muy baja. Esta desviación puede colocar al amplificador controlador de RF 200 en un modo de atenuación a una potencia de salida baja, ofreciendo por lo tanto la capacidad de suprimir ruido y señales espurias y proporcionar una mejor relación de señal a ruido a una potencia de salida baja. Esto es cada vez más importante en el estándar 3G. También puede ser muy útil suprimir la alimentación de LO a través de arquitecturas de transmisor de conversión ascendente directa. El circuito de desviación de control de ganancia descrito aquí opera en una forma continua a través del intervalo de control de ganancia. Como resultado, existen discontinuidades mínimas en la característica de control de ganancia, que permiten que el control de potencia de circuito cerrado usado en un sistema CDMA funcione apropiadamente . El control de ganancia también permite que el consumo de potencia sea optimizado al perfil CDMA.

A una potencia alta la desviación es grande de acuerdo a lo requerido para la linealidad. Para potencias más bajas cae aproximadamente de manera exponencial . El control de ganancia permite que el amplificador controlador de RF 200 entre al modo de atenuación a una potencia de salida baja, suprimiendo de este modo el ruido y productos espurios en la salida del transmisor. Lo anterior discute el control lineal el dB y presenta un circuito de muestreo para corrientes de colector altas. Para corrientes de colector bajas, la ganancia del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210 de la FIGURA 2 es aproximadamente: gm*ZL= (Ic*ZL)/Vt (17) donde gm es la transconductancia, Ic es la corriente del colector, ZL es la impedancia de salida observada en el colector del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210, y Vt el voltaje térmico del único emisor común degenerado inductivamente BJT 210. En decibeles, la ganancia es dada por: Ganancia (dB) =10*log( (Ic*ZL) /Vt) (18) De este modo, la ganancia varía logarítmicamente con la corriente del colector a niveles de corriente del colector baja. La corriente del colector variará exponencialmente con respecto al Vbe que varía linealmente como Ic= is*e(vbe/ t) (19) Sustituyendo el valor de Ic de la Ecuación (19) en la expresión de la Ecuación (18) se produce: Ganancia (dB) =10*log( (Is*e ívbevt) ) *ZL/Vt) (20) La Ecuación (20) produce la siguiente relación entre la ganancia de decibeles y Vbe : Ganancia (dB) =10* (Vbe/Vt) +log (Is*ZL/Vt) (21) El término log de la Ecuación (20) es aproximadamente constante y la ganancia en dB varía linealmente con Vbe. Esta relación puede ser empleada para ofrecer el control lineal en dB para corrientes de colector bajas y modificada para permitir el control lineal a dB a corrientes de colector altas. La descripción anterior de las modalidades de la invención se proporcionó para permitir a cualquier experto en la técnica hacer o usar la presente invención. Las diferentes modificaciones a esas modalidades serán fácilmente evidentes a aquellos expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos aquí pueden ser aplicados a otras modalidades sin el uso de una facultad inventiva. De este modo, no se pretende que la presente invención se límite a las modalidades mostradas aquí, sino de acuerdo al más amplio alcance consistente con los principios y características novedosas reveladas aquí.

Claims

NOVEDAD DE LA INVENCION Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes : REIVINDICACIONES 1. Un sistema amplificador controlador de frecuencia de radio (RF) para proporcionar control lineal en la ganancia de decibeles en respuesta al voltaje de control de ganancia recibido, sistema amplificador controlador de RF que tiene un circuito amplificador controlador que incluye un transistor de unión bipolar y un circuito de acoplamiento, el sistema amplificador controlador de RF se caracteriza porque comprende: un transductor lineal que recibe un voltaje de entrada y proporciona una corriente controlada basada en el voltaje de entrada recibido; un circuito de compensación por temperatura para hacer variar la corriente del transductor lineal de acuerdo a la temperatura absoluta; un controlador de corriente exponencial que recibe corriente variable de acuerdo a la temperatura del circuito de compensación por temperatura y proporciona una corriente exponencial en respuesta; y un compensador de degeneración inductiva que recibe corriente exponencial del controlador de corriente exponencial y proporciona una corriente de control al circuito amplificador controlador que compensa la degeneración inductiva a al menos un inductor en el circuito amplificador controlador; donde la corriente de control pasa del compensador de degeneración inductiva al circuito amplificador controlador y el transistor de unión bipolar y el circuito de acoplamiento y la ganancia de salida del circuito amplificador controlador varía linealmente en decibeles con respecto al voltaje de entrada.
2. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el transconductor lineal convierte el voltaje de entrada a una corriente diferencial .
3. El sistema de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el circuito de compensación por temperatura compensa la corriente diferencial por efectos de temperatura haciendo variar la corriente diferencial de acuerdo a la temperatura absoluta .
4. El sistema de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque el controlador de corriente exponencial comprende un par diferencial bipolar que convierte la corriente diferencial en la corriente exponencial .
5. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porgue el controlador de corriente exponencial y el compensador de degeneración inductiva corrige la desviación del desempeño lineal para corrientes de colector altas.
6. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el compensador de degeneración inductiva emplea un circuito translineal.
7. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el circuito de compensación de temperatura proporciona compensación de PTAT usando un circuito de transistor de unión bipolar.
8. El sistema de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el compensador de degeneración inductiva emplea un circuito translineal que comprende un circuito de transistor de unión bipolar.
9. Un aparato para proporcionar control lineal en la ganancia de decibeles basado en un voltaje recibido, caracterizado porque comprende: un convertidor de voltaje a corriente que convierte el voltaje recibido en una corriente; un circuito de compensación de temperatura que compensa la corriente por cambios de temperatura en una corriente compensada por temperatura; y un control de corriente exponencial y un circuito de compensación de degeneración inductiva que recibe la corriente compensada por temperatura y remueve los efectos de la degeneración inductiva para proporcionar una corriente de referencia usada para proporcionar control lineal en la ganancia en decibeles.
10. El aparato de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el convertidor de voltaje a corriente convierte el voltaje recibido en una corriente diferencial.
11. El aparato de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque el circuito de compensación de temperatura compensa la corriente diferencial por los efectos de temperatura haciendo variar la corriente diferencial de acuerdo a la temperatura absoluta.
12. El aparato de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque el circuito de control de corriente exponencial y de compensación degeneración inductiva comprende un par diferencial bipolar que convierte la corriente diferencial en la corriente de referencia.
13. El aparato de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el circuito de control de corriente exponencial y de compensación de degeneración inductiva corrige la desviación del desempeño lineal para corrientes del colector altas.
14. El aparato de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el circuito de control de corriente exponencial y de compensación de degeneración inductiva emplea un circuito translineal .
15. El aparato de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el circuito de compensación de temperatura proporciona compensación PTAT usando un circuito de transistor de unión bipolar.
16. El aparato de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque el circuito de control de corriente exponencial y de compensación de degeneración inductiva emplea un circuito translineal que comprende un circuito transistor de unión bipolar.
17. Un sistema para proporcionar control lineal en la ganancia de decibeles para un amplificador controlador de RF, caracterizado porque comprende: medios para proporcionar una corriente; medios para compensar por temperatura la corriente en una corriente compensada por temperatura; medios para controlar exponencialmente la corriente compensada por temperatura en una corriente controlada exponencialmente; y medios para compensar la degeneración inductiva de la corriente controlada exponencialmente, produciendo por lo tanto una corriente de referencia usada para proporcionar control lineal en la ganancia en decibeles.
18. El sistema de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque los medios que proporcionan corriente proporcionan una corriente diferencial .
19. El sistema de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque los medios que compensan la temperatura compensan la corriente diferencial por los efectos de la temperatura haciendo varia la corriente diferencial de acuerdo a la temperatura absoluta.
20. El sistema de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque los medios que de control exponencial comprenden un par diferencial bipolar que convierte la corriente diferencial en corriente controlada exponencialmente .
21. El sistema de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque los medios de control exponencial y los medios que compensan la degeneración inductiva corrigen la desviación del desempeño lineal para corrientes de colector altas.
22. El sistema de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque los medios que compensan la degeneración inductiva comprenden un circuito translineal.
23. El sistema de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque los medios que compensan por temperatura proporcionan compensación PTAT usando el circuito de transistor de unión bipolar.
24. El sistema de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque los medios que compensan la degeneración inductiva emplean un circuito translineal que comprende un circuito de transistor de unión bipolar.
25. Un método para proporcionar control lineal con ganancia en los decibles en un amplificador controlador de F, caracterizado porque comprende: generar una corriente; compensar por temperatura la corriente en una corriente compensada por temperatura; controlar exponencialmente el circuito compensado por temperatura en una corriente controlada exponencialmente ; y compensar la degeneración inductiva de la corriente controlada exponencialmente, produciendo por lo tanto una corriente de referencia usada para proporcionar el control lineal en la ganancia en decibeles.
26. El método de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque comprende además aplicar la corriente de referencia a un circuito amplificador controlador de RF.
27. El método de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque la generación de corriente comprende generar una corriente diferencial.
28. El método de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque la compensación de temperatura compensa la corriente diferencial por los efectos de la temperatura haciendo variar la corriente diferencial de acuerdo a la temperatura absoluta.
29. El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque el control exponencial comprende emplear un par diferencial bipolar para convertir la corriente diferencial en la corriente controlada exponencialmente .
30. El método de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque el control exponencial y la compensación de la degeneración inductiva corrige la desviación del desempeño lineal para corrientes de colector altas.
31. El método de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque la compensación de la degeneración inductiva comprende emplear un circuito transíineal.
32. El método de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque la compensación de temperatura proporciona compensación PTAT usando un circuito de transistor de unión bipolar.
33. El método de conformidad con la reivindicación 32, caracterizado porque la compensación de la degeneración inductiva emplea un circuito translineal que comprende un circuito de transistor de unión bipolar.
34. Un método para proporcionar amplificación de excitación de RF de ganancia variable al circuito amplificador controlador que comprende al menos un inductor, siendo la ganancia variable sustancialmente lineal en el control de ganancia de decibeles con respecto al voltaje de entrada recibido, caracterizado porque comprende : generar una señal de control de corriente, que comprende : recibir el voltaje de entrada y convertir el voltaje de entrada a una corriente; compensar la corriente por los efectos de temperatura haciendo variar la corriente de acuerdo a la temperatura absoluta para producir una corriente compensada por temperatura; proporcionar una corriente exponencial controlada basada en corriente compensada por temperatura; y compensar la degeneración inductiva en la corriente exponencial controlada, comprendiendo la compensación alterar la corriente para resolver efectos de corriente alta para al menos un inductor en el circuito amplificador controlador, donde el resultado de la compensación es la creación de una corriente de control pasada al circuito amplificador controlador.
35. El método de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque la recepción comprende convertir el voltaje de entrada a una corriente diferencial, y donde la compensación comprende compensar la corriente diferencial por los efectos de la temperatura haciendo variar la corriente diferencial de acuerdo a la temperatura absoluta para producir la corriente compensada por temperatura.
36. El método de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque proporcionar la corriente exponencial controlada comprende convertir la corriente diferencial en la corriente compensada por temperatura usando un par diferencial bipolar.
37. El método de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque proporcionar corriente exponencial controlada y compensar la generación inductiva corrige la desviación del desempeño lineal para corrientes de colector altas.
38. El método de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque para proporcionar la corriente exponencial controlada y compensar la generación inductiva se emplea un circuito transíineal.
39. El método de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque la compensación de corriente para efectos de temperatura comprende proporcionar compensación PTAT usando un circuito de transistor de unión bipolar.
40. El método de conformidad con la reivindicación 39, caracterizado porque compensar la degeneración inductiva en la corriente exponencial controlada comprende emplear un circuito transíineal que tiene un circuito de transistor de unión bipolar.
41. Un circuito integral (IC) caracterizado porque comprende : un transductor lineal que recibe el voltaje de entrada y proporciona una corriente controlada basada en el voltaje de entrada recibido,- un circuito de compensación de temperatura para hacer variar la corriente del transconductor lineal de acuerdo a la temperatura absoluta; un controlador de corriente exponencial que recibe corriente variable de acuerdo a la temperatura del circuito de compensación por temperatura y proporciona una corriente exponencial en respuesta; y un compensador de degeneración inductiva que recibe corriente exponencial del controlador de corriente exponencial y que genera una corriente de control para compensar la degeneración inductiva.
42. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque el transductor lineal convierte el voltaje de entrada a la corriente diferencial .
43. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 42, caracterizado porque el circuito de compensación de temperatura compensa la corriente diferencial por los efectos de temperatura haciendo variar la corriente diferencial de acuerdo a la temperatura absoluta.
44. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 43, caracterizado porque el controlador de corriente exponencial comprende un par diferencial bipolar que convierte la corriente diferencial en la corriente exponencial.
45. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque el controlador de corriente exponencial y el compensador de degeneración inductiva corrige la desviación del desempeño lineal para corrientes de colector altas.
46. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque el compensador de degeneración inductiva emplea un circuito translineal .
47. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque el circuito de compensación de temperatura proporciona compensación PTAT usando el circuito de transistor de unión bipolar.
48. El circuito integrado de conformidad con la reivindicación 41, caracterizado porque el circuito integrado es un microcircuito integrado de RF.